JP3269311B2 - 電子天びん - Google Patents
電子天びんInfo
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- JP3269311B2 JP3269311B2 JP01785195A JP1785195A JP3269311B2 JP 3269311 B2 JP3269311 B2 JP 3269311B2 JP 01785195 A JP01785195 A JP 01785195A JP 1785195 A JP1785195 A JP 1785195A JP 3269311 B2 JP3269311 B2 JP 3269311B2
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は電磁力平衡型の電子天び
んに関し、更に詳しくは、電磁力を発生するための電磁
コイルにパルス電流を流す方式の電子天びんに関する。
んに関し、更に詳しくは、電磁力を発生するための電磁
コイルにパルス電流を流す方式の電子天びんに関する。
【０００２】
【従来の技術】電磁力平衡型の電子天びんでは、被測定
荷重が作用することによって生じる天びん桿のバランス
点からのずれを変位センサで検出し、その検出結果に応
じた電流を電磁コイルに流すことによって被測定荷重に
対応した電磁力を発生して天びん桿をバランスさせるサ
ーボ系を備えており、そのバランス状態において電磁コ
イルに流れる電流の大きさから、被測定荷重の大きさを
求める。
荷重が作用することによって生じる天びん桿のバランス
点からのずれを変位センサで検出し、その検出結果に応
じた電流を電磁コイルに流すことによって被測定荷重に
対応した電磁力を発生して天びん桿をバランスさせるサ
ーボ系を備えており、そのバランス状態において電磁コ
イルに流れる電流の大きさから、被測定荷重の大きさを
求める。
【０００３】このような電磁力平衡型の電子天びんにお
いては、従来、系の安定を図り、高い分解能を得ること
を目的として、電磁コイルに一定周期Ｔのパルス電流を
流し、そのパルス電流のデューティを変化させる、いわ
ゆるパルス変調方式のものが多用されている。
いては、従来、系の安定を図り、高い分解能を得ること
を目的として、電磁コイルに一定周期Ｔのパルス電流を
流し、そのパルス電流のデューティを変化させる、いわ
ゆるパルス変調方式のものが多用されている。
【０００４】パルス変調方式の電子天びんでは、一般
に、天びん桿の変位検出出力を一定周期ＴごとにＰＩＤ
（比例・積分・微分）演算することによって、電磁コイ
ルに流すべきフィードバック電流値を刻々と算出し、そ
の算出結果に比例したデューティを持つ、周期Ｔで一定
波高値のパルス電流を発生して電磁コイルに流す。
に、天びん桿の変位検出出力を一定周期ＴごとにＰＩＤ
（比例・積分・微分）演算することによって、電磁コイ
ルに流すべきフィードバック電流値を刻々と算出し、そ
の算出結果に比例したデューティを持つ、周期Ｔで一定
波高値のパルス電流を発生して電磁コイルに流す。
【０００５】このパルス電流のデューティの具体的な制
御の仕方は、従来、一定の周期Ｔごとに電流パルスを立
ち上げるとともに、アナログＰＩＤ演算によって得られ
た電圧信号と、一定ののこぎり波電圧信号とを比較し、
両者が一致した時点で電流パルスを終わらせる方式が用
いられている。そして、その一つの電流パルスの立ち上
がりから終わりまでの期間にクロックを計数することに
より、その周期Ｔに流れた電流値、従って被測定荷重の
大きさに係るデータを得ている。
御の仕方は、従来、一定の周期Ｔごとに電流パルスを立
ち上げるとともに、アナログＰＩＤ演算によって得られ
た電圧信号と、一定ののこぎり波電圧信号とを比較し、
両者が一致した時点で電流パルスを終わらせる方式が用
いられている。そして、その一つの電流パルスの立ち上
がりから終わりまでの期間にクロックを計数することに
より、その周期Ｔに流れた電流値、従って被測定荷重の
大きさに係るデータを得ている。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】ところで、以上のよう
な従来のパルス変調方式の電子天びんにおいては、周期
Ｔ内に発生し得るクロックの数が電子天びんとしての分
解能を決定することになる。このクロックの周波数は、
一般には２０〜３０ＭＨｚ程度と限界があり、周期Ｔを
あまり短くすると分解能が低下する。また、周期Ｔをあ
まり長くすると測定の応答が低下する。このような点か
ら、パルス電流の周期Ｔは一般には１〜３ｍｓ程度に設
定される。
な従来のパルス変調方式の電子天びんにおいては、周期
Ｔ内に発生し得るクロックの数が電子天びんとしての分
解能を決定することになる。このクロックの周波数は、
一般には２０〜３０ＭＨｚ程度と限界があり、周期Ｔを
あまり短くすると分解能が低下する。また、周期Ｔをあ
まり長くすると測定の応答が低下する。このような点か
ら、パルス電流の周期Ｔは一般には１〜３ｍｓ程度に設
定される。
【０００７】ところで、このような周期のパルス電流が
電磁コイルに流れると、天びん桿をはじめとする天びん
機構に、０．５〜２ｋＨｚの振動が発生し、この振動は
特に中間荷重領域において大きくなり、不快音を発生す
ることもある。また、この振動は天びん系の平衡動作に
影響を及ぼし、有害なサンプリングノイズが発生するこ
ともある。
電磁コイルに流れると、天びん桿をはじめとする天びん
機構に、０．５〜２ｋＨｚの振動が発生し、この振動は
特に中間荷重領域において大きくなり、不快音を発生す
ることもある。また、この振動は天びん系の平衡動作に
影響を及ぼし、有害なサンプリングノイズが発生するこ
ともある。
【０００８】本発明はこのような実情に鑑みてなされた
もので、パルス変調方式を採用した電子天びんにおい
て、分解能および応答を低下させることなく、天びん機
構の振動を低減させ、また、有害なｋＨｚ帯のノイズ成
分を大幅に抑制することを目的としている。
もので、パルス変調方式を採用した電子天びんにおい
て、分解能および応答を低下させることなく、天びん機
構の振動を低減させ、また、有害なｋＨｚ帯のノイズ成
分を大幅に抑制することを目的としている。
【０００９】
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
めの構成を、基本概念図である図１を参照しつつ説明す
ると、本発明の電子天びんは、被測定荷重による天びん
桿１の回転変位を検出する変位検出手段ａの出力を、一
定周期ＴごとにデジタルＰＩＤ演算して電磁コイル２に
流すフィードバック電流値を算出するデジタルＰＩＤ演
算手段ｂを設けるとともに、そのデジタルＰＩＤ演算手
段ｂの出力を、周期Ｔ内にあらかじめ設定された複数の
電流パルスを流してその各パルスの通電時間の合計が当
該デジタル演算結果に比例したデューティとなるよう、
その各電流パルスの通電時間を決定するパルスデューテ
ィ変換手段ｃに導入し、そのパルスデューティ変換手段
ｃの出力によりパルス電流発生手段ｄを制御するように
構成したことによって特徴づけられる。
めの構成を、基本概念図である図１を参照しつつ説明す
ると、本発明の電子天びんは、被測定荷重による天びん
桿１の回転変位を検出する変位検出手段ａの出力を、一
定周期ＴごとにデジタルＰＩＤ演算して電磁コイル２に
流すフィードバック電流値を算出するデジタルＰＩＤ演
算手段ｂを設けるとともに、そのデジタルＰＩＤ演算手
段ｂの出力を、周期Ｔ内にあらかじめ設定された複数の
電流パルスを流してその各パルスの通電時間の合計が当
該デジタル演算結果に比例したデューティとなるよう、
その各電流パルスの通電時間を決定するパルスデューテ
ィ変換手段ｃに導入し、そのパルスデューティ変換手段
ｃの出力によりパルス電流発生手段ｄを制御するように
構成したことによって特徴づけられる。
【００１０】
【作用】本発明は、分解能および応答の面から制約のあ
る周期Ｔを変更することなく、その周期Ｔ内に複数の電
流パルスを流すことにより、有害な周波数の振動やノイ
ズの発生を抑制しようとするものである。
る周期Ｔを変更することなく、その周期Ｔ内に複数の電
流パルスを流すことにより、有害な周波数の振動やノイ
ズの発生を抑制しようとするものである。
【００１１】すわなち、変位検出手段ａによる変位検出
出力は、従来と同様に周期ＴごとにＰＩＤ演算するが、
その演算をデジタル演算とするとともに、その演算結果
に基づくデューティを持つパルス電流を発生するに当た
り、周期Ｔ内に一つの電流パルスを発生するのではな
く、デジタル演算結果に基づく周期Ｔ内のパルス電流の
通電時間を、パルスデューティ変換手段ｃによって、あ
らかじめ設定された複数の電流パルスの通電時間に分割
して、その分割後の通電時間を持つ複数の電流パルスを
周期Ｔ内に流すことで、問題となっている周波数の振動
・ノイズを抑制できる。
出力は、従来と同様に周期ＴごとにＰＩＤ演算するが、
その演算をデジタル演算とするとともに、その演算結果
に基づくデューティを持つパルス電流を発生するに当た
り、周期Ｔ内に一つの電流パルスを発生するのではな
く、デジタル演算結果に基づく周期Ｔ内のパルス電流の
通電時間を、パルスデューティ変換手段ｃによって、あ
らかじめ設定された複数の電流パルスの通電時間に分割
して、その分割後の通電時間を持つ複数の電流パルスを
周期Ｔ内に流すことで、問題となっている周波数の振動
・ノイズを抑制できる。
【００１２】
【実施例】図２は本発明実施例の構成を示すブロック図
である。被測定荷重Ｗを負荷するための測定皿１ａは、
支点１ｂを中心として回動自在の天びん桿１の一端部に
支承されている。この天びん桿１の他端部には、巻き枠
２ａを介して電磁コイル２が巻回されている。この電磁
コイル２は、永久磁石３ａを主体とする磁気回路３が作
る磁界中に配置されており、そこに流れる電流の大きさ
に応じた電磁力を発生する。
である。被測定荷重Ｗを負荷するための測定皿１ａは、
支点１ｂを中心として回動自在の天びん桿１の一端部に
支承されている。この天びん桿１の他端部には、巻き枠
２ａを介して電磁コイル２が巻回されている。この電磁
コイル２は、永久磁石３ａを主体とする磁気回路３が作
る磁界中に配置されており、そこに流れる電流の大きさ
に応じた電磁力を発生する。
【００１３】天びん桿１の他端部の先端には変位センサ
４が配設されており、この変位センサ４の出力は変位検
出回路１１に入力され、この変位検出回路１１のから天
びん桿１の回転変位に応じたアナログ電気信号Ｅ（θ）
が出力される。変位検出回路１１の出力はＡ−Ｄ変換器
１２によってデジタル化された後、デジタルＰＩＤ演算
部１３に変位データＥ（θN ）として一定周期Ｔごとに
取り込まれる。
４が配設されており、この変位センサ４の出力は変位検
出回路１１に入力され、この変位検出回路１１のから天
びん桿１の回転変位に応じたアナログ電気信号Ｅ（θ）
が出力される。変位検出回路１１の出力はＡ−Ｄ変換器
１２によってデジタル化された後、デジタルＰＩＤ演算
部１３に変位データＥ（θN ）として一定周期Ｔごとに
取り込まれる。
【００１４】デジタルＰＩＤ演算部１３ではＡ−Ｄ変換
器１２からの変位データＥ（θN ）を取り込むごとに、
次の演算によって電磁コイル２に対するフィードバック
値Ｆ（Ｎ）を決定する。
器１２からの変位データＥ（θN ）を取り込むごとに、
次の演算によって電磁コイル２に対するフィードバック
値Ｆ（Ｎ）を決定する。
【００１５】
【数１】
【００１６】なお、この式においてＥ（θN ）は最新の
変位データであり、Ｅ（θN-1 ）はその一つ前に採取さ
れた変位データである。このようにして得られたフィー
ドバック値Ｆ（Ｎ）は、パルスデューティ変換部１４に
取り込まれ、後に例示する方法によって、周期Ｔ内に発
生すべき電流パルスの数と、その各パルス幅を表すデー
タに変換された後、スイッチ駆動回路１５に供給され
る。このスイッチ駆動回路１５は、パルスデューティ変
換部１４から供給されたデータに従った矩形波状の電圧
信号を発生する回路であり、その電圧信号によって電子
スイッチ１６を駆動する。電子スイッチ１６は、その矩
形波状の電圧信号に従い、定電流源１７からの直流電流
を電磁コイル２に流すか、あるいはグランドに流すよう
に動作する。
変位データであり、Ｅ（θN-1 ）はその一つ前に採取さ
れた変位データである。このようにして得られたフィー
ドバック値Ｆ（Ｎ）は、パルスデューティ変換部１４に
取り込まれ、後に例示する方法によって、周期Ｔ内に発
生すべき電流パルスの数と、その各パルス幅を表すデー
タに変換された後、スイッチ駆動回路１５に供給され
る。このスイッチ駆動回路１５は、パルスデューティ変
換部１４から供給されたデータに従った矩形波状の電圧
信号を発生する回路であり、その電圧信号によって電子
スイッチ１６を駆動する。電子スイッチ１６は、その矩
形波状の電圧信号に従い、定電流源１７からの直流電流
を電磁コイル２に流すか、あるいはグランドに流すよう
に動作する。
【００１７】さて、パルスデューティ変換部１４による
データの変換の仕方は、例えば周期Ｔ内の基本的なパル
ス数を８とし、フィードバック値Ｆ（Ｎ）を８で除すこ
とによってその各パルス幅を決定する。そして、その各
パルス幅に対応したデータを、クロック発生器１８から
の３０ＭＨｚ程度の一定周波数のクロックＣＬに従っ
て、周期Ｔを８等分するタイミングでスイッチ駆動回路
１５に供給する。なお、周期Ｔのタイミング信号は、ク
ロック発生器１８からのクロックＣＬをカウントするカ
ウンタ１９から、そのカウント値が所定値に達するごと
に供給される。ここで、Ｆ（Ｎ）が８の整数倍ではない
ときには、余った数値を各パルス幅データに適宜に分配
する。また、Ｆ（Ｎ）が小さい場合には、これを８で除
したときに発生可能なパルス幅の分解能を越えてしま
う。すなわち、例えばパルス幅の分解能がＦ（Ｎ）の１
カウント分であったとき、そのＦ（Ｎ）が４である場合
には、パルス幅を最小の１カウント分とし、そのデータ
を周期Ｔを４等分するタイミングでスイッチ駆動回路１
５に供給する。
データの変換の仕方は、例えば周期Ｔ内の基本的なパル
ス数を８とし、フィードバック値Ｆ（Ｎ）を８で除すこ
とによってその各パルス幅を決定する。そして、その各
パルス幅に対応したデータを、クロック発生器１８から
の３０ＭＨｚ程度の一定周波数のクロックＣＬに従っ
て、周期Ｔを８等分するタイミングでスイッチ駆動回路
１５に供給する。なお、周期Ｔのタイミング信号は、ク
ロック発生器１８からのクロックＣＬをカウントするカ
ウンタ１９から、そのカウント値が所定値に達するごと
に供給される。ここで、Ｆ（Ｎ）が８の整数倍ではない
ときには、余った数値を各パルス幅データに適宜に分配
する。また、Ｆ（Ｎ）が小さい場合には、これを８で除
したときに発生可能なパルス幅の分解能を越えてしま
う。すなわち、例えばパルス幅の分解能がＦ（Ｎ）の１
カウント分であったとき、そのＦ（Ｎ）が４である場合
には、パルス幅を最小の１カウント分とし、そのデータ
を周期Ｔを４等分するタイミングでスイッチ駆動回路１
５に供給する。
【００１８】スイッチ駆動回路１５は、例えば図３に示
すように、上記したクロック発生器１８からのクロック
ＣＬをカウントし、かつ、上記したタイミングでパルス
幅データが供給されるダウンカウンタ１５ａと、そのダ
ウンカウンタ１５ａからそのカウント値が０になった時
点でリセット信号が供給され、かつ、パルスデューティ
変換部１４からダウンカウンタにプリセット値が供給さ
れるタイミングでセット信号が供給されるフリップフロ
ップ１５ｂ等によって構成することができる。この構成
により、フリップフロップ１５ｂの出力は、前記したよ
うに周期Ｔを基本的に８等分したタイミングで供給され
るセット信号によってＨレベルとなり、ダウンカウンタ
１５ａのカウント値が０となった時点で供給れさるリセ
ット信号によってＬレベルとなる。そして、このフリッ
プフロップ１５ｂの出力が、スイッチ駆動回路１５の矩
形波信号として電子スイッチ１６を動作させる。
すように、上記したクロック発生器１８からのクロック
ＣＬをカウントし、かつ、上記したタイミングでパルス
幅データが供給されるダウンカウンタ１５ａと、そのダ
ウンカウンタ１５ａからそのカウント値が０になった時
点でリセット信号が供給され、かつ、パルスデューティ
変換部１４からダウンカウンタにプリセット値が供給さ
れるタイミングでセット信号が供給されるフリップフロ
ップ１５ｂ等によって構成することができる。この構成
により、フリップフロップ１５ｂの出力は、前記したよ
うに周期Ｔを基本的に８等分したタイミングで供給され
るセット信号によってＨレベルとなり、ダウンカウンタ
１５ａのカウント値が０となった時点で供給れさるリセ
ット信号によってＬレベルとなる。そして、このフリッ
プフロップ１５ｂの出力が、スイッチ駆動回路１５の矩
形波信号として電子スイッチ１６を動作させる。
【００１９】以上の結果、電磁コイル２には、図４に模
式的に例示するように、周期Ｔ内に最大８個の電流パル
スが流れるとともに、その周期Ｔ内に流れた電流パルス
の通電時間の合計が、デジタルＰＩＤ演算部１３による
フィードバック値Ｆ（Ｎ）と比例したものとなる。すな
わち、例えばＦ（Ｎ）の値が４であれば、周期Ｔ内にパ
ルス幅Δｔの電流パルスが４個流れ、Ｆ（Ｎ）が１６で
あれば、周期Ｔ内にパルス幅２Δｔの電流パルスが８個
流れ、更にＦ（Ｎ）が３２であれば、周期Ｔ内にパルス
幅４Δｔの電流パルスが８個流れる。なお、フィードバ
ック値Ｆ（Ｎ）は、測定皿１ａに作用する被測定荷重の
測定データとして用いられる。
式的に例示するように、周期Ｔ内に最大８個の電流パル
スが流れるとともに、その周期Ｔ内に流れた電流パルス
の通電時間の合計が、デジタルＰＩＤ演算部１３による
フィードバック値Ｆ（Ｎ）と比例したものとなる。すな
わち、例えばＦ（Ｎ）の値が４であれば、周期Ｔ内にパ
ルス幅Δｔの電流パルスが４個流れ、Ｆ（Ｎ）が１６で
あれば、周期Ｔ内にパルス幅２Δｔの電流パルスが８個
流れ、更にＦ（Ｎ）が３２であれば、周期Ｔ内にパルス
幅４Δｔの電流パルスが８個流れる。なお、フィードバ
ック値Ｆ（Ｎ）は、測定皿１ａに作用する被測定荷重の
測定データとして用いられる。
【００２０】以上の本発明実施例によると、電磁コイル
２には、１回のフィードバック周期Ｔ内に基本的に８個
の電流パルスが流れる。その結果、従来のこの種の電子
天びんにおいて発生していた０．５〜２ｋＨｚの帯域の
振動が殆ど無くなり、電流パルスの周期（Ｔ／８）を持
つ振動が発生するものの、その振幅は従来の天びんにお
ける０．５〜２ｋＨｚの帯域の振動振幅に比して大幅に
小さくなることが確認された。
２には、１回のフィードバック周期Ｔ内に基本的に８個
の電流パルスが流れる。その結果、従来のこの種の電子
天びんにおいて発生していた０．５〜２ｋＨｚの帯域の
振動が殆ど無くなり、電流パルスの周期（Ｔ／８）を持
つ振動が発生するものの、その振幅は従来の天びんにお
ける０．５〜２ｋＨｚの帯域の振動振幅に比して大幅に
小さくなることが確認された。
【００２１】なお、パルスデューティ変換部１４による
データ変換の仕方、およびスイッチ駆動回路１５の構成
については、以上の実施例に述べたものに限定されず、
要は要は１回のフィードバック周期Ｔ内に、複数の電流
パルスが流れ、かつ、その周期Ｔ内の個々の電流パルス
の通電時間の合計がフィードバック値Ｆ（Ｎ）と比例す
るように、電磁コイル２に流れる電流が制御されればよ
い。
データ変換の仕方、およびスイッチ駆動回路１５の構成
については、以上の実施例に述べたものに限定されず、
要は要は１回のフィードバック周期Ｔ内に、複数の電流
パルスが流れ、かつ、その周期Ｔ内の個々の電流パルス
の通電時間の合計がフィードバック値Ｆ（Ｎ）と比例す
るように、電磁コイル２に流れる電流が制御されればよ
い。
【００２２】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
一定周期Ｔで天びん桿の変位検出信号をデジタル演算に
よってＰＩＤ処理して電磁コイルに流れるフィードバッ
ク電流値を算出するとともに、その周期Ｔ内に複数の電
流パルスを流して、その各パルスの通電時間の合計がＰ
ＩＤ処理結果と比例するように構成しているから、フィ
ードバック周期Ｔを何ら変更することなく、従ってパル
ス幅変調方式の電子天びんにおける分解能および応答性
を全く低下させることなく、天びん機構の振動、特に音
の発生の原因ともなるｋＨｚ帯域の振動を大幅に低減さ
せることができ、また、天びんの平衡動作を円滑化して
有害なサンプリングノイズを低減させることができる。
一定周期Ｔで天びん桿の変位検出信号をデジタル演算に
よってＰＩＤ処理して電磁コイルに流れるフィードバッ
ク電流値を算出するとともに、その周期Ｔ内に複数の電
流パルスを流して、その各パルスの通電時間の合計がＰ
ＩＤ処理結果と比例するように構成しているから、フィ
ードバック周期Ｔを何ら変更することなく、従ってパル
ス幅変調方式の電子天びんにおける分解能および応答性
を全く低下させることなく、天びん機構の振動、特に音
の発生の原因ともなるｋＨｚ帯域の振動を大幅に低減さ
せることができ、また、天びんの平衡動作を円滑化して
有害なサンプリングノイズを低減させることができる。
【図１】本発明の構成を示す基本概念図
【図２】本発明実施例の構成を示すブロック図
【図３】そのスイッチ駆動回路１５の具体的構成例を示
すブロック図
すブロック図
【図４】本発明実施例の電磁コイル２に流れるパルス電
流とフィードバック値Ｆ（Ｎ）との関係を示すグラフ
流とフィードバック値Ｆ（Ｎ）との関係を示すグラフ
１ 天びん桿 １ａ 測定皿 ２ 電磁コイル ３ 磁気回路 ４ 変位センサ １１ 変位検出回路 １２ Ａ−Ｄ変換器 １３ デジタルＰＩＤ変換部 １４ パルスデューティ変換部 １５ スイッチ駆動回路 １５ａ ダウンカウンタ １５ｂ フリップフロップ １６ 電子スイッチ １７ 定電流源 １８ クロック発生器 １９ カウンタ
フロントページの続き (56)参考文献 特開 平５−79886（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) G01G 7/02 - 7/04
Claims (1)
- 【請求項１】 被測定荷重による天びん桿の回転変位を
変位検出手段によって検出し、その検出結果に応じて電
磁コイルに流す電流の大きさを制御することにより、被
測定荷重に対応する電磁力を発生して上記天びん桿をバ
ランスさせるサーボ系を備え、そのバランス状態で上記
電磁コイルに流れる電流値から被測定荷重の大きさを求
めるとともに、上記サーボ系は、上記変位検出手段の出
力を一定周期ＴごとにＰＩＤ演算して上記電磁コイルに
流すフィードバック電流値を決定するＰＩＤ演算手段
と、そのＰＩＤ演算手段の出力によって制御され、その
演算結果に比例したデューティの一定波高値のパルス電
流を発生するパルス電流発生手段を含み、上記周期Ｔご
とにデューティが変化するパルス電流を電磁コイルに流
すよう構成された電子天びんにおいて、 上記ＰＩＤ演算手段は上記変位検出手段の出力をデジタ
ル演算してフィードバック電流値を決定するデジタルＰ
ＩＤ演算手段であり、そのデジタルＰＩＤ演算手段の出
力は、上記周期Ｔ内にあらかじめ設定された複数の電流
パルスを流してその各パルスの通電時間の合計が当該デ
ジタル演算結果に比例したデューティとなるよう、その
各電流パルスの通電時間を決定するパルスデューティ変
換手段に導入され、そのパルスデューティ変換手段の出
力により上記パルス電流発生手段が制御されることを特
徴とする電子天びん。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP01785195A JP3269311B2 (ja) | 1995-02-06 | 1995-02-06 | 電子天びん |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP01785195A JP3269311B2 (ja) | 1995-02-06 | 1995-02-06 | 電子天びん |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08210901A JPH08210901A (ja) | 1996-08-20 |
| JP3269311B2 true JP3269311B2 (ja) | 2002-03-25 |
Family
ID=11955172
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP01785195A Expired - Fee Related JP3269311B2 (ja) | 1995-02-06 | 1995-02-06 | 電子天びん |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3269311B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN106910378A (zh) * | 2017-05-09 | 2017-06-30 | 常州信息职业技术学院 | 一种模拟pid控制的教学装置及使用方法 |
-
1995
- 1995-02-06 JP JP01785195A patent/JP3269311B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH08210901A (ja) | 1996-08-20 |
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