JP2009063570A - 調整可能なサンプリング周波数を有するアナログデジタルコンバータを備えたコリオリ型質量流量測定装置及び質量流量の測定方法 - Google Patents

Abstract

【課題】低流量でも十分な測定を可能とするために高感度そして高精度なコリオリ型質量流量測定装置及び測定方法を提供することを課題とする。
【解決手段】流動媒体の質量流量を測定するコリオリ型質量流量測定装置であって、流管２と該流管を回転軸線まわりに振動を起こさせる駆動手段と、流管の動きにしたがってその位置に対応するアナログ信号を該流管と協働して生ずるセンサ測定部と、サンプリング周波数のもとでアナログ信号をデジタル信号に変換するアナログデジタルコンバータ（ＡＤＣ）２５と、デジタル信号について演算を行ない質量流量を表わす測定信号を得る手段とを有している流量測定装置において、センサ信号のサンプリングを異なる複数の周波数で実行する手段と、流れが変化するときにその変化の割合を測定する手段と、測定された変化の割合に依存して、予め定められたサンプリング周波数を選択する手段とを有している。
【選択図】図２

Description

本発明は、流動媒体の質量流量（以下、単に「流量」ともいう）を測定するための測定システムであって、流管と、該流管を回転軸線のまわりに振動を生じせしめる駆動手段と、流管と協働して該流管の動きにしたがって位置に対応するアナログ信号を発するセンサと、アナログ信号をサンプリング周波数のデジタル出力信号へ変換するアナログデジタルコンバータ（ＡＤＣ）と、質量流量を表わす（流量）測定信号を上記デジタル出力信号から算出する手段とを有するコリオリ型流量測定装置及び質量流量の測定方法に関する。

このような流量測定システムは特許文献１で知られており、このシステムは動きを検出する二つあるいは三つのセンサを有している。

二つ、三つあるいはそれ以上のセンサを有する測定システムは、アナログセンサ信号をさらに処理するためにデジタル信号に変換するのに対応数のコンバータを必要とする。これは、パワーの放散が比較的大きい、という結果をもたらす。さらに、高分解能データの高速性が信号を実用化情報に変換するのに著しく大きいプロセッサパワーを要求する。これは、プロセッサにおいても、コンバータにおいても同様である。

ａ）高パワー消費
ｂ）高熱放散
ＥＰ１７１９９８３

高い熱放散は、発生した熱が装置に温度勾配を生じ、これが熱応力と装置の特性の低下を招くこととなるので、コリオリ型測定装置では、特に好ましくない。事実、どの測定原理も、程度の差はあれ、温度勾配に起因する測定誤差に関して影響を受けやすく、したがって温度変動は好ましくない。

本発明は、冒頭で述べた種のコリオリ型流量測定装置を、上記の不利な点を有さず、あるいは少なくとも減ずることができるようにすることを目的とする。

本発明によると、この目的のために、コリオリ型流量測定装置は、異なる複数の周波数でセンサ信号のサンプリングを行なう手段と、（流量の）測定信号が変化する割合を測定する手段と、測定された変化の割合に依存して予め定められたサンプリング周波数を選択する選択手段とを有している。流量の変化の割合は、各演算ステップ毎に決定されるようにしてよい。これは、追加の数行のソフトウェアが、その都度他と一緒に実行されることを意味し、いわゆる連続測定と呼ばれている。これに代えて、上記数行のソフトウェアは、数多くの演算サイクル毎に一回だけ行なわれるようにしてもよい（例えば、１０あるいは１００サイクル毎に一回）。これは間欠測定と呼ばれる。

一方、作動を満足の行くものとするには高サンプリング周波数が必要であり、他方、電力消費と熱放散を最小にしたいという要請もある。本発明によると、センサ情報の速度における変化（すなわち、流れ、したがって測定信号がどの位速く変化するか）が決定される追加処理ブロックを用いることによって、上記二つの目的の両方が達成される。設定された条件のもとで、このブロックはセンサ信号がデジタル化される周波数を変える（そしてデジタル化されたセンサ信号が処理される周波数をも変えられる）。

流れが実質的に一定しているとき、例えば、流量計あるいは流量制御装置の応答速度が十分に低いときには、上記特徴は適用されずに、装置は放散が少なく低温で作動する。測定信号の変化の割合が高くなると、上記特徴が適用されて、変換（そして処理）周波数が一時的に高い値に設定される。これは、一時的に高応答速度をもたらす。

本発明は、二つのセンサ測定部を用いるときにだけ有利なのではなく、二つよりも多く、例えば三つのセンサ測定部を用いたコリオリ型測定装置においても有利である。

この点での本発明によるコリオリ型測定装置の形態は、流管に回転軸まわりに振動を生じせしめる駆動手段が備わっていること、流管の動きにしたがって三つの位置でアナログ信号を生ずるセンサ測定部が流管と協働するように設けられていること、によって特徴づけられていて、ここで、二つのセンサの位置は上記回転軸に対して対称であり、他の一つのセンサ測定部の位置は上記二つのセンサ測定部の位置を結ぶ線上にある。

本発明の範囲内において、処理中に、サンプリング周波数と流量演算周波数の両方が採用され（遅れてあるいは早めて）ることができるプロセスが採用される（第Ｉ型）こととしてもよい。これに代えて、サンプリング周波数のみが採用されて、演算周波数は一定のまま（第II型）でもよい。

第II型では演算は低周波数で行なわれ、一方、第Ｉ型では流れの変化の割合が大きいときに、演算は高周波数で行なわれる。結果として、エネルギ消費は、第Ｉ型よりも第II型において小さい。

サンプリング周波数と、演算周波数（第Ｉ型にて）は、互いに独立して採用されるが、好ましくは同時に採用される。実用的な形態においては、サンプリング周波数と演算周波数（第Ｉ型）は同時に実行されるだけでなく、同じファクタによって実行される。

流れの変化の割合を連続的あるいは非連続的に演算する本発明ではソフトウェアが用いられる。流れの変化の割合が或る値を超えるときには、ソフトウェアはＡ／Ｄコンバータ（ＡＤＣ）に高周波数でのサンプリングを始めるように指令する。第Ｉ型において、ソフトウェアは、同時に、演算周波数を支配する中間パラメータを採用してもよい。

演算周波数は、第II型では、一定に保たれ、サンプリング周波数との連動はない。

ＡＤＣ手段は、実用的な形態では、所望の数のステップでのサンプリングの採用を可能とするように、複数の異なるサンプリングを行なうようにプログラムされたクロック分周器を有している。簡単な形態としては、クロック分周器が第一のサンプリング周波数（静的モード）と第二の高いサンプリング周波数（動的モード）との間で選択可能となっており、ここで、
・第二のサンプリング周波数は第一のサンプリング周波数の逓倍とすることができ、
・選択手段は、第一のサンプリング周波数での実行中に、所定の時間枠の間に測定された流体が所定値を超えて変化したとき、第二のサンプリング周波数を選択するようになっており、
・選択手段は、第二のサンプリング周波数での実行中に、所定の時間枠の間に測定された流体が所定値よりも少ない変化のとき、第一のサンプリング周波数を選択するようになっており（この場合と、前の場合において、上記予め定められた値は、例えば、実測あるいは公称範囲に対して或るパーセント、例えば４０％として定めることができる）、
・選択手段は、第二のサンプリング周波数が、定められた期間だけ維持され、あるいは同種の流れの変化が生じるまで維持されるようになっていて、この場合には、上記期間は新たにスタートされる。

実用的な形態においては、高サンプリング周波数は、例えば１０秒間（あるいは同等の時間）維持される。

一つの形態においては、複数（例えば二つあるいは四つ）のサンプルは、動的モードにおいて平均化される。

上述の形態は、サンプリング周波数と演算周波数が採用されている（第Ｉ型）コリオリ型測定装置や、サンプリング周波数のみが採用されて演算周波数が一定のままとなっている（第II型）装置にも適用可能である。

本発明は、さらには、サンプリングインターバルのために流れの変化の割合が測定される流動媒体の質量流量の測定方法にも関する。

本発明は、さらには、流量の演算のためのアルゴリズム（センサ信号を処理するためのルール）の使用にも関しており、上記アルゴリズムは、特に、低域通過フィルタに関連している。好ましい形態においては、低域通過フィルタは、サンプリング周波数に依存するパラメータを採用する手段に関連する。

第Ｉ型における低域通過フィルタの使用：流れの変化の割合が高いときに、多くのノイズが許容され、したがって、適合する（高速）端部フィルタが第Ｉ型で有効である。

第II型における低域通過フィルタの使用：変化の割合に対してフィルタパラメータの適合が、各演算での複数のサンプルにおける変化の場合に、特に有効である。サンプル数を増やすことはノイズを低減させることにつながるが、高速応答を得るためには、これは（部分的に）犠牲とされる。

本発明は、以上のように、流管と、該流管の動きを示すセンサ信号を発生するように該流管と協働するセンサを有するコリオリ型質量流量装置を用いた流動媒体の質量流量の測定装置及び測定方法であって、流管は回転軸線まわりに振動して、センサ信号がデジタルセンサ信号となるようにサンプル周波数でサンプリングされ、演算周波数のもとでデジタルセンサ信号から質量流量を表わす測定信号を得る際に、測定信号の変化の割合が測定され、変化が高い割合のときに高サンプリング周波数が用いられそして変化が低い割合のときに低サンプリング周波数が用いられるようにサンプリング周波数を測定信号に対して採用することとしたので、低電力消費、低熱放散のもとで、高感度そして高精度の測定を可能とする。

以下、添付図面にもとづき、本発明の実施形態を説明する。

図１は、コリオリ型の流量計１の特別な形態の装置（しかし、本発明はすべての形式のコリオリ型流量計に適用可能である）を示しており、該装置は実質的に周回路を形成（実質的に閉じた流路を形成）している矩形形状に屈曲されたループ状の検出管（流管）２を有している。ループ状の検出管２は、平行な二つの縦管部２ｃ，２ｄを有し、これらは、一端側で第一横管部２ｅに連通し、他端側で第二横管部２ａ，２ｂに連通している。第二横管部２ａ，２ｂは（可撓）供給管３と（可撓）排出管４とに連通しており、縦管部２ｃ，２ｄに連絡している部位とは反対側での流体（媒体）の流れを可能としている。検出管２は、全体として、矩形状に屈曲されているが、その曲部は可能な限り丸みをもって曲げられている。供給管３は、接続ブロック２０を介して、供給ライン６に接続されており、そして排出管４は、同様に、接続ブロック２０を介して排出ライン７に接続されている。本実施形態では、供給管３そして排出管４は検出管２のループ内で延びていて取付手段１２によってフレーム１３に取り付けられている。可撓な供給管３と排出管４は、検出管２の矩形ループ形状の部分を形成していないが、フレーム１３に対してループ状の検出管２の可撓取付けに寄与している。したがって、ループ状の検出管２は、供給管３と排出管４によって可撓性を伴う支持がなされていると見ることもできる。検出管２は、例えば、外径が約０．７ｍｍそして壁厚が約０．１ｍｍのステンレス鋼管で作ることができる。ループ状の検出管２のループ径と圧力にもよるが、例えば１００ｂａｒの圧力に耐え、管の外径は、大体、１ｍｍより小さく、壁厚が０．２ｍｍあるいはそれ以下となる場合が多い。

供給管３と排出管４は、検出管２の対称軸Ｓに関して対称で互いに接した状態で取付手段１２、例えば、クランプ、鑞付け、溶接により互いに取り付けられており、該取付手段１２がフレーム１３に取り付けられている。これに代えて、供給管３と排出管４を直接フレーム１３に取り付けてもよい。

図１の構成では、ループ状の検出管２を対称軸（この場合は、主軸あるいは励起軸）のまわりに回転させる励起手段が、フレーム１３に取り付けられた磁気ヨーク８を有しており、該磁気ヨーク８が永久磁石１９を備え、上記磁気ヨーク８は二つのエアギャップ９，１０を形成し、上記第二横管部２ａ，２ｂがこのエアギャップ９，１０に通され、上記磁気ヨーク８は検出管２に電流を誘導せしめる手段をも有している。図１において、検出管２に電流を生じさせる手段が設けられている。永久磁石による磁気ヨーク８はエアギャップ９，１０により下ヨーク部８ｂから離間している二つの上ヨーク部８ａ，８ａ’を有している。永久磁石１９は上ヨーク部８ａ，８ａ’との間に配されていて、一方の（Ｎ）極が上ヨーク部８ａに対面し、他方の（Ｓ）極が上ヨーク部８ａ’と対面している。

コイル１８ａ，１８ｂがそれぞれ巻回されている二つのトランスコア１７，１７ａに縦管部２ｃ，２ｄがそれぞれ通されていることにより検出管２に電流が誘導される。コイル１８ａ，１８ｂは、図示のごとく、二つのトランスコアの対向内側の部分に巻回されていても、あるいは対向外側の部分に巻回されていてもよい。永久磁石による磁気ヨーク８のエアギャップ９，１０で生じ電流の方向に対して横切る方向の磁界と、励起により検出管２に誘導された（ＡＣ）電流との組み合わせで、回転軸線のまわりで回転（捩りモードの振動）を生ずるトルクを検出管２にもたらす。

流体が検出管２を流れると、コリオリ力のもとで回転軸線を横切る応答軸線のまわりで振動（いわゆる振れモード）を始める。運転中、流れを示す、第一横管部２ｅの位置の（正弦波状の）変位がコリオリ効果センサ測定部で検出され、この場合、該センサ測定部は第一横管部２ｅに近接配置された第一センサ測定部１１ａと第二センサ測定部１１ｂとを有している。第一センサ測定部と第二センサ測定部は、励起回転軸線に対称で該回転軸線と第一横管部２ｅとの交点近くに位置している。補正の目的で第三センサ測定部１１ｃを配設してもよい。これらのセンサ測定部は、例えば、電磁型、誘導型、容量型、あるいは超音波型とすることができる。しかし、図１の実施形態では、光電型センサが採用されている。いわゆる光電型センサ１１ａ，１１ｂ，１１ｃは光測定部として用いられており、それぞれフレーム１３に取り付けられたＵ字状のハウジングを有し、Ｕ字脚の一方の脚に光源（例えばＬＥＤ）そして他方の脚に上記光源に対向して測定光センサ（例えばフォトトランジスタ）が設けられている。検出管２の第一横管部２eあるいはここに取り付けられた羽根部材は、第一センサ測定部１１ａ、第二センサ測定部１１ｂ（もし、有れば第三センサ測定部１１ｃ）のＵ字状ハウジングの二つの脚の間で可動であり、これにより光源からの光を多少なりと遮断する。

図２は、本発明によるコリオリ型流量計の一実施形態についての作動を示すブロック図である。二つのコアに巻回されたそれぞれのコイル２２ａ，２２ｂによって、コリオリ管の管系２１（すなわち検出管２）に電流Ｉが誘導される。コイル２２ａ，２２ｂは、ＡＤ／ＤＡコンバータ（ＡＤＣ／ＤＡＣ）を介してデジタル信号プロセッサ２７で制御されているアンプ２４によって供給される。電流の方向に対して横切る方向の磁界が管系２１に作用している。管系２１あるいはその一部はこの磁界と電流Ｉの影響のもとで振動するようになる。管系２１に流体Φが流れると、この振動に、コリオリ力による振動が重畳される。この管系の動きは、センサ測定部１１ａ，１１ｂのセンサＳ_１，Ｓ_２あるいはセンサ測定部１１ａ，１１ｂそして１１ｃのセンサＳ_１，Ｓ_２そしてＳ_３で測定される。センサＳ_１，Ｓ_２（そしてＳ_３）からのアナログ信号はＡＤ／ＤＡコンバータ２５へ供給される。ＡＤ／ＤＡコンバータ２５の出力信号は（デジタル）信号プロセッサ２６へ供給される。デジタル信号プロセッサ２６は最終フィルタ２８を経て質量流量を表わす出力信号Ｏを生ずる。

上述のコリオリ型流量計のような測定装置における演算ユニット（プロセッサ）での処理は、しばしばデジタルで行なわれ、例えば、０と１による多数ビットのもとで行なわれる。これらのビットの切換えは、演算ユニット内あるいはこれに接続されているクロックで制御される時間によって、定期的に離散された瞬時に、遅れることなく行なわれる。しかし、このような測定装置でのいくつかの処理は、アナログ、例えば、連続時間で行なわれる。これはコリオリ型流量計における二つの処理がある場合である。

− 二つもしくはそれ以上の変位センサをセンサ測定部に用いて管の変位を測定する。センサは、光学型、誘導型、容量型、あるいは同様な原理のものである。結果は、連続して時間遅れのなく変化する。

− 連続した正弦波状の信号によって正弦波状の動きを生じせしめるアクチュエータを制御する。

本発明は、変位の測定に関し、特に、アナログ信号からサンプリング表示されたデジタル信号へ変換することに関している。図３ａは、検出管の一点における動き、通常は正弦波状の動きを示している。通常の振動数は１００〜５００Ｈｚである。サンプリングは周波数が１０〜１００Ｈｚの間で行なわれ、１００Ｈｚまでの周波数でのサンプリングは図３ｂに縦線で示されるように一周期で行なわれる。図４は、両矢印で示された範囲ｄについて拡大して示す図である。サンプリングは、Ａ／ＤコンバータあるいはＡＤＣと呼ばれる特殊なチップで行なわれる。逆方向の変換はＤＡＣによって行なわれる。ＡＤＣとＤＡＣは、しばしば、コーデック（Ｃｏｄｅｃ）と呼ばれる一つのチップに収められている。

図２は、個々の要素を示している。ブロック２５はＡＤＣ／ＤＡＣを示している。上部では、二つあるいは三つのセンサの信号がアナログからデジタルに変換されており、下部では、アクチュエータの信号がデジタルからアナログに変換されている。ブロック２６は流量演算ユニットあるいは流量プロセッサである。低域通過フィルタ２８はその出力端側で分かれてプロセッサの一部をなしている。ＡＤＣ／ＤＡＣチップは、プロセッサのクロックよりも遅く動く内部クロックを有している。これは、ＡＤＣで二つのサンプリングの瞬間の間で、最も近い時点で測定された信号についての多くの一連の演算をプロセッサが行なわなければならないからである。プロセッサのクロック周波数の値は、通常、５０〜１００ＭＨｚであり、ＡＤＣのクロック周波数は１０〜１００ＫＨｚである。サンプリングの間隔は、一連の演算にかかる演算時間よりも大きくなければならない。これは、拡大域が図３ｂで二つの矢印で示される小域ｄを示す図４で明らかである。

図４ａは、二つあるいは三つの変位センサで測定されたコリオリ管の一点についての正弦波状変位の限られた小さな範囲を示しており、矢印はサンプリング中の流れの値を示している。この正弦波の小さな範囲では実質的に直線である。

図４ｂは、パルスの形で、複数のセンサの一つで得られた振幅が非常に短いサンプルである。ここで、時間での二つの瞬間の間の間隔が、１０ＫＨｚのサンプリング周波数においてでさえも、０．０００１秒より大きくない、ということに注目すべきである。

図４ｃは、サンプリング（処理）後に開始する、演算の持続時間を示している。個々の演算の間にいくらかの残存時間が必ずあり、また、これは待機時間（ｗｔ）とみなすこともできる。

図４ｄは、測定装置が完成して、演算後に、例えば、ディスプレイ上に示された流れを示す。この流れは増加することも減少することもあることは明らかである。破線は、連続変化する実際の流れを示し、ディスプレイに示される流れよりも、演算時間の分だけ先行している。

図４ｅは、プロセッサとＡＤＣのエネルギ消費を示し、これは、同時に、熱放散の測定でもある。これは待機時間では低い。

本発明の態様は、エネルギ消費と熱放散をできるだけ小さくするように、コリオリ型流量計のサンプリングの間隔をできるだけ大きく選ぶことが好ましいということである。このサンプリングは、公知の流量計では固定された周波数のもとで行なわれる。流量が常に変化しない、あるいは実質的に変化しないという状況下では、サンプリングの間隔は、測定精度をあまり害することなく、プロセス時間周期で数度の程度にまで、大きくできる。これによってエネルギ消費と熱放散は抑制される。一連のサンプリング値の平均化は、出力信号での測定ノイズの影響を小さくする可能性を呈する。

本発明の本旨は、測定される流量の変化の割合がＡＤＣのサンプリング間隔を調整するのに用いられる、ということである。小さな間隔（すなわち、高サンプリング周波数）は変化が高い割合のときであり、長い間隔は変化が低い割合のときである。

［第Ｉ型］
ＡＤＣのサンプリング周波数と演算の間隔の両方が採用されている。これは、図５に図式で示されている。この原理は、流量の変化の割合が低いときになされるサンプリング間隔（図５ｄ）の増大にあり、その結果、プロセッサでの待機時間が演算時間（図５ｃ）に比し長くなり、したがって平均エネルギ消費が低くなる（図５ｅ）。次の解決策が実用的である。すなわち、サンプリング周波数が、正規では、低く、流れが急に変化したときに、一時的に増大する。サンプリング周波数は、ステップのない連続した様子となるが、実際に広く用いられているＡＤ１９３９コーデックだと三つのステップが許容される。これらは、２４，４８そして９８ＫＨｚであり、特殊な水晶（クロック）を用いてなされる。

質量流量はｋｇ／ｓという単位を用いて表わされる。質量流量の変化の割合は、したがって、（ｋｇ／ｓ）／ｓ＝ｋｇ／ｓ^２という単位を有するようになる。連続的に採用されるサンプリング周波数は、比例的に、直線的に、あるいは他の形で、質量流量の変化の割合に対応できる。もし、数個のステップしか可能でないときには、範囲は限定され、例えば、三つのステップのときには、１秒以内での実際の測定範囲の６０％以上となる。平均では３０〜６０％、低いときは０〜３０％である。

［第Ｉ型での形態］
・サンプリング周波数とこれに伴う流量演算の採用が流量の変化の割合に見合っている。
・サンプリング周波数とこれに伴う流量演算が、流量の変化の割合の予め定められた複数に分けられたステップで行なわれる。
・サンプリング周波数とこれに伴う流量演算が、流量の変化の割合の予め定められた二つもしくは三つに分けられたステップで行なわれる。
・上記三つの形態で、演算周波数がサンプリング周波数とは同じでなく、それよりも小さな整数倍であり、一回の演算に対して数回のサンプリングが行なわれる。

［第II型］
ＡＤＣのサンプリング周波数のみがここで採用され、演算周波数（１秒あたりの演算回数）は一定に保たれた。この方法は、エネルギ消費が抑制される一方で、所望の応答速度と許容ノイズレベルとの間で歩み寄りを可能とする。

上述された第Ｉ型での三つの形態では、少なくとも一つのサンプリングが一つの演算についてなされる。複数のサンプリングがなされるときには、サンプルについての平均化がなされる。ここで議論している第II型は、一つの演算当りのサンプリングの数が流量の変化率に依存してなされ、すなわち変化率が大きいと、各演算でのサンプリングの数が多い、という特徴と有している。

三倍の変化率における演算の例：演算が１２ＫＨｚの固定周波数でなされ、サンプリング周波数は、流量の変化率に応じて、１２から２４そして４８ＫＨｚに増える（第Ｉ型での例によって表わされた値のときよりもコーデックには二倍遅い水晶を要求する）。二つそして四つのサンプリングは上述したように、二つの値がそれぞれ平均化される。

換言すると、サンプリング周波数（ＡＤ周波数）は、常に、第Ｉ型の演算周波数と結合している。しかし、両者は同じである必要はない。かくして、ＡＤ周波数は演算周波数の二倍となる。その場合、二つのＡＤ値は各演算について平均化される。本発明によるサンプリング率を用いると（変更可能な率）、両周波数は同じファクタで増減する。各演算について二つのＡＤ値は、依然として、平均化される必要がある。

もし、この手順（演算周波数の二倍となっているＡＤ周波数）が、演算周波数が固定されてＡＤ周波数のみが可変とする第II型に採用されるときには、最も高い（ターボ）速度モードで、二つのＡＤ値を平均化する必要がある。その理由は、ＡＤ変換が二倍の周波数で行なわれるからである。

図６は、平均化が演算への入力として用いられている二つのサンプルの状況を示している。これは図６ｂで太い縦線で示されている。二つ（もしくはそれ以上）のサンプルの平均化は、複数回の測定におけるノイズの影響を小さくすることを可能とする。どのような測定ノイズも、測定器で測定される流れにおけるノイズに帰して、演算に影響をもたらす。これを抑制するには、最後のステップとして演算（処理）にフィルタ、特に低域通過フィルタを用いる。

他の形態では、低域通過フィルタ（デジタル、一次）の特殊型であるエクスポネンシャル フォーゲット フィルタ（ｅｘｐｏｎｅｎｔｉａｌ ｆｏｒｇｅｔ ｆｉｌｔｅｒ）である。このフィルタは図２のブロック図で符号２６で示されている。好ましくは、遮断周波数のために５０Ｈｚ以下、例えば３０Ｈｚに選定されている。しかし、このフィルタは、同時に測定の応答速度、すなわち、流れの変化に対する反応を遅くする。上述の二つもしくはそれ以上のサンプルの平均化による信号中にノイズがあるならば、このフィルタは、「高速」、すなわち高い遮断周波数のものとすることができる。もし、上述の二つもしくはそれ以上のサンプルの平均化による信号中にノイズが殆どないならば、このフィルタは、「高速」すなわち高域遮断周波数としてよい。これは、ノイズレベルを高めるが、測定の応答速度を高める。流量の変化が遅いとき、上述の演算例において、サンプリングと演算の両方が１２ＫＨｚの周波数で行なわれる。平均化は可能ではなくなる。この場合、低域通過フィルタは、ノイズの抑制のために「低速」としてもよい。

熱放散とエネルギ消費は、流量の変化が遅いときには、次の要領で低減できる。流量の遅い変化に対しては、２４ＫＨｚでＡＤＣサンプリングを行なう。各サンプリングの後、新たな演算が、例えば、２４ＫＨｚで行なわれる。流れの変化率が高まると、ＡＤＣがサンプルに対しもっと速く、例えば４８ＫＨｚでなされる。処理は２４ＫＨｚで行なわれ続けるが、二つのサンプルは上述の方法で平均化されることができる。ノイズと応答速度との間の折り合いが出力フィルタの遮断周波数を介して選定される。

後続の演算との間の待ち時間は、すべての場合、十分に確保されており、プロセッサの平均エネルギ消費は少ない。ＡＤＣのみが、流れの早い変化で、より多くのエネルギを消費する（そしてより多くの熱を放散する）。かくして、全体のエネルギ消費は、第Ｉ型の場合よりも少なくなる。演算が１２ＫＨｚで行なわれるときは、一つや二つでなく、二つあるいは四つのサンプルがその都度平均化される。

［第II型の形態］
・各演算サイクル毎に一つのサンプルを採るような流れの変化率に比例したサンプリング周波数の採用で、その平均値は流量演算ための入力となる。
・各演算サイクル毎に一つよりも多いサンプルを採るような、いくつか（例えば、二つあるいは三つ）の分離したステップでの流れの変化率についてサンプリング周波数の採用で、その平均値は流量演算のための入力となる。
・演算サイクル毎に、二つのサンプルに代えて四つのサンプルが採られるような流れの上記定められた変化率を超えるサンプリング周波数の採用で、その平均値は流量演算のための入力となり、「二モード切換」で次に述べるように精度が向上する。
・流れの変化率に応じて、流れの演算での最終ステップを形成する低域通過フィルタのパラメータの採用。

サンプリング間隔の変更のための装置は、以下のごとくである。
・ＡＤＣそしてＤＡＣ機能を有するアナログデバイスＡＤ１９３９Ａｕｄｉｏコーデックチップが用いられる。しかし、同様なチップの供給業者のものも使用可能である。
・コーデックにおける「クロック分周器」と呼ばれるソフトウェアは、プロセッサで周期的に行なわれるソフトウェアによって適合されることができる。これはどの周波数でＡＤＣがアナログ信号をサンプリングするかで決まる。この周波数は、典型的なクロック水晶を用いるときには、ＡＤ１９３９に対して２４，４８あるいは９６ＫＨｚである。
・このサンプリング周波数は、演算ユニットによって実行される演算の繰り返し周波数よりも、時間の整数倍だけ大きい。１２ＫＨｚの周波数だと、フィルタは２，４あるいは８である。センサ信号は管の瞬時の位置を表わす。各サンプリングの後、ＡＤＣがこの位置、すなわち、アナログ電圧を出力バッファでビットのデジタル列に変換し、新しいデータがあるということを示すトリガ信号を演算ユニットに供する。
・演算ユニットはこれらのデータを読み取り一時的に蓄積する。
・これは二つの演算の間の待機時間で得られた各サンプルについて繰り返される。
・次の演算の開始直前に、演算ユニットは、動きを検知する各センサ測定部について、蓄積された平均値（管の位置）の平均値を決定する。したがって、これは、この場合、センサ測定部毎に２あるいは４あるいは８の数の平均化に関連する。
・クロック分周器の適合のための基準は、演算された流れの変化率であり、これは、上述のように、連続する二つもしくはそれよりも多い演算値から装置により決定される。

［第II型の二モード切換についての形態］
この形態では、「静的」そして「動的」な流れ状態が区別されている。
・これらの状態は、ＡＤＣの２４そして４８ＫＨｚのサンプリング周波数となる、クロック分周器の二つの値に対応する。
・プロセッシングサイクルは、常に１２ＫＨｚである。
・流れの変化率が特定の限界、例えば、１秒以内に調整範囲の５０％を超えたとき、特定期間だけ、例えば１０秒だけスイッチが働いて「動的」とする。サンプリング周波数はこの間は、２４から４８ＫＨｚへと二倍になる。
・この限界を１０秒以内でもう一度超えたなら、この時間は１０秒のスタートにリセットされる。
・二つのサンプルの平均化は、「動的」モードで次の演算のために入力として行なわれる。
・さらに、「動的」モードにおいて、最終演算ステップを形成する低域通過フィルタが、例えば、固定ファクタ、例えば２というファクタで形成される。

図２のブロック図は、本発明の特徴となる二つのブロックを有している。それらは、速度変動モニタ２９とサンプリング周波数アダプタ３０を示している。

＜背景＞
ソフトウェアによるコーデック（すなわちＡＤＣ／ＤＡＣ）ハードウェアの再構成においては、もし要求があれば（例えば、入ってくるアナログ信号のモニタのために）、高いサンプリング周波数が選定されてもよい。高いサンプリング周波数は多くの情報を発生し高精度とする。この高入力精度は「高速」端部フィルタ設定にも拘らず同じ入力精度を達成するために犠牲にすることもできる。これは、同じ有効出力精度で維持されているが、測定の応答を早めることとなる。これに加え、消費電力の増大の点で費用が嵩み、また、熱放散（高サンプリング周波数におけるオフセット）が増大する。測定精度は、これによって、悪影響を受ける。しばしば、一方の特性（低速、低温、同じ最終精度）が有利な点となったり、他方の特性（高速、高温、同じ最終精度）が有利な点となることもある。

選択は次のようになされる。測定される量（すなわち、質量流量）が概ね一定であるということが測定者あるいは流量計に既知である場合には、測定装置を低温（そしてこれに伴って低速）モードで運転することが好ましい。測定される流量が変動する場合には、高速（そしてこれに伴って高温）モードで運転することが好ましい。

ブロック２９で示される「速度変動モニタ」がどちらのモードを選ぶかを決定するために用いられている。このようなブロックの作動の例が以下に示される。しかし、本発明は、この例に限定されない。
１）大体の流量信号が端部フィルタに入る前にこの信号を決定ブロックが検知する。
２）瞬時における「大体の流量」と予め設定された値あるいは前回の測定値と比較する。
３）もし、変動が速いと検出されたとき（例えば、測定値が前回の値に対して「常に」「大幅に」変動しているとき）には、測定は、高速そして高温（ダイナミックあるいはターボ）モードで運転するように決定する。
４）上記３）の場合には、「常に」の定義（例えば、何回）と「大幅に」の定義（例えば、どの位の強さ）が、例えば、測定装置の運転状況そして実績から知得した情報から求めておく。
５）ブロックが「定常」と検出されたとき（前回に比し変化していないで定常とされるとき）には、ブロックは装置を低速そして低温モードで運転することを決定する。
６）時には、オプションとして、ターボモードに一旦切り替えられると一定時間これが保持されることを確実とするように、二つのモード間での好ましくない切替えを避けるために、遅れを採用させることもある。
７）測定量が急速に変動しあるいは変動しようとしているとき（例えば、測定者になされた設定点の変更による場合）に他の確実な方法があるときには、この情報が決定プロセスに影響を及ぼすように加えられてもよい。したがって、決定プロセスは１）から７）に述べたファクタにもとづくが、これに限定されるものではない。
８）二つのモードはシステムを運転するために上述のように決定される。すなわち、通常あるいは低速そしてターボモード（二モード切換）である。用いられている関連ハードウェアそしてソフトウェアによって定まる特性によっては、しかしながら、いくつかの中間モード、さらには徐々に変化するモードを設定することも可能である。

選定されるべきモードの速度変動モニタによる決定は「サンプリング周波数アダプタ」に供給される。これはアナログチャンネルを多少なりとサンプリングしそして端部フィルタを低速あるいは高速とするかを同時に調整するために、コーデック（初めはそのＡＤＣ部分）の調整を通して、与えられた決定をもとに、（入力側での）形態パラメータを設定する「実際的な実行ブロック」である。これに加えて、ブロックは、複数の入力サンプルを高精度の一つのサンプルに組み入れてもよい。このステップは、挿入されたプロセッシングステップを、通常モードあるいはターボモードで作動しているかに係わらず、不変のままとする。

本発明は、上記例に示されたサンプリング周波数アダプタを用いることに限定されない。

二つの速度（「二モード切換」）をもつ変動速度ＡＤ変換システムを用いた例は上述の例で示した。デュアルレートシステムの利点は、選択がダイナミックモードで行なうこと、すなわち、出力信号における低ノイズと流れにおける変化での早い応答との間の選択ができるということである。

実際の選択では、与えられたノイズレベルに対して応答時間を二倍にする。そうすると同時に、電力消費と定常モードでの熱放散が抑制される。

二モード切換システムに代えて、多くのステップを有するシステムを用いることもでき、これは、熱放散と特性との間の選択を異なるレベルで設定できる。流れにおける変化は、例えば、速度がアナログ的に変化したりあるいは明らかにステップ状に変化（「速度ステッピング」）したりする。

結言として、本発明は、流管と、流管と協働してアナログ信号を発生するセンサと、アナログセンサ信号をサンプリング周波数をもったデジタル信号に変換するアナログ／デジタル変換手段と、デジタル信号から質量流量を算出する手段とを有する、流体の質量流量を計測するためのコリオリ型質量流量測定装置に関しており、該装置は、センサ信号のサンプリングを異なる複数の周波数で行なう手段、流れの変動を測定する手段と、このように測定された変動の割合に依存した、予め定められたサンプリング周波数を選定するための手段とを有している。

本発明に係る三つのセンサ測定部が設けられたコリオリ流管を備えたコリオリ型質量流量測定装置を示す。 図１装置のセンサ測定部からのセンサ信号の処理を示すブロック図である。 コリオリ流管の一点における時間に関する変位と正弦波状のそのサンプリングを示す。 図３での変位の一部についてのセンサ信号と、サンプリング及び間隔をもった第Ｉ型での演算の様子を示す。 図３での変位の一部についてのセンサ信号と、サンプリング及び間隔をもった第II型での演算の様子を示す。 図３での変位の一部についてのセンサ信号と、二つのサンプリングの平均が用いられている演算の様子を示す。

符号の説明

１ 質量流量測定装置（流量計）
２ 流管（検出管）
１１ａ （第一）センサ測定部
１１ｂ （第二）センサ測定部
１１ｃ （第三）センサ測定部
２５ ＡＤ／ＤＡコンバータ

Claims (22)

1. 流動媒体の質量流量を測定するコリオリ型質量流量測定装置であって、流管と該流管を回転軸線まわりに振動を起こさせる駆動手段と、流管の動きにしたがってその位置に対応するアナログ信号を該流管と協働して生ずるセンサ測定部と、サンプリング周波数のもとでアナログ信号をデジタル信号に変換するアナログデジタルコンバータ（ＡＤＣ）と、デジタル信号について演算を行ない質量流量を表わす測定信号を得る手段とを有している流量測定装置において、センサ信号のサンプリングを異なる複数の周波数で実行する手段と、流れが変化するときにその変化の割合を測定する手段と、測定された変化の割合に依存して、予め定められたサンプリング周波数を選択する手段とを有していることを特徴とするコリオリ型質量流量測定装置。
2. 測定装置が、測定された変化の割合の演算周波数をも採用している手段を有していることとする請求項１に記載のコリオリ型質量流量測定装置。
3. 演算周波数が一定であることとする請求項１に記載のコリオリ型質量流量測定装置。
4. サンプリング周波数が、少なくとも、静的モードの第一サンプリング周波数と動的モードのより高い周波数の第二サンプリング周波数の間で選択可能となっていることとする請求項１、請求項２そして請求項３のうちの一つに記載のコリオリ型質量流量測定装置。
5. 第二サンプリング周波数が第一サンプリング周波数の逓倍の周波数であることとする請求項４に記載のコリオリ型質量流量測定装置。
6. 選択手段は、第一サンプリング周波数での実行中に、所定の時間枠の間に測定される流体が所定値を超えて変化したときに、第二サンプリング周波数を選択するようになっていることとする請求項４に記載のコリオリ型質量流量測定装置。
7. 選択手段は、第二サンプリング周波数で実行中に、予定の時間枠の間に測定される流体が所定値よりも小さく変化したときに、第一サンプリング周波数を選択するようになっていることとする請求項４に記載のコリオリ型質量流量測定装置。
8. 選択手段は、選択されたサンプリング周波数が予め定められた所定時間の間維持されあるいは同様の流れの変化が生じるまで維持されるようになっていて、上記所定時間は新たにスタートすることとする請求項１ないし請求項７のうちの一つに記載のコリオリ型質量流量測定装置。
9. 静的モードと動的モードの両方に、演算サイクルごと、平均値として用いられる複数のサンプルが決定されることとする請求項４に記載のコリオリ型質量流量測定装置。
10. 静的モードよりも動的モードにおける方が多くのサンプルを平均化していることとする請求項９に記載のコリオリ型質量流量測定装置。
11. 流管と、該流管の動きを示すセンサ信号を発生するように該流管と協働するセンサを有するコリオリ型質量流量装置を用いた流動媒体の質量流量の測定方法であって、流管は回転軸線まわりに振動して、センサ信号がデジタルセンサ信号となるようにサンプル周波数でサンプリングされ、演算周波数のもとでデジタルセンサ信号から質量流量を表わす測定信号を得ることとする測定方法において、測定信号の変化の割合が測定され、変化が高い割合のときに高サンプリング周波数が用いられそして変化が低い割合のときに低サンプリング周波数が用いられるようにサンプリング周波数を測定信号に対して採用することを特徴とする質量流量の測定方法。
12. サンプリング周波数と演算周波数が測定値の変化の割合に対して依存して採用されていることとする請求項１１に記載の質量流量の測定方法
13. 演算周波数は一定した周波数であることとする請求項１１に記載の質量流量の測定方法。
14. 流量測定信号の変化の割合について定められた範囲で区分されたステップ毎にサンプリング周波数が決められていることとする請求項１１、請求項１２そして請求項１３のうちの一つに記載の質量流量の測定方法。
15. 流量測定信号の変化の割合について定められた範囲で区分されたステップ毎にサンプリング周波数そして流量演算周波数が決められることとする請求項１１又は請求項１２に記載の質量流量の測定方法。
16. 変化の割合に比例したサンプリング周波数が採用され、一つもしくはそれよりも多いサンプルが演算サイクル毎に得られ、これらのサンプルの平均値が流量演算のための入力として用いられることとする請求項１１、請求項１２そして請求項１３のうちの一つに記載の質量流量の測定方法。
17. 区分された複数のステップにおける変化の割合に対してサンプリング周波数が採用され、各演算サイクル毎に一つあるいはそれよりも多いサンプルが得られ、これらのサンプルの平均値が流量演算のための入力として用いられることとする請求項１１に記載の質量流量の測定方法
18. 区分されたステップの数は少なくとも２であることとする請求項１７に記載の質量流量の測定方法。
19. 演算サイクル毎のサンプル数が２に代えて４とするように予め定められた変化の割合を超えてサンプリング周波数を二倍とし、サンプルの平均値が流量演算の入力として用いられることとする請求項１１に記載の質量流量の測定方法。
20. 測定信号の演算にてアルゴリズムを用い、該アルゴリズムが低域通過フィルタに関連し、該低域通過フィルタがサンプリング周波数に関連して採用されていることとする請求項１１ないし請求項１９のうちの一つに記載の質量流量の測定方法。
21. 測定信号を演算するための手段が低域通過フィルタと関連していることとする請求項１ないし請求項１０のうちの一つに記載のコリオリ型質量流量測定装置。
22. 低域通過フィルタのパラメータがサンプリング周波数と関連していることとする請求項２１に記載のコリオリ型質量流量測定装置。

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