JP2009511934A - 流量計の第１のセンサ信号と第２のセンサ信号との間の位相差を決定するための計器電子装置及び方法 - Google Patents

Abstract

流量計のセンサ信号を処理するための計器電子装置（２０）が本発明の実施の形態により提供される。計器電子装置（２０）は、第１のセンサ信号及び第２のセンサ信号を受け取るためのインタフェース（２０１）と、インタフェース（２０１）と通信する処理システム（２０３）であって、第１のセンサ信号及び第２のセンサ信号を受け取り、第１のセンサ信号から９０度位相シフトを生成し、第１のセンサ信号及び９０度位相シフトから周波数を計算するように構成された処理システム（２０３）とを含む。処理システム（２０３）は、周波数を使用して正弦信号及び余弦信号を生成し、位相差を決定するために正弦信号及び余弦信号を使用して第１のセンサ信号及び第２のセンサ信号を直交復調するように更に構成される。

Description

本発明は、流量計の第１のセンサ信号と第２のセンサ信号との間の位相差を決定するための計器電子装置及び方法に関する。

Ｊ．Ｅ．スムス等に発行された１９８５年１月１日の米国特許第４４９１０２５号明細書及びＪ．Ｅ．スミスへの１９８２年２月１１日の米国特許第Ｒｅ．３１４５０号明細書に開示されているように、パイプラインを通って流れる材料の質量流量、密度及び体積流量ならびに他の情報を測定するために、コリオリ質量流量計を使用することが知られている。これらの流量計は様々な構成の１つ又は複数の流管を有する。各管路構成は、例えば単純な曲げ、ねじれ、放射方向及び連成のモードを含む１組の固有振動モードを有すると考えることができる。一般的なコリオリ質量流量測定用途では、材料が管路を通って流れるとき、管路構成は１つ又は複数の振動モードで励振され、管路の運動が、管路に沿って間隔をおいて配置されている点で測定される。

材料で満たされたシステムの振動モードは、部分的に、流管と流管内の材料との組合せ質量によって決定される。材料は、流量計の入口側に接続されたパイプラインから流量計に流れ込む。次に、材料は１つ又は複数の流管を通して導かれ、流量計から、出口側に接続されたパイプラインに出て行く。

駆動部は力を流管に加える。力は流管を振動させる。材料が流量計を通って流れていない場合、流管に沿った全ての点は全く同じ位相で振動する。材料が流管を通って流れ始めるとき、コリオリの加速度により、流管に沿った各点には、流管に沿った他の点とは異なる位相が生じる。流管の入口側の位相は駆動部に対して遅れ、一方、出口側の位相は駆動部に対して進む。センサは流管の異なる点に配置されて、異なる点の流管の運動を示す正弦波信号を生成する。２つのセンサ信号間の位相差は、１つ又は複数の流管を通って流れる材料の質量流量に比例する。従来技術の一手法では、離散的フーリエ変換（ＤＦＴ）又は高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を使用してセンサ信号間の位相差を決定する。位相差と流管アセンブリの振動周波数応答とを使用して質量流量を得る。

従来技術の一手法では、独立の基準信号を使用して、例えば振動駆動システムに送られる周波数の使用などによってピックオフ信号周波数を決定する。別の従来技術の手法では、ピックオフ・センサによって生成された振動応答周波数は、ノッチフィルタのその周波数に集中させることによって決定することができ、従来技術の流量計はノッチフィルタのノッチをピックオフ・センサ周波数に維持しようとする。流量計中の流れ材料が一様であり、得られたピックオフ信号周波数が比較的安定している静止状態の下では、この従来技術の技法はかなりよく機能する。しかし、流れ材料が液体と固体を含む、又は液体流れ材料中に気泡がある二相流におけるように、流れ材料が一様でない場合、従来技術の位相測定は悪化する。そのような状況では、従来技術で決定された周波数は急速に変動することがある。速く且つ大きい周波数移行の状態の期間には、ピックオフ信号がフィルタ帯域幅外に出て、間違った位相及び周波数測定値を与える可能性がある。流量計が交互の空状態と満状態で繰り返し操作される場合、空−満−空計量における問題もある。更に、センサの周波数が急速に動く場合、復調プロセスは実際の又は測定された周波数を追跡することができず、その結果、間違った周波数で復調を行うことになる。決定された周波数が間違っているか又は不正確である場合、密度、体積流量などのその後導き出される値も間違い及び不正確になるであろうことを理解すべきである。更に、誤差が後の流れ特性決定で増大されることがある。

従来技術では、ピックオフ信号は、ノッチフィルタを実装するためにデジタル化され、デジタルで操作することができる。ノッチフィルタは狭帯域の周波数だけを受け入れる。したがって、目標周波数が変わっている場合、ノッチフィルタは一定期間、目標信号を追跡することができないことがある。一般に、デジタル・ノッチフィルタの実行には、変動する目標信号を突きとめるために１〜２秒を要する。周波数を決定するのに従来技術が必要とする時間に起因して、その結果は、周波数決定及び位相決定が誤差を含むだけでなく、誤差測定は、誤差及び／又は二相流が実際に生じる時間範囲を超える時間範囲を含むことになる。これはノッチフィルタ実行の応答が相対的に遅いことによる。

その結果、従来技術の流量計は、流量計中の流れ材料が二相流である期間には、ピックオフ・センサ周波数を正確に、速く又は十分に追跡又は決定することができない。したがって、従来技術は決定されたピックオフ周波数を使用して位相差を導き出すので、位相決定が同様に遅く、間違いを起こしやすい。したがって、周波数決定における誤差が位相決定において増大される。その結果、周波数決定及び位相決定において誤差が増加し、質量流量の決定において誤差が増加することになる。更に、決定された周波数値を使用して密度値を決定する（密度は周波数の自乗分の１にほぼ等しい）ので、周波数決定における誤差は密度決定で繰り返されるか又は増大される。更に、これは、質量流量を密度で割ったものに等しい体積流量の決定にも当てはまる。

決定された周波数を使用して位相差を導き出すことができるので、改善された周波数決定は、速く信頼性のある位相差決定を提供することができる。

前述の及び他の問題は、流量計の第１のセンサ信号と第２のセンサ信号との間の位相差を決定するための計器電子装置及び方法の提供によって解決され、当技術分野の進歩が達せられる。

流量計の第１のセンサ信号と第２のセンサ信号との間の位相差を決定するための計器電子装置が、本発明の実施の形態により提供される。計器電子装置は、第１のセンサ信号及び第２のセンサ信号を受け取るインタフェースと、そのインタフェースと通信する処理システムとを備える。処理システムは、第１のセンサ信号及び第２のセンサ信号を受け取り、第１のセンサ信号から９０度位相シフトを生成し、第１のセンサ信号及び９０度位相シフトから周波数を計算するように構成される。処理システムは周波数を使用して正弦信号及び余弦信号を生成し、正弦信号及び余弦信号を使用して第１のセンサ信号及び第２のセンサ信号を直交復調して位相差を決定するように更に構成される。

流量計の第１のセンサ信号と第２のセンサ信号との間の位相差を決定する方法が、本発明の実施の形態により提供される。この方法は、第１のセンサ信号及び第２のセンサ信号を受け取ること、第１のセンサ信号から９０度位相シフトを生成すること、及び、第１のセンサ信号及び９０度位相シフトから周波数を計算することを含む。この方法は、周波数を使用して正弦信号及び余弦信号を生成することを更に含む。この方法は、正弦信号及び余弦信号を使用して第１のセンサ信号及び第２のセンサ信号を直交復調して位相差を決定することを更に含む。

流量計の第１のセンサ信号と第２のセンサ信号との間の位相差を決定する方法が、本発明の実施の形態により提供される。この方法は、第１のセンサ信号及び第２のセンサ信号を受け取ること、第１のセンサ信号から９０度位相シフトを生成すること、及び、第１のセンサ信号及び９０度位相シフトから周波数を計算することを含む。この方法は、周波数を使用して正弦信号及び余弦信号を生成することを更に含む。この方法は正弦信号及び余弦信号を使用して第１のセンサ信号及び第２のセンサ信号を直交復調することを更に含み、直交復調することにより第１の復調された信号及び第２の復調された信号が生成される。この方法は、高周波成分を除去するために第１の復調された信号及び第２の復調された信号をフィルタ処理すること、及び、第１の復調された信号と第２の復調された信号を相互相関させて位相差を決定することを更に含む。

発明の態様
計器電子装置の一態様では、処理システムは、周波数と位相差とのうちの１つ又は複数を使用して質量流量、密度又は体積流量のうちの１つ又は複数を計算するように更に構成される。

計器電子装置の一態様では、処理システムはヒルベルト変換を使用して９０度位相シフトを計算するように更に構成される。

計器電子装置の更なる別の態様では、直交復調が第１の復調された信号及び第２の復調された信号を生成し、処理システムは高周波成分を除去するために第１の復調された信号及び第２の復調された信号をフィルタ処理し、第１の復調された信号と第２の復調された信号を相互相関させて位相差を決定するように更に構成される。

この方法の一態様では、方法は、周波数と位相差とのうちの１つ又は複数を使用して質量流量、密度又は体積流量のうちの１つ又は複数を計算することを更に含む。

方法の別の態様では、方法はヒルベルト変換を使用して９０度位相シフトを計算することを更に含む。

方法の更なる別の態様では、直交復調が第１の復調された信号及び第２の復調された信号を生成し、直交復調は高周波成分を除去するために第１の復調された信号及び第２の復調された信号をフィルタ処理すること、及び、第１の復調された信号と第２の復調された信号を相互相関させて位相差を決定することを更に含む。

同じ参照番号は全ての図面で同じ要素を表す。

図１〜図７及び以下の説明は、本発明の最良の形態を実行し使用する方法を当業者に教示するための特定の例を示す。発明の原理を教示するために、いくつかの従来の態様は簡単化され又は省略されている。当業者には、本発明の範囲内にあるこれらの例からの変形が理解されよう。当業者なら、本発明の多数の変形を形成するために以下で説明される特徴を様々な方法で組み合わせることができることを理解されよう。その結果、本発明は、以下で説明される特定の例に限定されず、特許請求の範囲及びそれらの均等物によってのみ限定される。

図１は、計器アセンブリ１０と計器電子装置２０を備えるコリオリ流量計５を示す。計器アセンブリ１０は処理材料の質量流量及び密度に応答する。計器電子装置２０はリード線１００を介して計器アセンブリ１０に接続され、経路２６を通して密度、質量流量及び温度の情報、ならびに本発明に関係していない他の情報を提供する。コリオリ流量計の構造が説明されるが、当業者には明らかなように、本発明は、コリオリ質量流量計が追加的計測機能を備えること無しに振動管濃度計として実現することができる。

計器アセンブリ１０は、１対のマニホルド１５０及び１５０’、フランジ・ネック１１０及び１１０’を有するフランジ１０３及び１０３’、１対の平行な流管１３０及び１３０’、駆動機構１８０、温度センサ１９０、ならびに一対の速度センサ１７０Ｌ及び１７０Ｒを備える。流管１３０及び１３０’は、流管取付けブロック１２０及び１２０’で互いの方に収束する２つの本質的にまっすぐな入口脚部１３１及び１３１’及び出口脚部１３４及び１３４’を有する。流管１３０及び１３０’は、それらの長さに沿った２つの対称的な場所で曲がり、それらの全長にわたって本質的に平行である。ブレース・バー１４０及び１４０’は各流管がそれに関して振動する軸Ｗ及びＷ’を規定するように働く。

流管１３０及び１３０’の側方脚部１３１、１３１’及び１３４、１３４’は、流管取付けブロック１２０及び１２０’に固定して取り付けられ、次にこれらのブロックはマニホルド１５０及び１５０’に固定して取り付けられる。これにより、コリオリ計器アセンブリ１０を通る連続した且つ閉じた材料経路が設けられる。

穴１０２及び１０２’を有するフランジ１０３及び１０３’が、入口端部１０４及び出口端部１０４’を介して、測定されている処理材料を搬送する処理配管（図示せず）に接続されていると、材料は、フランジ１０３のオリフィス１０１を通って計器の端部１０４に入り、マニホルド１５０を通って表面１２１を有する流管取付けブロック１２０に導かれる。マニホルド１５０内で材料は分割され、流管１３０及び１３０’を通して送られる。処理材料は、流管１３０及び１３０’を出ると、マニホルド１５０’内で単一の流れに再結合され、その後、ボルト穴１０２’を有するフランジ１０３’によって処理配管（図示せず）に接続されている端部１０４’から出るように送られる。

流管１３０及び１３０’は、それぞれ、曲げ軸Ｗ−−Ｗ及びＷ’−−Ｗ’に関して実質的に同じ質量分布、慣性モーメント及びヤング率を有するように選択され、流管取付けブロック１２０及び１２０’に適切に取り付けられる。これらの曲げ軸はブレース・バー１４０と１４０’を通る。流管のヤング率は温度とともに変化し、この変化が流量及び密度の計算に影響するので、抵抗温度検出器（ＲＴＤ）１９０が流管１３０’に取り付けられ、流管の温度を連続して測定する。流管の温度、したがってＲＴＤを通る所与の電流に対してＲＴＤに現れる電圧は、流管を通過する材料の温度によって決定される。ＲＴＤの両端間に現れる温度依存電圧が計器電子装置２０によってよく知られた方法で使用され、流管温度の変化による流管１３０及び１３０’の弾性率の変化が補償される。ＲＴＤはリード線１９５によって計器電子装置２０に接続される。

流管１３０及び１３０’は駆動機構１８０によって、それぞれの曲げ軸Ｗ及びＷ’の周りに反対方向に、いわゆる流量計の一次位相外れ曲げモードで駆動される。この駆動機構１８０は、流管１３０’に取り付けられた磁石、及び、流管１３０に取り付けられ、両方の流管を振動させるために交流を通過させる対向するコイルなどの、多くのよく知られた装置のいずれかを含むことができる。適切な駆動信号が、計器電子装置２０によってリード線１８５を介して駆動機構１８０に加えられる。

計器電子装置２０は、リード線１９５のＲＴＤ温度信号、ならびにそれぞれリード線１６５Ｌ及び１６５Ｒに現れる左右の速度信号を受け取る。計器電子装置２０は、リード線１８５に現れる駆動信号を生成し、要素１８０を駆動し、管１３０及び１３０’を振動させる。計器電子装置２０は、左右の速度信号及びＲＴＤ信号を処理して、計器アセンブリ１０を通過する材料の質量流量及び密度を計算する。この情報は、他の情報と共に計器電子装置２０によって経路２６を介して利用手段２９に与えられる。

図２は、本発明の実施の形態に係る計器電子装置２０を示す。計器電子装置２０はインタフェース２０１と処理システム２０３を含むことができる。計器電子装置２０は、ピックオフ／速度センサ信号などの、計器アセンブリ１０からの第１のセンサ信号２１０及び第２のセンサ信号２１１を受け取る。計器電子装置２０は、コリオリ流量計として作動することを含む、質量流量計として又は濃度計として作動することができる。計器電子装置２０は、計器アセンブリ１０を通って流れる流れ材料の流れ特性を得るために第１のセンサ信号２１０及び第２のセンサ信号２１１を処理する。例えば、計器電子装置２０は、例えば、センサ信号から位相差、周波数、時間差（Δｔ）、密度、質量流量及び体積流量のうちの１つ又は複数を決定することができる。更に、他の流れ特性を本発明によって決定することができる。決定は以下で説明される。

位相差決定及び周波数決定は、従来技術におけるそのような決定よりも非常に速く、正確で、信頼性が高い。これは、有利なことに、流れ特性を計算するために必要とされる処理時間を低減し、両方の流れ特性の精度を向上させる。したがって、周波数及び位相差は従来技術よりも非常に速く決定されることができる。

従来技術の周波数決定法は、一般に、実行するのに１〜２秒を要する。対照的に、本発明による周波数決定はわずか５０ミリ秒（ｍｓ）で行うことができる。更に速い周波数決定が、処理システムのタイプ及び構成、振動応答のサンプリング速度、フィルタのサイズ、デシメーション率などに応じて考えられる。５０ミリ秒の周波数決定速度においては、本発明による計器電子装置２０は従来技術よりも約４０倍速くなり得る。

インタフェース２０１は、図１のリード線１００を介して、速度センサ１７０Ｌ及び１７０Ｒの一方からセンサ信号を受け取る。インタフェース２０１は、任意の種類のフォーマッティング、増幅、バッファリングなどの必要な又は所望の任意の信号調整を行うことができる。代わりに、信号調整のうちのいくつか又は全てを処理システム２０３で行うことができる。

更に、インタフェース２０１は、計器電子装置２０と外部装置との間の通信を可能にすることができる。インタフェース２０１は、電子通信、光通信又は無線通信の任意の方法を可能にすることができる。

センサ信号がアナログ・センサ信号を含む一つの実施の形態のインタフェース２０１はデジタイザ２０２に結合される。デジタイザ２０２はアナログ・センサ信号のサンプリング及びデジタル化を行い、デジタル・センサ信号を生成する。デジタイザ２０２は任意の所要のデシメーションを行うこともでき、デジタル・センサ信号は必要とされる信号処理量の低減、及び処理時間の低減のためにデシメートされる。デシメーションは以下で一層詳細に説明される。

処理システム２０３は計器電子装置２０の動作を管理し、流量計アセンブリ１０からの流れ測定結果を処理する。処理システム２０３は１つ又は複数の処理ルーチンを実行し、それによって１つ又は複数の流れ特性を生成するために流れ測定結果を処理する。

処理システム２０３は汎用コンピュータ、マイクロプロセッシング・システム、論理回路、又は、幾つかの他の汎用もしくは特注の処理デバイスを含むことができる。処理システム２０３は多数の処理デバイスの間に分散されることができる。処理システム２０３は、記憶システム２０４などの任意の種類の一体的又は個別の電子記憶媒体を含むことができる。

処理システム２０３は、１つ又は複数の流れ特性を決定するために第１のセンサ信号２１０及び第２のセンサ信号２１１を処理する。１つ又は複数の流れ特性は、位相差、周波数、時間差（Δｔ）、質量流量及び／又は流れ材料の密度などを含むことができる。

図示の実施の形態では、処理システム２０３は、２つのセンサ信号２１０及び２１１ならびに単一の９０度位相シフト２１３から流れ特性を決定する。処理システム２０３は、２つのセンサ信号２１０及び２１１ならびに単一の９０度位相シフト２１３から、少なくとも位相差及び周波数を決定することができる。更に、処理システム２０３は、とりわけ位相差、時間差（Δｔ）及び／又は流れ材料の質量流量を決定することができる。

記憶システム２０４は、流量計のパラメータとデータ、ソフトウェア・ルーチン、定数値及び変数値を記憶することができる。一つの実施の形態では、記憶システム２０４は、処理システム２０３によって実行されるルーチンを含む。一つの実施の形態では、記憶システム２０４は、位相シフト・ルーチン２１２、位相差ルーチン２１５、周波数ルーチン２１６、時間差（Δｔ）ルーチン２１７及び流れ特性ルーチン２１８を記憶する。

一つの実施の形態では、記憶システム２０４は、コリオリ流量計５などの流量計を動作させるために使用される変数を記憶する。一つの実施の形態の記憶システム２０４は、速度／ピックオフ・センサ１７０Ｌ及び１７０Ｒから受け取る第１のセンサ信号２１０及び第２のセンサ信号２１１などの変数を記憶する。更に、記憶システム２０４は、流れ特性を決定するために生成される９０度位相シフト２１３を記憶することができる。

一つの実施の形態では、記憶システム２０４は、流れ測定結果から得られた１つ又は複数の流れ特性を記憶する。一つの実施の形態の記憶システム２０４は、位相差２２０、周波数２２１、時間差（Δｔ）２２２、質量流量２２３、密度２２４及び体積流量２２５などの流れ特性を記憶する。

位相シフト・ルーチン２１２は、入力信号に対して、すなわちセンサ信号２１０に対して９０度位相シフトを行う。一つの実施の形態の位相シフト・ルーチン２１２はヒルベルト変換を実行する（後述する）。

位相差ルーチン２１５は直交復調を使用して位相差を決定する。付加情報も位相差を計算するために使用することができる。一つの実施の形態の位相差は、第１のセンサ信号２１０、第２のセンサ信号２１１及び周波数２２１から計算される。決定された位相差は、記憶システム２０４の位相差２２０に記憶されることができる。位相差は、決定された周波数２２１を使用して決定される場合、従来技術よりも非常に速く計算され取得されることができる。これは、高い流量を有する流量計用途又は多相流が生じる場合の流量計用途において重大な差を提供することができる。

周波数ルーチン２１６は９０度位相シフト２１３から周波数（第１のセンサ信号２１０又は第２のセンサ信号２１１によって示されたものなど）を決定する。決定された周波数は、記憶システム２０４の周波数２２１に記憶することができる。周波数は、単一の９０度位相シフト２１３及びセンサ信号２１０又は２１１から決定される場合、従来技術よりも非常に速く計算され取得されることができる。これは、大きい流量を有する流量計用途又は多相流が生じる場合の流量計用途において重大な差を提供することができる。

時間差（Δｔ）ルーチン２１７は、第１のセンサ信号２１０と第２のセンサ信号２１１との間の時間差（Δｔ）を決定する。時間差（Δｔ）は、記憶システム２０４の時間差（Δｔ）２２２に記憶されることができる。時間差（Δｔ）は、決定された位相を決定された周波数で割ったものを実質的に含み、したがって、質量流量を決定するために使用される。

流れ特性ルーチン２１８は１つ又は複数の流れ特性を決定することができる。流れ特性ルーチン２１８は、これらの付加的な流れ特性を達成するために、例えば、決定された位相差２２０及び決定された周波数２２１を使用することができる。理解されるように、付加的情報は例えば質量流量又は密度などのこれらの決定のために必要とされ得る。流れ特性ルーチン２１８は、時間差（Δｔ）２２２から、したがって位相差２２０及び周波数２２１から質量流量を決定することができる。質量流量を決定する式は、チトロウ等への米国特許第５０２７６６２号明細書に与えられており、参照により本明細書に援用される。質量流量は計器アセンブリ１０中の流れ材料の質量流れに関係する。同様に、流れ特性ルーチン２１８は密度２２４及び／又は体積流量２２５も決定することができる。決定された質量流量、密度及び体積流量は、それぞれ記憶システム２０４の質量流量２２３、密度２２４及び体積２２５に記憶されることができる。更に、流れ特性は計器電子装置２０によって外部デバイスに送信されることができる。

図３は、本発明の実施の形態に係る処理システム２０３の一部のブロック図３００である。図では、ブロックは処理回路又は処理動作／ルーチンを表す。ブロック図３００は、ステージ１フィルタ・ブロック３０１、ステージ２フィルタ・ブロック３０２、ヒルベルト変換ブロック３０３及び分析ブロック３０４を含む。ＬＰＯ入力及びＲＰＯ入力は左のピックオフ信号入力及び右のピックオフ信号入力を含む。ＬＰＯ又はＲＰＯは第１のセンサ信号を含むことができる。

一つの実施の形態では、ステージ１フィルタ・ブロック３０１及びステージ２フィルタ・ブロック３０２は、処理システム２０３に実装されたデジタル有限インパルス応答（ＦＩＲ）多相デシメーション・フィルタを含む。これらのフィルタは、フィルタ処理及びデシメーションが同じ時系列の時間で及び同じデシメーション率で行われる状態において、一方又は両方のセンサ信号をフィルタ処理しデシメートする最適な方法を提供する。代わりに、ステージ１フィルタ・ブロック３０１及びステージ２フィルタ・ブロック３０２は、無限インパルス応答（ＩＩＲ）フィルタもしくは他の適切なデジタル・フィルタ又はフィルタ・プロセスを含むことができる。しかし、理解されるように、他のフィルタ処理プロセス及び／又はフィルタ処理の実施の形態が考えられ、本説明と特許請求の範囲に包含される。

図４は、本発明の実施の形態に係るヒルベルト変換ブロック３０３の詳細を示す。図示の実施の形態では、ヒルベルト変換ブロック３０３は、ＬＰＯフィルタ・ブロック４０２と並列のＬＰＯ遅延ブロック４０１を含む。ＬＰＯ遅延ブロック４０１はサンプリング遅延を導入する。したがって、ＬＰＯ遅延ブロック４０１は、ＬＰＯデジタル信号サンプルがＬＰＯフィルタ・ブロック４０２によってフィルタ処理される時間内で、時系列的に遅いＬＰＯデジタル信号サンプルを選択する。ＬＰＯフィルタ・ブロック４０２は入力されたデジタル信号サンプルに対して９０度位相シフトを行う。

ヒルベルト変換ブロック３０３は位相測定値を提供するための第１ステップである。ヒルベルト変換ブロック３０３は、フィルタ処理されてデシメートされたＬＰＯ信号及びＲＰＯ信号を受け取ってヒルベルト変換を行う。ヒルベルト変換はＬＰＯ信号を９０度位相シフトした信号を生成する。したがって、ヒルベルト変換ブロック３０３の出力は、元の同相（Ｉ）信号成分ＬＰＯ Ｉと新しい直角位相（Ｑ）成分ＬＰＯ Ｑとを供給する。

ヒルベルト変換ブロック３０３への入力は、
ＬＰＯ＝Ａ_ｌｐｏｃｏｓ（ωｔ） （１）
で表すことができる。ヒルベルト変換を使用して、出力は、
ＬＰＯ_{Ｈｉｌｂｅｒｔ}＝Ａ_ｌｐｏｓｉｎ（ωｔ） （２）
になる。元の項をヒルベルト変換の出力と組み合わせると、
ＬＰＯ＝Ａ_ｌｐｏ［ｃｏｓ（ωｔ）＋ｉｓｉｎ（ωｔ）］＝Ａ_ｌｐｏｅ^{ｊ（ωｔ）} （３）
を得る。

図５は、本発明の実施の形態に係る分析ブロック３０４の周波数部分５００のブロック図である。図示の実施の形態の分析ブロック３０４は、周波数測定とデルタＴ（Δｔ）測定の最終ステージである。図示の実施の形態では、周波数部分５００は、単一のセンサ信号の同相（Ｉ）成分及び直角位相（Ｑ）成分から周波数を決定する。周波数部分５００は、左又は右のピックオフ信号（ＬＰＯ又はＲＰＯ）に対して動作することができる。図示の実施の形態では、周波数部分５００はＬＰＯ信号に対して動作する。図示の実施の形態の周波数部分５００は、結合ブロック５０１、複素共役ブロック５０２、サンプリング・ブロック５０３、複素乗算ブロック５０４、フィルタ・ブロック５０５、位相角ブロック５０６、定数ブロック５０７及び除算ブロック５０８を含む。

結合ブロック５０１はセンサ信号の同相（Ｉ）成分及び直角位相（Ｑ）成分を受け取って送る。共役ブロック５０２は、センサ信号、ここではＬＰＯ信号に対して複素共役処理を行う。遅延ブロック５０３はサンプリング遅延を導入し、したがって、時間内で時系列的に古いデジタル信号サンプルを選択する。この古いデジタル信号サンプルには、複素乗算ブロック５０４で、現在のデジタル信号が乗じられる。複素乗算ブロック５０４は以下の式（４）を実施して、ＬＰＯ信号とＬＰＯ共役信号を乗算する。フィルタ・ブロック５０５は先に説明したＦＩＲフィルタなどのデジタル・フィルタを実装する。フィルタ・ブロック５０５は、センサ信号の同相（Ｉ）成分及び直角位相（Ｑ）成分から高調波内容を除去し、その信号をデシメートするために使用される多相デシメーション・フィルタを含むことができる。フィルタ係数は、例えば１０分の１のデシメーションなどの、入力信号のデシメーションを行うように選ぶことができる。位相角ブロック５０６は、ＬＰＯ信号の同相（Ｉ）成分及び直角位相（Ｑ）成分から位相角を決定する。位相角ブロック５０６は以下の式（５）の一部を実行する。定数ブロック５０７は、式（６）に示されるように、サンプル速度Ｆ_Ｓを２パイ（π）で割ったものを含むファクタを与える。除算ブロック５０８は式（６）の除算処理を行う。

周波数処理は以下の式を実行する。

したがって、連続する２つのサンプル間の角度は、

であり、これは左のピックオフのラジアン周波数である。Ｈｚに変換すると、

となる。ここで、「Ｆ_Ｓ」はヒルベルト変換ブロック３０３の率である。先に説明した例では、「Ｆ_Ｓ」は約２ｋＨｚである。

図６は、本発明の実施の形態に係る分析ブロック３０４の位相差部分６００のブロック図である。位相差部分６００は、ＬＰＯ入力信号とＲＰＯ入力信号との間の位相差を出力する。位相差部分６００は、図５の周波数部分５００と共に分析ブロック３０４に含まれることができる。図では、ブロックは処理回路又は処理動作／ルーチンを表す。位相差部分６００は、変調生成器ブロック６０１、結合ブロック６０２、実数−複素数ブロック６０４及び６０５、直交復調ブロック６０８及び６０９、デシメーション・ブロック６１０及び６１１、共役ブロック６１２並びに相関ブロック６１４を含む。

変調生成器ブロック６０１は、周波数部分５００によって出力されるラジアン周波数値（ω）から正弦項及び余弦項を生成する。したがって、変調生成器ブロック６０１は周波数部分５００から周波数基準を受け取る。周波数部分５００は従来技術よりもはるかに高速であって信頼性が高いので、位相差決定も従来技術よりもはるかに高速で高信頼性を得ることができる。正弦項及び余弦項は、周波数基準の同相（Ｉ）成分及び直角位相（Ｑ）成分を含む。変調生成器ブロック６０１によって生成された正弦項及び余弦項は結合ブロック６０２に入力される。

結合ブロック６０２は変調生成器ブロック６０１から同相（Ｉ）成分及び直角位相（Ｑ）成分を受け取る。結合ブロック６０２は同相（Ｉ）成分及び直角位相（Ｑ）成分を結合し、それらを直交復調ブロック６０８及び６０９に送る。

実数−複素数ブロック６０４及び６０５は、ＬＰＯ入力信号及びＲＰＯ入力信号の虚数（すなわち直角位相）成分を生成する。得られた同相（実数）成分及び直角位相（虚数）成分は、正弦成分及び余弦成分を共に含む正弦波を含む。実数−複素数ブロック６０４及び６０５は、得られた両信号の同相（実数）成分及び直角位相（虚数）成分を、対応する直交復調ブロック６０８及び６０９に渡す。

直交復調ブロック６０８及び６０９は、正弦波を使用してＬＰＯ信号及びＲＰＯ信号を復調する。復調により、第１の復調された信号及び第２の復調された信号が生成される。更に、この復調は、ＬＰＯ及びＲＰＯの各々に対してゼロ周波数成分と高周波成分とを生成する。高周波成分は後で除去される（以下を参照）。直交復調ブロック６０８及び６０９の出力はそれぞれデシメーション・ブロック６１０及び６１１に渡される。

デシメーション・ブロック６１０及び６１１は、ＬＰＯ直交復調信号及びＲＰＯ直交復調信号をデシメートすることができる。例えば、デシメーション・ブロック６１０及び６１１は、例えば約１０分の１にこれらの２つの信号をデシメートすることができる。更に、デシメーション・ブロック６１０及び６１１は、復調信号の任意の所望のフィルタ処理も行うことができる。例えば、一つの実施の形態では、デシメーション・ブロック６１０及び６１１は、センサ信号の同相（Ｉ）成分及び直角位相（Ｑ）成分から高調波内容（すなわち高周波成分）を除去して信号をデシメートするために使用される多相デシメーション・フィルタを含むことができる。フィルタ係数は、例えば１０分の１のデシメーションなどの、入力信号のデシメーションを行うように選ぶことができる。デシメーション・ブロック６１０及び６１１は復調されたＲＰＯ信号を共役ブロック６１２に渡し、復調されたＬＰＯ信号を相関ブロック６１４に渡す。

共役ブロック６１２は、復調されたＲＰＯ信号に対して複素共役処理を行う。共役ブロック６１２は、復調されたＲＰＯ信号の共役処理されたものを相関ブロック６１４に渡す。

相関ブロック６１４は、復調されたＬＰＯ信号と復調されたＲＰＯ信号との相関を取る。共役処理とその後に続く相関は相互相関処理を含む。複素相関は、式（１７）及び（１８）に示される結果を生成する乗算を含むことができる。その結果、相関ブロック６１４は位相差（又は位相角）値を生成する。決定された位相差は様々な流れ特性を決定するために使用されることができる。図６に示す２つの別個の直交復調プロセスのために、位相差部分６００も直交復調チェーンとも呼ばれることができる。

図７は、本発明の実施の形態に係る位相差直交復調法の流れ図７００である。ステップ７０１で、第１のセンサ信号及び第２のセンサ信号が受け取られる。ステップ７０２で、９０度位相シフトが、第１のセンサ信号と第２のセンサ信号とのうちの一方に対して生成される。ステップ７０３で、周波数（ｆ）が、９０度位相シフト及び対応するセンサ信号から決定される。周波数（ｆ）はラジアン周波数で表されることができる。すなわち、
ω＝２πｆ （７）
である。

決定された周波数（ｆ）は流れ特性を決定するために使用されることができる。決定された周波数（ｆ）を更に使用して、例えば前述のＱＤチェーン法の使用などによって、第１のセンサ信号と第２のセンサ信号との間の位相差を決定することができる。

ステップ７０４で、基準信号（Ｗ_Ｋ）が生成される。基準信号（Ｗ_Ｋ）は正弦及び余弦信号を含む。基準信号（Ｗ_Ｋ）はＬＰＯ信号及びＲＰＯ信号と同じ周波数を有する。ラジアン周波数ωは変調生成器によって処理され、正弦波復調基準信号（Ｗ_Ｋ）
Ｗ_Ｋ＝ｅｘｐ（−ｊωｋ） （８）
を再帰的に生成する。ここで、ＬＰＯ入力信号及びＲＰＯ入力信号は、
Ｘ_ＬＰＯ（ｋ）＝Ａｃｏｓ（ωｋ＋φ_ＬＰＯ） （９）
Ｘ_ＲＰＯ（ｋ）＝Ａｃｏｓ（ωｋ＋φ_ＲＰＯ） （１０）
からなる。

ステップ７０５で、センサ信号Ｘ_ＬＰＯが基準信号Ｗ_Ｋにより復調される。復調は、復調されたＬＰＯ信号を生成するようにセンサ信号Ｘ_ＬＰＯを基準信号Ｗ_Ｋと混合し又は乗算することを含む。ステップ７０６で、センサ信号Ｘ_ＲＰＯが基準信号Ｗ_Ｋにより復調される。復調は、復調されたＲＰＯ信号を生成するようにセンサ信号Ｘ_ＲＰＯを基準信号Ｗ_Ｋと混合し又は乗算することを含む。

その結果、直交復調ブロック６０８及び６０９の出力における復調された信号は、

からなり、これらは、

と書き直すことができる。

ステップ７０７で、復調された信号は高周波項を除去するようフィルタ処理される。直交復調からのこれらの高周波項は、前述の式（１３）及び（１４）中の［ｅｘｐ（−ｊ（２ωｋ＋Φ_{ＬＰＯ／ＲＰＯ}））］項を含む。低域フィルタ処理を使用して高周波項を除去することができる。一つの実施の形態では、フィルタ処理はデシメーション・フィルタの（Ｉ、Ｑ）デシメーションＸ４０二重カスケードを含むことができる。このフィルタ処理の出力は、

によって表される。

ステップ７０８で、復調された信号の一方（図６の復調されたＲＰＯ信号など）が共役処理される。共役処理は負の虚数信号を形成する。ステップ７０９で、フィルタ出力は複素相関ステージによって相関される。複素相関処理の共役ステップ及び相関ステップは、

を生じる。ここで、第２のｚ項はステップ７０８からの複素共役を表す。結果として、式（１６）から、相関／乗算出力は、

からなる。したがって、位相角は、
φ（ｋ）＝ａｒｇ（ｑ（ｋ））＝φ_ＬＰＯ−φ_ＲＰＯ （１９）
からなる。したがって、位相差が出力される。

本発明に係る流量計の第１のセンサ信号と第２のセンサ信号との間の位相差を決定するための計器電子装置及び方法は、所望の幾つかの利点を得るために実施の形態のいずれかに従って実施されることができる。本発明は、決定された周波数と第１及び第２のセンサ信号とから位相差を計算することができる。本発明は、より高い精度及び信頼性の位相差決定を提供することができる。本発明は、従来技術よりも速く、処理時間の消費の少ない位相差決定を提供することができる。

本発明の一例におけるコリオリ流量計を示す図である。 本発明の実施の形態に係る計器電子装置を示す図である。 本発明の実施の形態に係る処理システムの一部のブロック図である。 本発明の実施の形態に係るヒルベルト変換ブロックの詳細を示す図である。 本発明の実施の形態に係る分析ブロックの周波数部分のブロック図である。 本発明の実施の形態に係る分析ブロックの位相差部分のブロック図である。 本発明の実施の形態に係る位相差直交復調法の流れ図である。

Claims (11)

1. 流量計の第１のセンサ信号と第２のセンサ信号との間の位相差を決定するための計器電子装置（２０）であって、
   第１のセンサ信号及び第２のセンサ信号を受け取るためのインタフェース（２０１）と、
   前記インタフェース（２０１）と通信する処理システム（２０３）であって、前記第１のセンサ信号及び前記第２のセンサ信号を受け取り、前記第１のセンサ信号から９０度位相シフトを生成し、前記第１のセンサ信号及び前記９０度位相シフトから周波数を計算し、前記周波数を使用して正弦信号及び余弦信号を生成し、前記正弦信号及び前記余弦信号を使用して前記第１のセンサ信号及び前記第２のセンサ信号を直交復調して位相差を決定するように構成される処理システム（２０３）と
   を備える計器電子装置（２０）。
2. 前記処理システム（２０３）が、前記周波数と前記位相差とのうちの１つ又は複数を使用して質量流量、密度又は体積流量のうちの１つ又は複数を計算するように更に構成される、請求項１に記載の計器電子装置（２０）。
3. 前記処理システム（２０３）が、ヒルベルト変換を使用して前記９０度位相シフトを計算するように更に構成される、請求項１に記載の計器電子装置（２０）。
4. 前記直交復調が第１の復調された信号及び第２の復調された信号を生成し、
   前記処理システム（２０３）が、高周波成分を除去するために前記第１の復調された信号及び前記第２の復調された信号をフィルタ処理し、前記第１の復調された信号と前記第２の復調された信号とを相互相関させて前記位相差を決定するように更に構成される、
   請求項１に記載の計器電子装置（２０）。
5. 流量計の第１のセンサ信号と第２のセンサ信号との間の位相差を決定する方法であって、
   前記第１のセンサ信号及び前記第２のセンサ信号を受け取るステップと、
   前記第１のセンサ信号から９０度位相シフトを生成するステップと、
   前記第１のセンサ信号及び前記９０度位相シフトから周波数を計算するステップと、
   前記周波数を使用して正弦信号及び余弦信号を生成するステップと、
   前記正弦信号及び前記余弦信号を使用して前記第１のセンサ信号及び前記第２のセンサ信号を直交復調し、前記位相差を決定するステップと
   を含む方法。
6. 前記周波数と前記位相差とのうちの１つ又は複数を使用して質量流量、密度又は体積流量のうちの１つ又は複数を計算するステップを更に含む、請求項５に記載の方法。
7. ヒルベルト変換を使用して前記９０度位相シフトを計算するステップを更に含む、請求項５に記載の方法。
8. 前記直交復調するステップが第１の復調された信号及び第２の復調された信号を生成し、
   前記直交復調するステップが、
   高周波成分を除去するために前記第１の復調された信号及び前記第２の復調された信号をフィルタ処理するステップと、
   前記第１の復調された信号と前記第２の復調された信号を相互相関させて前記位相差を決定するステップと
   を更に含む、請求項５に記載の方法。
9. 流量計の第１のセンサ信号と第２のセンサ信号との間の位相差を決定する方法であって、
   前記第１のセンサ信号及び前記第２のセンサ信号を受け取るステップと、
   前記第１のセンサ信号から９０度位相シフトを生成するステップと、
   前記第１のセンサ信号及び前記９０度位相シフトから周波数を計算するステップと、
   前記周波数を使用して正弦信号及び余弦信号を生成するステップと、
   前記正弦信号及び前記余弦信号を使用して前記第１のセンサ信号及び前記第２のセンサ信号を直交復調するステップであって、第１の復調された信号及び第２の復調された信号を生成するステップと、
   高周波成分を除去するために前記第１の復調された信号及び前記第２の復調された信号をフィルタ処理するステップと、
   前記第１の復調された信号と前記第２の復調された信号を相互相関させて前記位相差を決定するステップと
   を含む方法。
10. 前記周波数と前記位相差とのうちの１つ又は複数を使用して質量流量、密度又は体積流量のうちの１つ又は複数を計算するステップを更に含む、請求項９に記載の方法。
11. ヒルベルト変換を使用して前記９０度位相シフトを計算するステップを更に含む、請求項９に記載の方法。

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