JPH0829229A - コリオリ質量流量計 - Google Patents
コリオリ質量流量計Info
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- JPH0829229A JPH0829229A JP6158985A JP15898594A JPH0829229A JP H0829229 A JPH0829229 A JP H0829229A JP 6158985 A JP6158985 A JP 6158985A JP 15898594 A JP15898594 A JP 15898594A JP H0829229 A JPH0829229 A JP H0829229A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】高速演算、演算誤差が少ないコリオリ質量流量
計を提供する。 【構成】コリオリ信号を用いて質量流量を測定するコリ
オリ質量流量計において、各コリオリ信号をデジタル信
号に変換する第１，第２のＡ／Ｄ変換器と、第１，第２
のＡ／Ｄ変換器の出力信号を９０°異なる位相に変換す
る第１，第２の移相器と、第１のＡ／Ｄ変換器の出力信
号をａ、第１の移相器の出力信号をｂ、第２のＡ／Ｄ変
換器の出力信号をｃ、第２の移相器の出力信号をｄとし
一対のコリオリ信号の位相差の正接信号をtanΦとした
場合にtanΦ＝（ｂｃ−ａｄ）／（ａｃ＋ｂｄ）なる演
算を行いtanΦを求める三角関数演算器と第１，第２の
Ａ／Ｄ変換器に各コリオリ信号の振動とは無関係に所定
のサンプリング周期を有するタイミング信号を付与する
クロックとを具備したことを特徴とするコリオリ質量流
量計である。
計を提供する。 【構成】コリオリ信号を用いて質量流量を測定するコリ
オリ質量流量計において、各コリオリ信号をデジタル信
号に変換する第１，第２のＡ／Ｄ変換器と、第１，第２
のＡ／Ｄ変換器の出力信号を９０°異なる位相に変換す
る第１，第２の移相器と、第１のＡ／Ｄ変換器の出力信
号をａ、第１の移相器の出力信号をｂ、第２のＡ／Ｄ変
換器の出力信号をｃ、第２の移相器の出力信号をｄとし
一対のコリオリ信号の位相差の正接信号をtanΦとした
場合にtanΦ＝（ｂｃ−ａｄ）／（ａｃ＋ｂｄ）なる演
算を行いtanΦを求める三角関数演算器と第１，第２の
Ａ／Ｄ変換器に各コリオリ信号の振動とは無関係に所定
のサンプリング周期を有するタイミング信号を付与する
クロックとを具備したことを特徴とするコリオリ質量流
量計である。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、両端が固定されている
測定チューブ内に被測定流体を流し励振装置により測定
チューブを所定モードで振動させ、その結果得られる一
対のコリオリ信号を用いて質量流量を測定するコリオリ
質量流量計に係り、特に、高速演算が可能で、演算誤差
の少ないコリオリ質量流量計に関する。
測定チューブ内に被測定流体を流し励振装置により測定
チューブを所定モードで振動させ、その結果得られる一
対のコリオリ信号を用いて質量流量を測定するコリオリ
質量流量計に係り、特に、高速演算が可能で、演算誤差
の少ないコリオリ質量流量計に関する。
【０００２】
【従来の技術】図６は従来のコリオリ質量流量計のセン
サ部の構成を示す構成図である。図７は図６に示すコリ
オリ質量流量計のセンサ部の動作を説明する説明図、図
８は図６に示すセンサ部と組合せて質量流量を演算する
変換部の構成を示す構成図である。
サ部の構成を示す構成図である。図７は図６に示すコリ
オリ質量流量計のセンサ部の動作を説明する説明図、図
８は図６に示すセンサ部と組合せて質量流量を演算する
変換部の構成を示す構成図である。
【０００３】以下、図６〜図８を用いて従来のコリオリ
質量流量計について説明する。 この場合の測定チュー
ブは、例えばＵ字管方式など他の方式でも良いが、簡単
のため直管方式のもので以下に説明する。
質量流量計について説明する。 この場合の測定チュー
ブは、例えばＵ字管方式など他の方式でも良いが、簡単
のため直管方式のもので以下に説明する。
【０００４】１は被測定流体を流す測定チューブであ
り、この測定チューブ１の両端は支持部材２、３に固定
されている。この測定チューブ１の中央部近傍には、こ
の測定チューブ１を上下に機械振動をさせる加振器４が
設置されている。
り、この測定チューブ１の両端は支持部材２、３に固定
されている。この測定チューブ１の中央部近傍には、こ
の測定チューブ１を上下に機械振動をさせる加振器４が
設置されている。
【０００５】そして、測定チューブ１の支持部材２、３
に固定されている近傍には、この測定チューブ１の振動
を検出するセンサ５Ａ、５Ｂが固定されている。また、
支持部材３の近傍には温度補償に使用する温度センサ６
が設けられている。以上によりセンサ部ＳＮＳが構成さ
れている。
に固定されている近傍には、この測定チューブ１の振動
を検出するセンサ５Ａ、５Ｂが固定されている。また、
支持部材３の近傍には温度補償に使用する温度センサ６
が設けられている。以上によりセンサ部ＳＮＳが構成さ
れている。
【０００６】加振器４から測定チューブ１に図７のＭ
１、Ｍ２に示すような１次モードの形状で振動が与えら
れている状態で、測定チューブ１に被測定流体が流れる
と、Ｍ３、Ｍ４に示すような２次モードの形状で測定チ
ューブ１が振動する。
１、Ｍ２に示すような１次モードの形状で振動が与えら
れている状態で、測定チューブ１に被測定流体が流れる
と、Ｍ３、Ｍ４に示すような２次モードの形状で測定チ
ューブ１が振動する。
【０００７】実際には、この２種類の振動パターンが重
畳された形で測定チューブ１が振動する。測定チューブ
１のこの変形をセンサ５Ａ、５Ｂで検出して変位信号Ｓ
A、ＳBとして図８に示す変換部ＴＲ１に送出する。
畳された形で測定チューブ１が振動する。測定チューブ
１のこの変形をセンサ５Ａ、５Ｂで検出して変位信号Ｓ
A、ＳBとして図８に示す変換部ＴＲ１に送出する。
【０００８】センサ５Ａで検出された変位信号ＳAは、
周波数測定回路７に入力されて、ここで信号周波数ｆA
が測定される。信号周波数ｆAはタイミング生成回路８
に出力され、ここで測定チューブ１の振動の１周期を正
確にＮ等分（Ｎは自然数）して得たＮ個所の点を指定す
るサンプリングのタイミング信号ＴSが生成される。
周波数測定回路７に入力されて、ここで信号周波数ｆA
が測定される。信号周波数ｆAはタイミング生成回路８
に出力され、ここで測定チューブ１の振動の１周期を正
確にＮ等分（Ｎは自然数）して得たＮ個所の点を指定す
るサンプリングのタイミング信号ＴSが生成される。
【０００９】一方、変位信号ＳAはトラックアンドホー
ルド（Ｔ＆Ｈ）回路９に出力され、ここでサンプリング
タイミング信号ＴSにより変位信号ＳAの各周期のＮ個の
時点で順次サンプル／ホールドされる。ホールドされた
変位信号ＳAはアナログ／デジタル変換器１０に出力さ
れ、ここで順次デジタル信号ＤA1に変換される。
ルド（Ｔ＆Ｈ）回路９に出力され、ここでサンプリング
タイミング信号ＴSにより変位信号ＳAの各周期のＮ個の
時点で順次サンプル／ホールドされる。ホールドされた
変位信号ＳAはアナログ／デジタル変換器１０に出力さ
れ、ここで順次デジタル信号ＤA1に変換される。
【００１０】デジタル信号ＤA1は、デスクリートフーリ
エ変換（ＤＦＴ）回路１１で周波数領域にフーリエ変換
され、変換された信号の実数成分と虚数成分との比から
位相θA1が演算される。
エ変換（ＤＦＴ）回路１１で周波数領域にフーリエ変換
され、変換された信号の実数成分と虚数成分との比から
位相θA1が演算される。
【００１１】また、センサ５Ｂで検出された変位信号Ｓ
Bは、トラックアンドホールド（Ｔ＆Ｈ）回路１２に出
力され、ここでサンプリングタイミング信号ＴSにより
変位信号ＳBの各周期のＮ個の時点で順次サンプル／ホ
ールドされる。ホールドされた変位信号ＳBはアナログ
／デジタル変換器１３に出力され、ここで順次デジタル
信号ＤB1に変換される。
Bは、トラックアンドホールド（Ｔ＆Ｈ）回路１２に出
力され、ここでサンプリングタイミング信号ＴSにより
変位信号ＳBの各周期のＮ個の時点で順次サンプル／ホ
ールドされる。ホールドされた変位信号ＳBはアナログ
／デジタル変換器１３に出力され、ここで順次デジタル
信号ＤB1に変換される。
【００１２】デジタル信号ＤB1は、デスクリートフーリ
エ変換（ＤＦＴ）回路１４で周波数領域にフーリエ変換
され、変換された信号の実数成分と虚数成分との比から
位相信号θB1が演算される。
エ変換（ＤＦＴ）回路１４で周波数領域にフーリエ変換
され、変換された信号の実数成分と虚数成分との比から
位相信号θB1が演算される。
【００１３】１５は位相差演算回路であり、この位相差
演算回路１５はＤＦＴ回路１１から順次出力される信号
位相θA1と、ＤＦＴ回路１４から順次出力される信号位
相θ B1との差を演算して位相差信号θ1として順次出力
する。ここに、θ1＝θA1ーθA2＝Φとする。
演算回路１５はＤＦＴ回路１１から順次出力される信号
位相θA1と、ＤＦＴ回路１４から順次出力される信号位
相θ B1との差を演算して位相差信号θ1として順次出力
する。ここに、θ1＝θA1ーθA2＝Φとする。
【００１４】この位相差信号θ1（＝Φ）からtanΦを求
め、信号周波数ｆAで除算して質量流量計を求めると共
に、温度センサ６で検出された温度信号を用いて図示し
ない回路でこの信号tanΦに対して温度補償をして正確
な質量信号として出力される。また、励振回路１６には
変位信号ＳAが入力され、この変位信号ＳAに対応する加
振電圧を加振器４に出力し、加振器４を例えば正弦波状
に駆動する。
め、信号周波数ｆAで除算して質量流量計を求めると共
に、温度センサ６で検出された温度信号を用いて図示し
ない回路でこの信号tanΦに対して温度補償をして正確
な質量信号として出力される。また、励振回路１６には
変位信号ＳAが入力され、この変位信号ＳAに対応する加
振電圧を加振器４に出力し、加振器４を例えば正弦波状
に駆動する。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、以上の
ようなコリオリ質量流量計は、測定チューブの振動周波
数の１周期を正確にＮ等分して得たＮ個所の点における
サンプリング値を用いる必要から、タイミング生成回路
を必要とする上に、この振動周波数は被測定流体の密
度、温度などにより変動するので、測定値に変動が生じ
不安定になり、出力が精度良く追従することができない
という問題がある。更に、位相差信号θ1からtanΦを求
めているので、位相差信号θ1を求めず、tanΦを直接求
める場合に比して、高速性に欠け、また、演算誤差を生
じ易い。本発明は、この問題点を、解決するものであ
る。本発明の目的は、高速演算が可能で、演算誤差の少
ないコリオリ質量流量計を提供するにある。
ようなコリオリ質量流量計は、測定チューブの振動周波
数の１周期を正確にＮ等分して得たＮ個所の点における
サンプリング値を用いる必要から、タイミング生成回路
を必要とする上に、この振動周波数は被測定流体の密
度、温度などにより変動するので、測定値に変動が生じ
不安定になり、出力が精度良く追従することができない
という問題がある。更に、位相差信号θ1からtanΦを求
めているので、位相差信号θ1を求めず、tanΦを直接求
める場合に比して、高速性に欠け、また、演算誤差を生
じ易い。本発明は、この問題点を、解決するものであ
る。本発明の目的は、高速演算が可能で、演算誤差の少
ないコリオリ質量流量計を提供するにある。
【００１６】
【課題を解決するための手段】この目的を達成するため
に、本発明は、 （請求項１）両端が固定されている測定チューブ内に被
測定流体を流し、励振装置により前記測定チューブを所
定モードで振動させ、その結果得られる一対のコリオリ
信号を用いて質量流量を測定するコリオリ質量流量計に
おいて、前記各コリオリ信号を各デジタル信号に変換す
る第１のＡ／Ｄ変換器と第２のＡ／Ｄ変換器と、前記第
１のＡ／Ｄ変換器の出力信号を９０°異なる位相に変換
する第１の移相器と、前記第２のＡ／Ｄ変換器の出力信
号を９０°異なる位相に変換する第２の移相器と、前記
第１のＡ／Ｄ変換器の出力信号をａとし前記第１の移相
器の出力信号をｂとし前記第２のＡ／Ｄ変換器の出力信
号をｃとし前記第２の移相器の出力信号をｄとし前記一
対のコリオリ信号の位相差の正接信号をtanΦとした場
合にtanΦ＝（ｂｃ−ａｄ）／（ａｃ＋ｂｄ）なる演算
を行いtanΦを求める三角関数演算器と、前記第１，第
２のＡ／Ｄ変換器に前記各コリオリ信号の振動とは無関
係に所定のサンプリング周期を有するタイミング信号を
付与するクロックとを具備したことを特徴とするコリオ
リ質量流量計。
に、本発明は、 （請求項１）両端が固定されている測定チューブ内に被
測定流体を流し、励振装置により前記測定チューブを所
定モードで振動させ、その結果得られる一対のコリオリ
信号を用いて質量流量を測定するコリオリ質量流量計に
おいて、前記各コリオリ信号を各デジタル信号に変換す
る第１のＡ／Ｄ変換器と第２のＡ／Ｄ変換器と、前記第
１のＡ／Ｄ変換器の出力信号を９０°異なる位相に変換
する第１の移相器と、前記第２のＡ／Ｄ変換器の出力信
号を９０°異なる位相に変換する第２の移相器と、前記
第１のＡ／Ｄ変換器の出力信号をａとし前記第１の移相
器の出力信号をｂとし前記第２のＡ／Ｄ変換器の出力信
号をｃとし前記第２の移相器の出力信号をｄとし前記一
対のコリオリ信号の位相差の正接信号をtanΦとした場
合にtanΦ＝（ｂｃ−ａｄ）／（ａｃ＋ｂｄ）なる演算
を行いtanΦを求める三角関数演算器と、前記第１，第
２のＡ／Ｄ変換器に前記各コリオリ信号の振動とは無関
係に所定のサンプリング周期を有するタイミング信号を
付与するクロックとを具備したことを特徴とするコリオ
リ質量流量計。
【００１７】（請求項２）前記三角関数演算器として、
時刻ｔiにおける前記第１のＡ／Ｄ変換器の出力信号を
ａiとし前記第１の移相器の出力信号をｂiとし前記第２
のＡ／Ｄ変換器の出力信号をｃiとし前記第２の移相器
の出力信号をｄiとし時刻ｔ1〜ｔNの前記一対のコリオ
リ信号の位相差の平均値の正接信号をtanΦとした場合
にtanΦ＝（１／Ｎ）ΣN i=1（（ｂiｃi−ａiｄi）／
（ａiｃi＋ｂiｄi））、あるいは、tanΦ＝（Σ
N i=1（ｂiｃi−ａiｄi））／（ΣN i=1（ａiｃi＋ｂ
iｄi））なる演算を行いtanΦを求める三角関数演算器
を具備したことを特徴とする請求項１記載のコリオリ質
量流量計。
時刻ｔiにおける前記第１のＡ／Ｄ変換器の出力信号を
ａiとし前記第１の移相器の出力信号をｂiとし前記第２
のＡ／Ｄ変換器の出力信号をｃiとし前記第２の移相器
の出力信号をｄiとし時刻ｔ1〜ｔNの前記一対のコリオ
リ信号の位相差の平均値の正接信号をtanΦとした場合
にtanΦ＝（１／Ｎ）ΣN i=1（（ｂiｃi−ａiｄi）／
（ａiｃi＋ｂiｄi））、あるいは、tanΦ＝（Σ
N i=1（ｂiｃi−ａiｄi））／（ΣN i=1（ａiｃi＋ｂ
iｄi））なる演算を行いtanΦを求める三角関数演算器
を具備したことを特徴とする請求項１記載のコリオリ質
量流量計。
【００１８】（請求項３）前記第１，第２移相器として
移相デジタルフイルタ器を用いこの移相デジタルフイル
タ器に対応して前記第１あるいは前記第２のＡ／Ｄ変換
器の後段であって前記三角関数演算器の前段にそれぞれ
同相デジタルフイルタ器を用いこの同相デジタルフイル
タ器と前記移相デジタルフイルタ器とでそれぞれヒルベ
ルト変換器が構成された事を特徴とする請求項１又は請
求項２記載のコリオリ質量流量計。
移相デジタルフイルタ器を用いこの移相デジタルフイル
タ器に対応して前記第１あるいは前記第２のＡ／Ｄ変換
器の後段であって前記三角関数演算器の前段にそれぞれ
同相デジタルフイルタ器を用いこの同相デジタルフイル
タ器と前記移相デジタルフイルタ器とでそれぞれヒルベ
ルト変換器が構成された事を特徴とする請求項１又は請
求項２記載のコリオリ質量流量計。
【００１９】（請求項４）前記同相デジタルフイルタ器
と移相デジタルフイルタ器に有限インパルス応答フイル
タを用いたことを特徴とする請求項３記載のコリオリ質
量流量計。
と移相デジタルフイルタ器に有限インパルス応答フイル
タを用いたことを特徴とする請求項３記載のコリオリ質
量流量計。
【００２０】（請求項５）前記有限インパルス応答フイ
ルタにバンドパス特性を持たせたことを特徴とする請求
項４記載のコリオリ質量流量計。
ルタにバンドパス特性を持たせたことを特徴とする請求
項４記載のコリオリ質量流量計。
【００２１】（請求項６）前記Ａ／Ｄ変換器の後段に、
各々一対のローパスフイルタ手段を設け、この各出力を
前記各デジタル信号として用いることを特徴とする請求
項１又は請求項２記載のコリオリ質量流量計。を構成し
たものである。
各々一対のローパスフイルタ手段を設け、この各出力を
前記各デジタル信号として用いることを特徴とする請求
項１又は請求項２記載のコリオリ質量流量計。を構成し
たものである。
【００２２】
【作 用】第１、第２のアナログ／デジタル変換器は、
測定チューブの中央に対して上下流で得られる一対の各
コリオリ信号を各デジタル信号に変換する。第１の移相
器は、第１のＡ／Ｄ変換器の出力信号を９０°異なる位
相に変換して出力する。第２の移相器は、第２のＡ／Ｄ
変換器の出力信号を９０°異なる位相に変換して出力す
る。
測定チューブの中央に対して上下流で得られる一対の各
コリオリ信号を各デジタル信号に変換する。第１の移相
器は、第１のＡ／Ｄ変換器の出力信号を９０°異なる位
相に変換して出力する。第２の移相器は、第２のＡ／Ｄ
変換器の出力信号を９０°異なる位相に変換して出力す
る。
【００２３】三角関数演算器は、第１のＡ／Ｄ変換器の
出力信号をａとし、第１の移相器の出力信号をｂとし、
第２のＡ／Ｄ変換器の出力信号をｃとし、第２の移相器
の出力信号をｄとし、前記一対のコリオリ信号の位相差
の正接信号をtanΦとした場合に、tanΦ＝（ｂｃ−ａ
ｄ）／（ａｃ＋ｂｄ）なる演算を行いtanΦを求める。t
anΦより、質量流量を求める。
出力信号をａとし、第１の移相器の出力信号をｂとし、
第２のＡ／Ｄ変換器の出力信号をｃとし、第２の移相器
の出力信号をｄとし、前記一対のコリオリ信号の位相差
の正接信号をtanΦとした場合に、tanΦ＝（ｂｃ−ａ
ｄ）／（ａｃ＋ｂｄ）なる演算を行いtanΦを求める。t
anΦより、質量流量を求める。
【００２４】
【実施例】図１は本発明の１実施例の構成を示すブロッ
ク図、図５は図１に示すデジタルフイルタの構成を示す
構成図である。図において、図６と同一記号の構成は同
一機能を表わす。以下、図６と相違部分のみ説明する。
ク図、図５は図１に示すデジタルフイルタの構成を示す
構成図である。図において、図６と同一記号の構成は同
一機能を表わす。以下、図６と相違部分のみ説明する。
【００２５】図１に示すセンサ部ＳＮＳは、図６に示す
センサ部の構成と同様に測定チューブ１、支持部材２、
３、加振器４、センサ５Ａ、５Ｂ、温度センサ６などに
より構成されている。
センサ部の構成と同様に測定チューブ１、支持部材２、
３、加振器４、センサ５Ａ、５Ｂ、温度センサ６などに
より構成されている。
【００２６】次に、このセンサ部ＳＮＳから出力される
信号を処理する変換部ＴＲ２について説明する。クロッ
ク信号発振器１７は測定チューブ１の振動とは関係なし
に、所定のサンプリング周期を持つタイミング信号ＴC
を生成する。
信号を処理する変換部ＴＲ２について説明する。クロッ
ク信号発振器１７は測定チューブ１の振動とは関係なし
に、所定のサンプリング周期を持つタイミング信号ＴC
を生成する。
【００２７】一方、変位信号ＳAは、例えばＡ・sin(ωｔ
0)なる形でトラックアンドホールド（Ｔ＆Ｈ）回路１８
に出力され、ここでサンプリングの時点を決めるタイミ
ング信号ＴCにより、変位信号ＳAの各周期のＮ個の時点
で順次サンプル／ホールドされる。ここで、Ａは振幅、
ωは角周波数、ｔ0は任意の時点を示す。
0)なる形でトラックアンドホールド（Ｔ＆Ｈ）回路１８
に出力され、ここでサンプリングの時点を決めるタイミ
ング信号ＴCにより、変位信号ＳAの各周期のＮ個の時点
で順次サンプル／ホールドされる。ここで、Ａは振幅、
ωは角周波数、ｔ0は任意の時点を示す。
【００２８】ホールドされた変位信号ＳAはアナログ／
デジタル変換器１９に出力され、ここで順次デジタル信
号ＤA2に変換されて、デジタル形式で処理されるローパ
スフイルタ（ＬＰＦ）２０に出力される。
デジタル変換器１９に出力され、ここで順次デジタル信
号ＤA2に変換されて、デジタル形式で処理されるローパ
スフイルタ（ＬＰＦ）２０に出力される。
【００２９】ローパスフイルタ（ＬＰＦ）２０は、測定
チューブの振動周波数付近よりも高い周波数成分を除去
して、デジタルフイルタの１種であるＦＩＲフイルタ２
１Ａにデジタル信号ＤA3として出力する。ＦＩＲとは、
Finite Impulse Responseの略であり、その構成につい
ては後述する。
チューブの振動周波数付近よりも高い周波数成分を除去
して、デジタルフイルタの１種であるＦＩＲフイルタ２
１Ａにデジタル信号ＤA3として出力する。ＦＩＲとは、
Finite Impulse Responseの略であり、その構成につい
ては後述する。
【００３０】ＦＩＲフイルタ２１Ａは、入力信号と同相
の出力信号に変換する同相デジタルフイルタであり、そ
の出力端には基本的にＡ・sin(ωｔ0)なる形のデジタル
信号ＤA4を出力する。
の出力信号に変換する同相デジタルフイルタであり、そ
の出力端には基本的にＡ・sin(ωｔ0)なる形のデジタル
信号ＤA4を出力する。
【００３１】また、デジタル信号ＤA3は同様にデジタル
フイルタの１種であるＦＩＲフイルタ２１Ｂに出力され
る。このＦＩＲフイルタ２１Ｂの構成についても後述す
るが、入力信号と９０°異なる位相の出力信号に変換す
る移相デジタルフイルタであり、基本的にＡ・cos(ω
ｔ0)なる形のデジタル信号ＤA5を出力する。そして、こ
れ等のＦＩＲフイルタ２１ＡとＦＩＲフイルタ２１Ｂで
ヒルベルト変換器２１を構成する。
フイルタの１種であるＦＩＲフイルタ２１Ｂに出力され
る。このＦＩＲフイルタ２１Ｂの構成についても後述す
るが、入力信号と９０°異なる位相の出力信号に変換す
る移相デジタルフイルタであり、基本的にＡ・cos(ω
ｔ0)なる形のデジタル信号ＤA5を出力する。そして、こ
れ等のＦＩＲフイルタ２１ＡとＦＩＲフイルタ２１Ｂで
ヒルベルト変換器２１を構成する。
【００３２】一方、変位信号ＳBは、例えばＢ・sin(ωｔ
0＋Φ)なる形でトラックアンドホールド（Ｔ＆Ｈ）回路
２４に出力され、ここでサンプリングの時点を決めるタ
イミング信号ＴCにより、変位信号ＳBの各周期のＮ個の
時点で順次サンプル／ホールドされる。ここで、Ｂは振
幅、Φは時点ｔ0における変位信号ＳAに対する位相差を
示す。
0＋Φ)なる形でトラックアンドホールド（Ｔ＆Ｈ）回路
２４に出力され、ここでサンプリングの時点を決めるタ
イミング信号ＴCにより、変位信号ＳBの各周期のＮ個の
時点で順次サンプル／ホールドされる。ここで、Ｂは振
幅、Φは時点ｔ0における変位信号ＳAに対する位相差を
示す。
【００３３】ホールドされた変位信号ＳBはアナログ／
デジタル変換器２５に出力され、ここで順次デジタル信
号ＤB2に変換されて、デジタル形式で処理されるローパ
スフイルタ（ＬＰＦ）２６に出力される。このローパス
フイルタ２６はローパスフイルタ２０と同一の構成であ
り、ゲイン特性および群遅延特性なども共通に選定して
おく。
デジタル変換器２５に出力され、ここで順次デジタル信
号ＤB2に変換されて、デジタル形式で処理されるローパ
スフイルタ（ＬＰＦ）２６に出力される。このローパス
フイルタ２６はローパスフイルタ２０と同一の構成であ
り、ゲイン特性および群遅延特性なども共通に選定して
おく。
【００３４】ローパスフイルタ２６は、ローパスフイル
タ２０と同様に、測定チューブの振動周波数付近よりも
高い周波数成分を除去して、デジタルフイルタの１種で
あるＦＩＲフイルタ２７にデジタル信号ＤB3として出力
する。
タ２０と同様に、測定チューブの振動周波数付近よりも
高い周波数成分を除去して、デジタルフイルタの１種で
あるＦＩＲフイルタ２７にデジタル信号ＤB3として出力
する。
【００３５】ＦＩＲフイルタ２７Ａは、ＦＩＲフイルタ
２１Ａと同様に、入力信号と同相の出力信号に変換する
同相デジタルフイルタであり、その出力端には基本的に
Ｂ・sin(ωｔ0＋Φ)なる形のデジタル信号ＤB4を出力す
る。
２１Ａと同様に、入力信号と同相の出力信号に変換する
同相デジタルフイルタであり、その出力端には基本的に
Ｂ・sin(ωｔ0＋Φ)なる形のデジタル信号ＤB4を出力す
る。
【００３６】また、デジタル信号ＤB3はデジタルフイル
タの１種であるＦＩＲフイルタ２７Ｂに出力される。こ
のＦＩＲフイルタ２７Ｂは、入力信号と９０°異なる位
相の出力信号に変換する移相デジタルフイルタであり、
基本的にＢ・cos(ωｔ0＋Φ)なる形のデジタル信号ＤB5
を出力する。そして、これ等のＦＩＲフイルタ２７Ａと
ＦＩＲフイルタ２７Ｂとでヒルベルト変換器２７を構成
している。
タの１種であるＦＩＲフイルタ２７Ｂに出力される。こ
のＦＩＲフイルタ２７Ｂは、入力信号と９０°異なる位
相の出力信号に変換する移相デジタルフイルタであり、
基本的にＢ・cos(ωｔ0＋Φ)なる形のデジタル信号ＤB5
を出力する。そして、これ等のＦＩＲフイルタ２７Ａと
ＦＩＲフイルタ２７Ｂとでヒルベルト変換器２７を構成
している。
【００３７】３１は三角関数演算器である。三角関数演
算器３１は、時刻ｔiにおける、デジタル信号ＤA4をａi
とし、デジタル信号ＤA5をｂiとし、デジタル信号ＤB4
をｃ iとし、デジタル信号ＤB5をｄiとし、時刻ｔ1〜ｔN
の一対のコリオリ信号の位相差の平均値の正接信号をta
nΦとした場合にtanΦ＝（ΣN i=1（ｂiｃi−ａiｄi））
／（ΣN i=1（ａiｃi＋ｂiｄi））なる演算を行いtanΦ
を求める。
算器３１は、時刻ｔiにおける、デジタル信号ＤA4をａi
とし、デジタル信号ＤA5をｂiとし、デジタル信号ＤB4
をｃ iとし、デジタル信号ＤB5をｄiとし、時刻ｔ1〜ｔN
の一対のコリオリ信号の位相差の平均値の正接信号をta
nΦとした場合にtanΦ＝（ΣN i=1（ｂiｃi−ａiｄi））
／（ΣN i=1（ａiｃi＋ｂiｄi））なる演算を行いtanΦ
を求める。
【００３８】ここで、センサ部ＳＮＳから得られる２個
の振動信号をＳA，ＳBとすると、これらは正弦波で近似
でき、このうち位相の進んだ方をＳBとすると、図２に
示す如くなり、次式のように表わされる。
の振動信号をＳA，ＳBとすると、これらは正弦波で近似
でき、このうち位相の進んだ方をＳBとすると、図２に
示す如くなり、次式のように表わされる。
【００３９】 ＳA（ｔ）＝Ｇ1sin（ωｔ） （１） ＳB（ｔ）＝Ｇ2sin（ωｔ＋Φ） （２） ｔ：時刻 Ｇ1，Ｇ2：振幅 ω：角速度 Φ：位相差
【００４０】時刻ｔiにおける、デジタル信号ＤA4をａi
とし、デジタル信号ＤA5をｂiとし、デジタル信号ＤB4
をｃiとし、デジタル信号ＤB5をｄiとすれば、ａi，ｂi
は図３に示す如く、ｃi，ｄiは図４に示す如くなり、ａ
i〜ｄiは次式のように表わされる。
とし、デジタル信号ＤA5をｂiとし、デジタル信号ＤB4
をｃiとし、デジタル信号ＤB5をｄiとすれば、ａi，ｂi
は図３に示す如く、ｃi，ｄiは図４に示す如くなり、ａ
i〜ｄiは次式のように表わされる。
【００４１】 ａi＝Ｇ1sin（ωｔi） （３） ｂi＝Ｇ1cos（ωｔi） （４） ｃi＝Ｇ2sin（ωｔi＋Φ） （５） ｄi＝Ｇ2cos（ωｔi＋Φ） （６）
【００４２】ａi〜ｄiを三角関数の公式 tan（β−
α）＝（sin（β−α））／（cos（β−α））＝（sin
βcosα−cosβsinα）／（cosβcosα＋sinβsinα）
に代入すれば、次式となる。
α）＝（sin（β−α））／（cos（β−α））＝（sin
βcosα−cosβsinα）／（cosβcosα＋sinβsinα）
に代入すれば、次式となる。
【００４３】 tanΦ＝tan（（ωｔi＋Φ）−（ωｔi）） ＝（（Ｇ2sin（ωｔi＋Φ）Ｇ1cos（ωｔi））ー（Ｇ2cos（ωｔi＋Φ ）Ｇ1sin（ωｔi）））／（（Ｇ2cos（ωｔi＋Φ）Ｇ1cos（ωｔi） ）＋（Ｇ2sin（ωｔi＋Φ ）Ｇ1sin（ωｔi））） ＝（ｂiｃi−ａiｄi）／（ａiｃi＋ｂiｄi） （７）
【００４４】以上により、時刻ｔiのtanΦが求められ
る。時刻ｔ1〜ｔNのＮ点平均tanΦは次式の如くして求
められる。 Ｎ点平均tanΦ＝（１／Ｎ）ΣN i=1（（ｂiｃi−ａiｄi）／（ａiｃi＋ｂiｄ i）） （８）
る。時刻ｔ1〜ｔNのＮ点平均tanΦは次式の如くして求
められる。 Ｎ点平均tanΦ＝（１／Ｎ）ΣN i=1（（ｂiｃi−ａiｄi）／（ａiｃi＋ｂiｄ i）） （８）
【００４５】Ｎ点平均tanΦは近似的に次式の如くして
求められる。 Ｎ点平均tanΦ≒（ΣN i=1（ｂiｃi−ａiｄi））／（ΣN i=1（ａiＣi＋ｂiｄ i）） （９） ここで、（９）式を用いることにより、（８）式に比し
てより高速の演算が可能となる。
求められる。 Ｎ点平均tanΦ≒（ΣN i=1（ｂiｃi−ａiｄi））／（ΣN i=1（ａiＣi＋ｂiｄ i）） （９） ここで、（９）式を用いることにより、（８）式に比し
てより高速の演算が可能となる。
【００４６】一方、励振回路３２には変位信号ＳAが入
力され、この変位信号ＳAに対応する加振電圧を加振器
４に出力し、加振器４を例えば正弦波状に駆動する。一
方、温度センサ６からは、温度信号ＳT1がトラックアン
ドホールド回路３７に出力され、サンプリングの時点を
決めるタイミング信号ＴCによりホールドされた多数の
温度信号は、アナログ／デジタル変換器３４でデジタル
信号に変換されて平均化回路３５に出力され、ここで平
均されて温度信号ＳT2として出力される。
力され、この変位信号ＳAに対応する加振電圧を加振器
４に出力し、加振器４を例えば正弦波状に駆動する。一
方、温度センサ６からは、温度信号ＳT1がトラックアン
ドホールド回路３７に出力され、サンプリングの時点を
決めるタイミング信号ＴCによりホールドされた多数の
温度信号は、アナログ／デジタル変換器３４でデジタル
信号に変換されて平均化回路３５に出力され、ここで平
均されて温度信号ＳT2として出力される。
【００４７】密度演算器４０は、信号周波数ｆAと温度
信号ＳT2とが入力されて被測定流体の密度の演算が次式
に基づいて演算される。基準温度において、被測定流体
が測定チューブ１に充満している状態の共振周波数をｆ
V、測定チューブ１が空の状態の共振周波数をｆ0、
Ｋ1，Ｋ2を定数とすると、密度信号Ｄは ｆV＝ｆA＋Ｋ1・ＳT2 （１０） Ｄ＝Ｋ2（ｆ0 2−ｆV 2）／ｆV 2 （１１） として求められる。
信号ＳT2とが入力されて被測定流体の密度の演算が次式
に基づいて演算される。基準温度において、被測定流体
が測定チューブ１に充満している状態の共振周波数をｆ
V、測定チューブ１が空の状態の共振周波数をｆ0、
Ｋ1，Ｋ2を定数とすると、密度信号Ｄは ｆV＝ｆA＋Ｋ1・ＳT2 （１０） Ｄ＝Ｋ2（ｆ0 2−ｆV 2）／ｆV 2 （１１） として求められる。
【００４８】質量流量演算器４１は、密度信号Ｄ、信号
周波数ｆA、tanΦ、温度信号ＳT2とが入力されて、次式
に基づき質量流量ＱMが演算される。 ＱM＝ｆ（ＳT2）・ｆ（Ｄ）・tanΦ／ｆA （１２） ただし、ｆ（ＳT2）は温度の補正項、ｆ（Ｄ）は密度の
補正項である。
周波数ｆA、tanΦ、温度信号ＳT2とが入力されて、次式
に基づき質量流量ＱMが演算される。 ＱM＝ｆ（ＳT2）・ｆ（Ｄ）・tanΦ／ｆA （１２） ただし、ｆ（ＳT2）は温度の補正項、ｆ（Ｄ）は密度の
補正項である。
【００４９】なお、図１におけるＦＩＲフイルタ２１
Ａ、２７Ａ、およびＦＩＲフイルタ２７Ａ、２７Ｂなど
のデジタルフイルタの具体的構成を図５に示す。ここで
ｘ［ｔ n］は、サンプリング時点ｔnにおけるデジタル信
号ＤA3、ＤB3を、ｙ［ｔn］はサンプリング時点ｔnにお
けるデジタル信号ＤA4、ＤA5とＤB4、ＤB5をそれぞれ代
表するものとして説明する。
Ａ、２７Ａ、およびＦＩＲフイルタ２７Ａ、２７Ｂなど
のデジタルフイルタの具体的構成を図５に示す。ここで
ｘ［ｔ n］は、サンプリング時点ｔnにおけるデジタル信
号ＤA3、ＤB3を、ｙ［ｔn］はサンプリング時点ｔnにお
けるデジタル信号ＤA4、ＤA5とＤB4、ＤB5をそれぞれ代
表するものとして説明する。
【００５０】ｚ-1で示されるのは、サンプリング周期Ｔ
に相当する遅延器４２であり、これらの遅延器４２がカ
スケードに接続され、それぞれサンプリング周期Ｔ分だ
け遅延されてｘ［ｔ−１］、ｘ［ｔ−２］、……、ｘ
［ｔ−Ｎ］の値がその出力端に得られている。
に相当する遅延器４２であり、これらの遅延器４２がカ
スケードに接続され、それぞれサンプリング周期Ｔ分だ
け遅延されてｘ［ｔ−１］、ｘ［ｔ−２］、……、ｘ
［ｔ−Ｎ］の値がその出力端に得られている。
【００５１】また、ｘ［ｔn］は乗算器係数ｈ0を持つ乗
算器４３Ａを介して、ｘ［ｔ−１］は乗算器係数ｈ1を
持つ乗算器４３Ｂを介して、ｘ［ｔ−２］は乗算器係数
ｈ2を持つ乗算器４３Ｃを介して、……ｘ［ｔ−Ｎ］は乗
算器係数ｈNを持つ乗算器４３Ｎを介してそれぞれ加算
器４４に出力され、これらが加算されてその出力端にｙ
［ｔn］を得る。
算器４３Ａを介して、ｘ［ｔ−１］は乗算器係数ｈ1を
持つ乗算器４３Ｂを介して、ｘ［ｔ−２］は乗算器係数
ｈ2を持つ乗算器４３Ｃを介して、……ｘ［ｔ−Ｎ］は乗
算器係数ｈNを持つ乗算器４３Ｎを介してそれぞれ加算
器４４に出力され、これらが加算されてその出力端にｙ
［ｔn］を得る。
【００５２】ここで、各乗算器係数ｈ0、ｈ1、ｈ2、…
…、ｈNを任意に選択することにより、ｘ［ｔn］に対し
てｙ［ｔn］を同相の形で出力させることも、９０°位
相を異ならせて出力させることも、或いは任意の周波数
特性を持たせることもできる。
…、ｈNを任意に選択することにより、ｘ［ｔn］に対し
てｙ［ｔn］を同相の形で出力させることも、９０°位
相を異ならせて出力させることも、或いは任意の周波数
特性を持たせることもできる。
【００５３】具体的には、ＦＩＲフイルタ２１Ａと２１
Ｂは、測定チューブ１の振動周波数の付近のみを通過さ
せるような共通のゲイン特性にするが、通過周波数帯域
における群遅延特性はＦＩＲフイルタ２１ＡよりもＦＩ
Ｒフイルタ２１Ｂの方が９０゜位相が進むように各乗算
器係数ｈ0、ｈ1、ｈ2、……、ｈNを設定する。この関係
は、ＦＩＲフイルタ２７ＡとＦＩＲフイルタ２７Ｂの関
係においても同様である。
Ｂは、測定チューブ１の振動周波数の付近のみを通過さ
せるような共通のゲイン特性にするが、通過周波数帯域
における群遅延特性はＦＩＲフイルタ２１ＡよりもＦＩ
Ｒフイルタ２１Ｂの方が９０゜位相が進むように各乗算
器係数ｈ0、ｈ1、ｈ2、……、ｈNを設定する。この関係
は、ＦＩＲフイルタ２７ＡとＦＩＲフイルタ２７Ｂの関
係においても同様である。
【００５４】なお、前述の実施例においては、ヒルベル
ト変換器２１，２７を使用すると説明したが、これに限
ることはなく、要するに、Ａ／Ｄ変換器の出力信号を９
０°異なる位相に変換するものであればよい。
ト変換器２１，２７を使用すると説明したが、これに限
ることはなく、要するに、Ａ／Ｄ変換器の出力信号を９
０°異なる位相に変換するものであればよい。
【００５５】また、前述の実施例においては、三角関数
演算器３１は、時刻ｔiにおける、デジタル信号ＤA4を
ａiとし、デジタル信号ＤA5をｂiとし、デジタル信号Ｄ
B4をｃiとし、デジタル信号ＤB5をｄiとし、時刻ｔ1〜
ｔNの一対のコリオリ信号の位相差の平均値の正接信号
をtanΦとした場合にtanΦ＝（ΣN i=1（ｂiｃi−ａ
iｄi））／（ΣN i=1（ａiｃi＋ｂiｄi））なる演算を行
いtanΦを求めると説明したが、これに限ることはな
く、tanΦ＝（１／Ｎ）ΣN i=1（（ｂiｃi−ａiｄi）／
（ａiｃi＋ｂiｄi））なる演算を行いtanΦを求めても
良いことは勿論である。
演算器３１は、時刻ｔiにおける、デジタル信号ＤA4を
ａiとし、デジタル信号ＤA5をｂiとし、デジタル信号Ｄ
B4をｃiとし、デジタル信号ＤB5をｄiとし、時刻ｔ1〜
ｔNの一対のコリオリ信号の位相差の平均値の正接信号
をtanΦとした場合にtanΦ＝（ΣN i=1（ｂiｃi−ａ
iｄi））／（ΣN i=1（ａiｃi＋ｂiｄi））なる演算を行
いtanΦを求めると説明したが、これに限ることはな
く、tanΦ＝（１／Ｎ）ΣN i=1（（ｂiｃi−ａiｄi）／
（ａiｃi＋ｂiｄi））なる演算を行いtanΦを求めても
良いことは勿論である。
【００５６】また、三角関数演算器３１は、測定精度は
低下するが、一時点での信号ａ、ｂ、ｃ、ｄを求め、ta
nΦ＝（ｂｃ−ａｄ）／（ａｃ＋ｂｄ）なる演算を行いt
anΦを求めても良いことは勿論である。
低下するが、一時点での信号ａ、ｂ、ｃ、ｄを求め、ta
nΦ＝（ｂｃ−ａｄ）／（ａｃ＋ｂｄ）なる演算を行いt
anΦを求めても良いことは勿論である。
【００５７】なお、図１に示す実施例では、デスクリー
トな回路素子を用いて実現する形として説明したが、ア
ナログ／デジタル変換器１９、２５、３４以降の信号処
理については、マイクロプロセッサ、メモリなどを用い
たソフトウエア演算処理により各ブロックでの機能を順
次実行させ、質量流量信号を得ることができる。
トな回路素子を用いて実現する形として説明したが、ア
ナログ／デジタル変換器１９、２５、３４以降の信号処
理については、マイクロプロセッサ、メモリなどを用い
たソフトウエア演算処理により各ブロックでの機能を順
次実行させ、質量流量信号を得ることができる。
【００５８】また、図１に示す実施例では励振回路３５
の入力信号として変位信号ＳAを用いたが、これは変位
信号ＳBを用いても良い。さらに、図１に示す実施例で
はアナログ／デジタル変換器１９、２５、３４は別個の
変換器として説明したが、これは多入力１出力のマルチ
プレクサを用いれば１個のアナログ／デジタル変換器で
構成することができる。
の入力信号として変位信号ＳAを用いたが、これは変位
信号ＳBを用いても良い。さらに、図１に示す実施例で
はアナログ／デジタル変換器１９、２５、３４は別個の
変換器として説明したが、これは多入力１出力のマルチ
プレクサを用いれば１個のアナログ／デジタル変換器で
構成することができる。
【００５９】図１に示す実施例に使用されるセンサ部Ｓ
ＮＳは、図３に示す直管状の測定チューブとして説明し
たが、この形状に限らず、例えば、Ｕ字管状など他の形
状のものにも適用することができる。
ＮＳは、図３に示す直管状の測定チューブとして説明し
たが、この形状に限らず、例えば、Ｕ字管状など他の形
状のものにも適用することができる。
【００６０】
【発明の効果】以上、実施例と共に具体的に説明したよ
うに、特許請求の範囲第１項に記載された発明によれ
ば、被測定流体の密度、温度などにより変動する振動周
波数とは無関係な固定のサンプリング周期で信号をサン
プリングするので、従来のようにタイミング生成回路を
必要とせず、簡単な構成で、しかも測定値に変動が生じ
ない精度の良い出力が得られる。更に、位相差信号θ1
を求めず、tanΦを直接求めるようにしたので、高速演
算が可能で、演算誤差の少ないコリオリ質量流量計が得
られる。
うに、特許請求の範囲第１項に記載された発明によれ
ば、被測定流体の密度、温度などにより変動する振動周
波数とは無関係な固定のサンプリング周期で信号をサン
プリングするので、従来のようにタイミング生成回路を
必要とせず、簡単な構成で、しかも測定値に変動が生じ
ない精度の良い出力が得られる。更に、位相差信号θ1
を求めず、tanΦを直接求めるようにしたので、高速演
算が可能で、演算誤差の少ないコリオリ質量流量計が得
られる。
【００６１】特許請求の範囲第２項に記載された発明に
よれば、tanΦ＝（１／Ｎ）ΣN i=1（（ｂiｃi−ａ
iｄi）／（ａiｃi＋ｂiｄi））なる演算を採用すれば、
時刻ｔ1〜ｔNの一対のコリオリ信号の位相差の平均値の
正接信号tanΦを求めるようにしたので、特許請求の範
囲第１項に記載された発明より、より精度が高く、演算
誤差の少ないコリオリ質量流量計が得られる。また、ta
nΦ＝（ΣN i=1（ｂiｃi−ａiｄi））／（ΣN i=1（ａiｃ
i＋ｂiｄi））なる演算を採用すれば、上記と同様の効
果を、より少ない演算で得ることができ、より高速処理
が可能となる。
よれば、tanΦ＝（１／Ｎ）ΣN i=1（（ｂiｃi−ａ
iｄi）／（ａiｃi＋ｂiｄi））なる演算を採用すれば、
時刻ｔ1〜ｔNの一対のコリオリ信号の位相差の平均値の
正接信号tanΦを求めるようにしたので、特許請求の範
囲第１項に記載された発明より、より精度が高く、演算
誤差の少ないコリオリ質量流量計が得られる。また、ta
nΦ＝（ΣN i=1（ｂiｃi−ａiｄi））／（ΣN i=1（ａiｃ
i＋ｂiｄi））なる演算を採用すれば、上記と同様の効
果を、より少ない演算で得ることができ、より高速処理
が可能となる。
【００６２】特許請求の範囲第３項に記載された発明に
よれば、位相フィルターと同相フィルターとに、位相以
外は同一の特性を持たせる様にしたので、同相フィルタ
ーは使用せず、位相フィルターのみを使用した場合に生
ずる恐れがある誤差の発生を防止する事が出来る。
よれば、位相フィルターと同相フィルターとに、位相以
外は同一の特性を持たせる様にしたので、同相フィルタ
ーは使用せず、位相フィルターのみを使用した場合に生
ずる恐れがある誤差の発生を防止する事が出来る。
【００６３】特許請求の範囲第４項に記載された発明に
よれば、同相デジタルフイルタと移相デジタルフイルタ
として有限インパルス応答フイルタを用いたので、温度
変動や位相歪を起こさずに精度良く位相差及び振動周波
数を求めることができ、ひいては精度の良い質量流量を
得ることができる。
よれば、同相デジタルフイルタと移相デジタルフイルタ
として有限インパルス応答フイルタを用いたので、温度
変動や位相歪を起こさずに精度良く位相差及び振動周波
数を求めることができ、ひいては精度の良い質量流量を
得ることができる。
【００６４】特許請求の範囲第５項に記載された発明に
よれば、有限インパルス応答フイルタとヒルベルト変換
フイルタとにバンドパス特性を持たせる構成としたの
で、測定チューブの振動周波数の近傍のみの信号を通過
させることができ、不要な信号成分を取り除くことがで
きる。
よれば、有限インパルス応答フイルタとヒルベルト変換
フイルタとにバンドパス特性を持たせる構成としたの
で、測定チューブの振動周波数の近傍のみの信号を通過
させることができ、不要な信号成分を取り除くことがで
きる。
【００６５】特許請求の範囲第６項に記載された発明に
よれば、アナログ／デジタル変換器の後段に、各々一対
のローパスフイルタを設け、この各出力を各デジタル信
号として用いるようにしたので、予め信号の周波数帯域
を制限しておくことができ、後段の信号処理を簡単にす
ることができる。
よれば、アナログ／デジタル変換器の後段に、各々一対
のローパスフイルタを設け、この各出力を各デジタル信
号として用いるようにしたので、予め信号の周波数帯域
を制限しておくことができ、後段の信号処理を簡単にす
ることができる。
【図１】本発明の１実施例の構成を示すブロック図であ
る。
る。
【図２】図１の動作説明図である。
【図３】図１の動作説明図である。
【図４】図１の動作説明図である。
【図５】図１に示すデジタルフイルタの構成を示す構成
図である。
図である。
【図６】従来より一般に使用されているコリオリ質量流
量計のセンサ部の構成を示す構成図である。
量計のセンサ部の構成を示す構成図である。
【図７】図６に示すセンサ部の動作を説明する動作説明
図である。
図である。
【図８】図６に示すセンサ部と組合せて信号処理をする
変換部を含む全体構成を示すブロック図である。
変換部を含む全体構成を示すブロック図である。
１ 測定チューブ ２、３ 支持部材 ４ 加振器 ５Ａ、５Ｂ センサ ６ 温度センサ ７ 周波数測定回路 ８ タイミング生成回路 ９、１２、１８、２４、３３ トラックアンドホールド
回路 １０、１３、１９、２５、３４ Ａ／Ｄ変換回路 １１、１４、 デスクリートフーリエ変換回路 １５ 位相差演算回路 １６、３２ 励振回路 １７ クロック信号発振器 ２０、２６ ローパスフイルタ ２１Ａ、２１Ｂ、２７Ａ、２７Ｂ ＦＩＲフイルタ ２１、２７ ヒルベルト変換器 ３１、 三角関数演算器 ３５ 平均化回路 ４０ 密度演算器 ４１ 質量流量演算器
回路 １０、１３、１９、２５、３４ Ａ／Ｄ変換回路 １１、１４、 デスクリートフーリエ変換回路 １５ 位相差演算回路 １６、３２ 励振回路 １７ クロック信号発振器 ２０、２６ ローパスフイルタ ２１Ａ、２１Ｂ、２７Ａ、２７Ｂ ＦＩＲフイルタ ２１、２７ ヒルベルト変換器 ３１、 三角関数演算器 ３５ 平均化回路 ４０ 密度演算器 ４１ 質量流量演算器
Claims (6)
- 【請求項１】両端が固定されている測定チューブ内に被
測定流体を流し、励振装置により前記測定チューブを所
定モードで振動させ、その結果得られる一対のコリオリ
信号を用いて質量流量を測定するコリオリ質量流量計に
おいて、 前記各コリオリ信号を各デジタル信号に変換する第１の
Ａ／Ｄ変換器と第２のＡ／Ｄ変換器と、 前記第１のＡ／Ｄ変換器の出力信号を９０°異なる位相
に変換する第１の移相器と、 前記第２のＡ／Ｄ変換器の出力信号を９０°異なる位相
に変換する第２の移相器と、 前記第１のＡ／Ｄ変換器の出力信号をａとし前記第１の
移相器の出力信号をｂとし前記第２のＡ／Ｄ変換器の出
力信号をｃとし前記第２の移相器の出力信号をｄとし前
記一対のコリオリ信号の位相差の正接信号をtanΦとし
た場合にtanΦ＝（ｂｃ−ａｄ）／（ａｃ＋ｂｄ）なる
演算を行いtanΦを求める三角関数演算器と、 前記第１，第２のＡ／Ｄ変換器に前記各コリオリ信号の
振動とは無関係に所定のサンプリング周期を有するタイ
ミング信号を付与するクロックとを具備したことを特徴
とするコリオリ質量流量計。 - 【請求項２】前記三角関数演算器として、時刻ｔiにお
ける前記第１のＡ／Ｄ変換器の出力信号をａiとし前記
第１の移相器の出力信号をｂiとし前記第２のＡ／Ｄ変
換器の出力信号をｃiとし前記第２の移相器の出力信号
をｄiとし時刻ｔ1〜ｔNの前記一対のコリオリ信号の位
相差の平均値の正接信号をtanΦとした場合にtanΦ＝
（１／Ｎ）ΣN i=1（（ｂiｃi−ａiｄi）／（ａiｃi＋ｂ
iｄi））、あるいは、tanΦ＝（ΣN i=1（ｂiｃi−ａiｄ
i））／（ΣN i=1（ａiｃi＋ｂiｄi））なる演算を行いt
anΦを求める三角関数演算器を具備したことを特徴とす
る請求項１記載のコリオリ質量流量計。 - 【請求項３】前記第１，第２移相器として移相デジタル
フイルタ器を用いこの移相デジタルフイルタ器に対応し
て前記第１あるいは前記第２のＡ／Ｄ変換器の後段であ
って前記三角関数演算器の前段にそれぞれ同相デジタル
フイルタ器を用いこの同相デジタルフイルタ器と前記移
相デジタルフイルタ器とでそれぞれヒルベルト変換器が
構成された事を特徴とする請求項１又は請求項２記載の
コリオリ質量流量計。 - 【請求項４】前記同相デジタルフイルタ器と移相デジタ
ルフイルタ器に有限インパルス応答フイルタを用いたこ
とを特徴とする請求項３記載のコリオリ質量流量計。 - 【請求項５】前記有限インパルス応答フイルタにバンド
パス特性を持たせたことを特徴とする請求項４記載のコ
リオリ質量流量計。 - 【請求項６】前記Ａ／Ｄ変換器の後段に、各々一対のロ
ーパスフイルタ手段を設け、この各出力を前記各デジタ
ル信号として用いることを特徴とする請求項１又は請求
項２記載のコリオリ質量流量計。
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