JPH08279801A - スペクトラム拡散装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 簡単な回路構成で、データの変復調、ドップ
ラー周波数の検出及び相関の判断を容易にして、高精度
のスペクトラム拡散を行う。 【構成】 変調器２３によって送信用疑似雑音信号にデ
ータを変調し、この送信用疑似雑音信号によって第１の
中間周波数を拡散器２２で拡散する。逆拡散器３３で相
関がとれた場合には、第２の中間周波数に基づいてＩ−
Ｑ復調回路４１で検波された第１の中間周波数から、相
関出力回路４３、データ判定回路４４及びドップラー検
出回路４５が、相関判断、データ復調、ドップラー周波
数検出を同時に行う。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、移動体通信、移動体の
測距や測速に用いられるスペクトラム拡散装置に関す
る。

【０００２】

【従来の技術】従来、この種のスペクトラム拡散装置に
は、スペクトラム拡散方式を用いて移動体との通信や移
動体の測距を行うものが複数提案されている。特に移動
体通信においては、比較的低い周波数（２．４ＧＨZ程
度）を利用したものが実用化されつつある。このような
通信に関しては、一般に位相変調された波形の復調（検
波）を行う場合に、同期検波と遅延検波の２つの方法が
あった。同期検波は、ドップラー周波数をＰＬＬ（フェ
ーズ・ロックループ）によって打ち消した後に、位相の
変化をＩ−Ｑ復調器で検波するもので、遅延検波は、受
信波形と、上記受信波形の１データ分遅延させた波形
を、ミキシング機能を有するリング変調器でミキシング
して検波するものであった。

【０００３】また、移動体の測距においては、例えば特
開平５−２５６９３６号公報に示されているように、ス
ペクトラム拡散方式を用いて相対速度を算出するための
ドップラー周波数を求め、自動車の前方方向の障害物と
の距離及び速度を検出する前方監視レーダが提案されて
いた。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】ところが、移動体通信
において、同期検波を用いた場合には、ドップラー周波
数を打ち消すためにＰＬＬ等の回路が必要となり、回路
構成が複雑になるという問題点があった。また、遅延検
波を用いた場合には、データが変調されている状態、つ
まり検波の位相が変化するような状態では、正確なデー
タ復調ができない。すなわち、遅延検波では、電波周波
数が高くなればドップラー周波数も高くなり、ミリ波帯
（例えば６０ＧＨZ帯）での通信を行う場合には、送受
信間の相対速度から生ずるドップラー周波数が３０ＫＨ
Z程度と高くなり、特に低速のデータ通信はできないと
いう問題点があった。

【０００５】また、特開平５−２５６９３６号のレーダ
では、送信側の発振周波数を調整して相関値が最大にな
る部分を探し、その周波数差をドップラー周波数として
いたが、このドップラー周波数の検出に時間を要し、測
定時間が長くなるとともに、相関度合いによって周波数
を判定しているため、高い精度の周波数検出ができない
という問題点があった。

【０００６】本発明は、上記問題点に鑑みなされたもの
で、簡単な回路構成で、データの変復調、ドップラー周
波数の検出及び相関の判断を容易にして、高精度のスペ
クトラム拡散を行うスペクトラム拡散装置を提供するこ
とを目的とする。本発明の他の目的は、スペクトラム拡
散方式の通信システムの実現と同時に、レーダの機能も
実現できるスペクトラム拡散装置の提供にある。

【０００７】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明では、送信用疑似雑音信号を発生する信号処
理部からなる送信用疑似雑音信号発生手段と、前記送信
用疑似雑音信号にデータを変調する変調器からなる変調
手段と、第１の中間周波数を発振する発振器からなる第
１の発振手段と、前記変調された送信用疑似雑音信号に
よって該第１の中間周波数を拡散する拡散器からなる周
波数拡散手段と、前記拡散された第１の中間周波数を無
線周波数帯に変換して送出する周波数変換器及び送信ア
ンテナからなる無線周波数変換手段と、前記無線周波数
帯の受信信号を取り込み、該受信信号を前記第１の中間
周波数帯に変換する受信アンテナ及び周波数変換器から
なる第１の変換手段と、前記送信用疑似雑音信号と同一
の受信用疑似雑音信号を発生する信号処理部からなる受
信用疑似雑音信号発生手段と、前記受信用疑似雑音信号
と前記受信信号の相関がとれたときに、拡散された周波
数を第１の中間周波数に集中する逆拡散器からなる逆拡
散手段と、前記第１の中間周波数と一致しない第２の中
間周波数を発振する発振器からなる第２の発振手段と、
前記発振された第２の中間周波数に基づいて、前記集中
された第１の中間周波数を検波する復調器からなる検波
手段と、前記受信用疑似雑音信号と前記受信信号の相関
がとれたときに、前記検波された第１の中間周波数に集
中したスペクトルを検出する相関出力回路からなる相関
出力手段と、前記検波された第１の中間周波数からデー
タを復調するデータ判定回路からなるデータ判定手段
と、前記検波された第１の中間周波数からドップラー周
波数を検出するドップラー検出回路からなるドップラー
周波数検出手段とを備えたスペクトラム拡散装置が提供
される。

【０００８】請求項３では、前記第２の発振手段は、前
記第１の中間周波数との差分の周波数が、前記ドップラ
ー周波数より十分大きくなる第２の中間周波数を発振す
る。請求項４では、前記検波手段は、前記第２の発振手
段から発振された第２の中間周波数に基づいて、ドップ
ラー周波数に影響されない高い周波数をＩ波形とＱ波形
に出力するＩ−Ｑ復調回路を有し、前記相関出力手段
は、前記Ｉ波形及びＱ波形を正及び負の所定閾値とそれ
ぞれ比較する比較部と、前記比較部からの各出力の論理
和を算出する論理部とを有する。

【０００９】請求項５では、前記相関出力手段は、前記
Ｉ波形及びＱ波形をデジタル変換する変換部と、前記変
換された波形のピーク値を判断するピーク判断部とを有
する。請求項６では、前記相関出力手段は、前記Ｉ波形
の出力を２乗する第１の２乗手段と、前記Ｑ波形の出力
を２乗する第２の２乗手段と、該各２乗手段の出力を加
算する加算手段と、前記加算手段からの出力と所定閾値
とを比較する比較部とを有する。

【００１０】請求項７では、前記データ判定手段は、前
記Ｉ波形又はＱ波形のいずれかを所定波長遅延させる遅
延部と、該遅延部からの出力と該遅延されない他方の波
形の出力とを比較し、その差分が所定閾値以上であるか
判断する波形比較部と、該判断結果からデータを復調す
るデータ作成部とを有する。請求項８では、前記ドップ
ラー周波数検出手段は、前記Ｉ波形とＱ波形とを比較す
る第１の比較部と、該比較結果の出力からエッジ成分を
検出するエッジ検出部と、前記Ｉ波形及びＱ波形を正及
び負の所定閾値とそれぞれ比較する第２の比較部と、前
記エッジ検出部からの出力と前記比較部からの各出力を
論理合成する論理合成部とを有する。

【００１１】

【作用】送信用疑似雑音信号にデータを変調し、この送
信用疑似雑音信号によって第１の中間周波数を拡散す
る。逆拡散で相関がとれた場合には、第２の中間周波数
に基づいて検波された第１の中間周波数からスペクトル
検出、データ復調、ドップラー周波数検出を同時に行
う。

【００１２】請求項３では、第２の中間周波数を発振し
て、検波された波形の周波数をドップラー周波数より大
きくずらし、相関判断を可能にする。請求項４では、ド
ップラー周波数に影響されない高い周波数をＩ−Ｑ復調
回路のＩ波形とＱ波形として取り出して、比較、論理演
算を行い、データ変化を検波する。

【００１３】請求項５では、デジタル変換されたＩ波形
及びＱ波形のピーク値（電位）を求め、相関の細かいと
れ具合を判断する。請求項６では、Ｉ波形及びＱ波形の
出力を２乗加算し、その出力レベルによって相関の有無
判断を可能にする。請求項７では、Ｉ波形又はＱ波形を
例えば１／４波長遅延させて遅延されない他方の波形と
位相を合わせ、両波形の比較を行い、データ復調を可能
にする。

【００１４】請求項８では、Ｉ波形とＱ波形とを比較
し、互いにクロスする回数を求め、ある特定期間の回数
と、第１及び第２の発振手段からの周波数の差からドッ
プラー周波数の検出を可能にする。

【００１５】

【実施例】本発明に係るスペクトラム拡散装置の実施例
を図１乃至図１１の図面に基づいて説明する。図１は、
本発明に係るスペクトラム拡散装置の一実施例の構成を
示すブロック図である。なお、例えば広帯域なスペクト
ル拡散（数百ＭＨZ）を実現するためには、１ＧＨZ程度
の周波数を発振器で作り出して発振し、ドップラー周波
数（例えば、電波周波数を６０ＧＨZとすると、±１ｋ
ｍ／ｈのドップラー周波数は２８０ＨZ）を上記１ＧＨZ
で調整できるようにする必要がある。ところが、現状の
水晶発振器では、１ＧＨZまでの発振出力は困難が伴
い、周波数可変発振器では、このような高精度での周波
数調整は不可能である。そこで、本実施例では、２０Ｍ
ＨZ程度の発振出力を有する水晶発振器と５０倍程度の
逓倍器からなる発振回路を使用することによって、１Ｇ
ＨZの周波数調整を可能とする。

【００１６】図１において、本実施例のスペクトラム拡
散装置は、各種の信号に対して信号処理を行う信号処理
部１０と、スペクトラム拡散方式によって電波を送信す
る送信部２０と、移動体通信として使用される場合に
は、送信データで変調した電波を受信し、レーダとして
使用される場合には、図示しない移動体からの反射波を
受信する受信部３０と、スペクトラム拡散方式の原理に
よる相関を検出する相関検出部４０とから構成されてい
る。

【００１７】送信部２０においては、発振回路２１は、
上述した発振周波数が２０ＭＨZの水晶発振器（例えば
周波数が可変になるＶＣＸＯ）２１ａと、５０倍の逓倍
器２１ｂからなり、信号処理部１０からの周波数調整信
号によって、拡散／逆拡散するためにある程度の高い周
波数、１ＧＨZ程度の第１の中間周波数を発生させてい
る。そして、発振回路２１は、通信装置又はレーダ装置
のいずれに用いる場合でも、上記第１の中間周波数を直
接拡散器２２に送出している。

【００１８】変調器には、発振回路に変調を加えるもの
と、送信ＰＮ符号に変調をかけるものとがあるが、本実
施例の変調器２３は、変復調の回路構成を簡略化するた
めに、送信ＰＮ符号系列の送信ＰＮコードにデジタル変
調をかけるものを用いる。つまり、変調器２３では、通
信装置としての場合には、図２に示すように、信号処理
部１０から入力する所定送信ＰＮ符号系列からなる１エ
ポックの送信ＰＮコードを１つのデータの状態とし（図
２（ａ）参照）、同じく信号処理部１０から入力するデ
ータが“１”と“０”の状態で（図２（ｂ）参照）、上
記送信ＰＮコードを反転させる。そして、変調器２３
は、変調によって作成された変調ＰＮコード（図２
（ｃ）参照）を拡散器２２に出力している。また、レー
ダ装置としての場合には、変調器２３が不要となり、信
号処理部１０からの送信ＰＮ符号を直接拡散器２２に出
力している。

【００１９】拡散器２２は、リング変調器によって実現
され、信号処理部１０から入力する送信用ＰＮ符号によ
って発振回路２１からの第１の中間周波数を拡散させ
る。拡散器２２によって拡散されたスペクトルの出力を
電波として送信するためには、拡散器２２に送信アンテ
ナを接続させれば良いが、帯域の広いスペクトルを必要
とするスペクトラム拡散では、電波の周波数ができるだ
け高い方が望ましい。特に現在では、種々のメリットが
あるミリ波帯が注目されている。本実施例では、この周
波数帯の電波を使用するために、周波数変換器２４を拡
散器２２に接続させる。

【００２０】周波数変換器２４には、無線周波数を発生
させる発振器２５が接続されており、周波数変換器２４
は、拡散器２２の出力を発振器２５から入力する無線周
波数分だけ高い方にシフトし、スペクトルの電波として
送信アンテナ２６を介して送信する。なお、上述のよう
に、変調送信ＰＮコードの位相が、データの状態が反転
する部分で１８０°反転していると、周波数変換器２４
から出力される電波の位相も反転することとなる。

【００２１】受信部３０においては、受信アンテナ３１
には、周波数変換器３２が接続されており、周波数変換
器３２は、受信アンテナ３１で受信された電波を、第１
の中間周波数帯に変換して逆拡散器３３に出力する。周
波数変換器３２に接続された逆拡散器３３には、信号処
理部１０からの送信用ＰＮ符号と同一構成の受信用ＰＮ
符号が入力しており、逆拡散器３３は、上記受信用ＰＮ
符号によって周波数変換器３２からの出力を逆拡散（集
中）させている。

【００２２】すなわち、送信用ＰＮ符号と受信用ＰＮ符
号列が一致した場合、つまり相関がとれた場合には、拡
散されたスペクトルが集中し、発振回路２１から出力さ
れた第１の中間周波数の波形が相関検出部４０に出力さ
れる。また、送信用ＰＮ符号と受信用ＰＮ符号列が一致
しない場合、つまり相関がとれない場合には、逆拡散器
３３からは、拡散されたスペクトルがそのまま相関検出
部４０に出力される。

【００２３】相関検出部４０において、直交復調回路
（Ｉ−Ｑ復調回路）４１は、逆拡散器３３からの出力を
分割して分配する分配器４１ａと、後述する発振回路４
２からの出力を２分割し、一方の位相を９０°シフトし
て出力する位相シフト分配器４１ｂと、分配器４１ａ及
び位相シフト分配器４１ｂと接続されるＩ周波数変換器
４１ｃ及びＱ周波数変換器４１ｄと、周波数変換器４１
ｃ，４１ｄと接続されるローパスフィルタ４１ｅ，４１
ｆとから構成される。

【００２４】発振回路４２は、上述した発振周波数が２
０ＭＨZの水晶発振器（例えば周波数が可変になるＶＣ
ＸＯ）２１ａと、５０倍の逓倍器２１ｂからなり、信号
処理部１０からの周波数調整信号によって、調整された
所定周波数を位相シフト分配器４１ｂに出力している。
なお、Ｉ−Ｑ復調回路４１から出力されるＩ，Ｑ波形の
周波数は、データの復調を実現するために、ドップラー
効果によって発生するドップラー周波数より十分大きな
値に設定する必要、すなわち発振回路２１と発振回路４
２の周波数差をドップラー周波数より十分大きくする必
要がある。本実施例では、ドップラー周波数を例えば２
０ＫＨZ程度としており、発振回路２１からの第１の中
間周波数と発振回路４２からの第２の中間周波数との周
波数差が２０ＭＨZになるように設定している。

【００２５】これにより、Ｉ−Ｑ復調回路４１では、第
２の中間周波数を用いて検波を行い、Ｉ周波数変換器４
１ｃ及びＱ周波数変換器４１ｄで、Ｉ波と上記Ｉ波と位
相が９０°ずれたＱ波に分解し、Ｉ，Ｑ端子から図３に
示すような検波信号を取り出すことができる。なお、図
３(a)は、データで変調されていない時にＩ，Ｑ端子か
ら出力される検波信号の波形（以下、「Ｉ，Ｑ波形」と
いう。）を示し、図３(b)は、データで変調されている
時のＩ，Ｑ波形を示す。

【００２６】このＩ，Ｑ端子の検波信号は、位相出力回
路４３に取り込まれて相関の有無が判断され、またデー
タ判定回路４４に取り込まれてデータ復調がなされ、さ
らにドップラー検出回路４５に取り込まれてドップラー
周波数及びその符号の検出がなされる。次に、相関を判
断する位相出力回路の具体例は、図４の第１実施例に示
すように構成されており、Ｉ，Ｑ端子に２乗器４３ａ，
４３ｂをそれぞれ接続し、２乗器４３ａ，４３ｂでＩ，
Ｑの波形を２乗して、加算器４３ｃで２乗器４３ａ，４
３ｂからの出力を加算し、その出力を比較器４３ｄに入
力させ、予め設定した閾値との比較を行い、その比較結
果を相関判断値として信号処理部１０に出力しており、
加算器４３ｃの出力レベル（相関判断値）を判定するこ
とで相関の判断ができる。

【００２７】この実施例では、Ｉ波形とＱ波形は位相θ
が９０°ずれているため、同位相のｓｉｎ波形とｃｏｓ
波形で示すことができ、ｓｉｎ（θ＋９０°）＝ｃｏｓ
（θ）、ｓｉｎ²（θ）＋ｃｏｓ²（θ）＝１の三角関数
の性質により、ドップラー周波数成分の影響を除去でき
るため、相関判断に要する時間が低減できるという効果
がある。

【００２８】図５は、位相出力回路の第２実施例の構成
を示す回路図である。この第２実施例では、Ｉ，Ｑの波
形出力を比較器４３ｅ，４３ｆに入力させ、予め設定し
た正符号側閾値との比較を行うとともに、比較器４３
ｇ，４３ｈに入力させ、予め設定した負符号側閾値との
比較を行う。そして、比較部４３ｅ，４３ｆからの各出
力をＯＲ回路４３ｉに、また比較器４３ｇ，４３ｈから
の各出力をＯＲ回路４３ｊに入力させて論理和をとる。
さらに、両ＯＲ回路４３ｉ，４３ｊからの出力をＯＲ回
路４３ｋに入力させて論理和をとり、その出力を相関判
断値として信号処理部１０に出力する。

【００２９】この実施例では、Ｉ，Ｑ波形出力の正負両
側に閾値を設けて相関判断を行うので、ドップラー周波
数成分の影響を極力少なくすることができ、かつ簡単な
回路構成で低コストで製作できるという効果がある。ま
た図６は、位相出力回路の第３実施例の構成を示す回路
図である。この第３実施例は、第１及び第２実施例のよ
うに閾値で相関を判断するものとは異なり、Ｉ，Ｑ波形
の出力をＡＤ（アナログ−デジタル）変換器４３ｌ，４
３ｍでそれぞれデジタル変換し、波形ピーク判断部４３
ｎで両波形出力（電圧値）のピーク電位を比較して、こ
のピーク電位によって相関を判断する。

【００３０】この実施例では、電圧レベルのピーク値に
よって相関を判断しているため、受信ＰＮコードを細か
く遅延させた場合でも相関のとれ具合が判断できる。す
なわち、この実施例では、ピーク電位の比較により、細
かい相関のとれ具合も判断でき、レーダとして使用した
場合の距離分解能を向上できる。以上説明したように、
本発明では、これら実施例の位相出力回路のいずれを選
択しても相関判断を行うことができるが、これら実施例
を組み合わせて使用することも可能である。例えば、第
１及び第３実施例の位相出力回路を組み合わせること
で、ドップラー周波数成分の影響を除去するとともに、
相関判断の時間を短縮し、かつレーダとしての距離分解
能をさらに向上できる。

【００３１】次に、データの復調を行うデータ判定回路
の具体例を図７及び図８に基づいて説明する。図７は、
データ判定回路４４の一実施例の構成を示すブロック図
であり、この実施例では、Ｉ端子に遅延回路４４ａを接
続させて、Ｉ波形を１／４波長分（つまりＩ波形の位相
を９０°）遅らせて（図８(a),(b)参照）、波形比較器
４４ｂの＋入力端子に入力させ、波形比較器４４ｂの−
入力端子に入力するＱ波形と比較させる。そして、この
比較結果を復調データ作成回路４４ｃに出力して復調デ
ータを作成して信号処理部１０に出力している。

【００３２】すなわち、波形比較器４４ｂに入力するデ
ータに変化がない場合には、Ｉ，Ｑ波形は重なるが、こ
のデータに変化がある場合には、Ｉ，Ｑ波形に相違が生
じることになる。波形比較器４４ｂは、入力するＩ，Ｑ
波形の差が予め設定された正及び負側の閾値を超える
と、図８(c)に示す復調データ変化信号を出力する。な
お、この復調データ変化信号は、データの変化分のみな
ので、データ自体をＮＲＺ（ノンリターンゼロ）信号の
ような変調信号にする必要がある。

【００３３】そこで、復調データ作成回路４４ｃは、例
えばフリップフロップ等で構成されており、この復調デ
ータ変化信号が入力すると、出力信号を立ち上げ、次の
復調データ変化信号で出力信号を立ち下げて復調データ
の作成を行い（図８(d)参照）、この復調データを信号
処理部１０に出力している。なお、この実施例では、Ｉ
波形を１／４波長分遅らせており、ドップラー周波数の
ために遅延時間を変化させなくとも良いように、Ｉ，Ｑ
波形の周波数をドップラー周波数より十分大きくする必
要がある。この実施例では、ドップラー周波数が２０Ｋ
ＨZ程度としており、この場合のＩ，Ｑ波形の周波数は
数ＭＨZ程度以上で良い。また、遅延回路で遅延させる
波形は、Ｑ波形であっても良い。

【００３４】従って、この実施例では、Ｉ波形を波長遅
延させることによって遅延されないＱ波形との位相を合
わせるとともに、両波形の比較を行うので、容易にデー
タを復調することができる。次にドップラー周波数を検
出する場合について説明する。本発明者は、図９(a)に
示すＩ，Ｑ波形が互いにクロスする回数をカウントすれ
ば、４カウントで１波長になる点に着目し、ある所定期
間のこのカウント数と発振回路２１，４２の周波数を比
較し、それぞれの周波数の大小関係からドップラーの向
きを認識し、またこのカウント数と発振回路２１，４２
の周波数差とからドップラー波の波長及び周波数を算出
できるようにした。なお、このＩ，Ｑ波形のクロスする
点は、位相のずれによるＩ，Ｑ波形のクロス点Ａと、デ
ータの変化時のクロス点Ｂとからなる。これらクロス点
のうち、クロス点Ｂを取り除けば、ドップラー周波数を
算出できるドップラーパルスが得られるので、このクロ
ス点Ｂをカウントしない回路構成が必要となる。

【００３５】これを実現するドップラー検出回路４５の
具体的な回路を図１０に示す。図１０において、Ｉ−Ｑ
復調回路４１からのＩ，Ｑの波形出力を比較器４５ａに
入力させ、両出力の比較を行い、図９(b)に示す比較結
果のエッジ部分をエッジ検出回路４５ｂで検出する（図
９(c)参照）。また、このＩ，Ｑの波形出力を比較器４
５ｃ，４５ｄに入力させ、予め設定した正符号側閾値と
の比較を行うとともに、比較器４５ｅ，４５ｆに入力さ
せ、予め設定した負符号側閾値との比較を行う。そし
て、比較器４５ｃ，４５ｄの比較結果をアンド回路４５
ｇに、また比較器４５ｅ，４５ｆの比較結果をアンド回
路４５ｈにそれぞれ入力させて論理積をとり、さらにオ
ア回路４５ｉでアンド回路４５ｇ，４５ｈからの出力の
論理和をとって、Ｉ，Ｑ波形が同時に±閾値の範囲外で
ある部分を抽出する（図９(d)参照）。

【００３６】そして、アンド回路４５ｊで図９(c)，(d)
の出力の論理積をとることによって、ドップラーパルス
を抽出し（図９(e)参照）、このドップラーパルスを信
号処理部１０に出力する。このドップラーパルスは、被
検出対象が近づいて来る場合には、ある所定期間に発生
する数が増加し、また被検出対象が遠ざかる場合には、
ある所定期間に発生する数が減少するので、信号処理部
１０は、この数をカウントすることでドップラーの向き
を認識することができる。

【００３７】なお、この実施例では、図９(d)に示した
出力をドップラーパルスとすることも可能であるが、受
信電波の変化によるＩ，Ｑ波形のレベルも変化し、また
ノイズによる影響を取り除くためには、図９(c)，(d)の
出力の論理積をとるのが望ましい。つまり、図９(c)の
波形は、Ｉ，Ｑ波形を比較したものであり、同相ノイズ
を除去できるからである。

【００３８】次に、Ｉ，Ｑ波形の周波数（発振回路２
１，４２の周波数差）について検討する。ここで、出力
電波の周波数を６０ＧＨZとした場合、相対速度２００
Ｋｍ／ｈのドップラー周波数は、２２．２２ＫＨZ（１
波長は４５．００μｓ）、相対速度１９９Ｋｍ／ｈのド
ップラー周波数は、２２．１１ＫＨZ（１波長は４５．
２３μｓ）、相対速度１Ｋｍ／ｈのドップラー周波数
は、１１１ＫＨZ（１波長は９．００μｓ）となり、相
対速度２００Ｋｍ／ｈ時に速度精度±１Ｋｍ／ｈを実現
する場合、４５．２３μｓ−４５．００μｓ＝０．２３
μｓの波長差（約５ＭＨZ）が検出できる必要がある。
ただし、上述のごとく、Ｉ，Ｑ波形のクロスする回数を
カウントし、相対速度２００Ｋｍ／ｈ時に速度精度±１
Ｋｍ／ｈを実現するためには、ドップラー周波数の４倍
の周波数をカウントすることになり、そのためには、図
１の発振回路２１，４２の周波数差は、２０ＭＨZ（５
ＭＨZ×４）程度にすれば良いことになる。

【００３９】速度は、距離の微分からも算出でき、逆に
距離の変化分は、速度の積分から算出することができる
ため、距離と速度は、互いに補正し合って、互いの精度
を高めることもできる。従って、信号処理部１０では、
アンド回路４５ｊから出力されたドップラーパルスよ
り、相対速度と向きを算出することができる。

【００４０】従って、本実施例では、第１の中間周波数
との差分の周波数が、ドップラー周波数より十分大きく
なる第２の中間周波数を発振するので、検波された波形
の周波数をドップラー周波数より大きくずれて、相関判
断を可能にできる。また、本実施例では、データが変調
されているＩ，Ｑ波形は、データ変化がある場合には相
違点が生じるので、この相違点を検出することによって
データ変化を容易に検波できる。

【００４１】さらに、本実施例では、ある所定期間の
Ｉ，Ｑ波形のクロス点をカウントし、そのカウント数と
発振回路の周波数差からドップラー波の波長及び周波数
を算出するので、データ変調されたＩ，Ｑ波形でも、ド
ップラー周波数を検出できるとともに、ノイズが重畳し
た場合でも確実にドップラー周波数を検出できる。な
お、上述した実施例では、発振回路にＶＣＸＯを用いた
が、本発明はこれに限らず、例えば図１１に示すよう
に、２０ＭＨZの発振器４６ａと、５０倍の逓倍器４６
ｂと、４９倍の逓倍器４６ｃとを有する発振回路４６を
設け、逓倍器４６ｂを拡散器２２に、逓倍器４６ｃを位
相シフト分配器４１ｂに接続させることも可能である。
これにより、この実施例では、逓倍器４６ｂ，４６ｃの
周波数差が２０ＭＨZに固定され、検波されるＩ，Ｑ波
形の周波数がドップラー周波数より大きくずれて、相関
判断を可能にできる。この実施例では、ＶＣＸＯのよう
な高価な発振器を使用することなく、第１の中間周波数
と周波数差がドップラー周波数より十分大きい第２の中
間周波数を発振できるので、製作コストが削減できると
いう効果がある。

【００４２】従って、本発明に係るスペクトラム拡散装
置は、Ｉ，Ｑ波形の一方を１／４波長ずらすことによ
り、データの復調が行え、上記Ｉ，Ｑ波形のクロス点を
カウントすることでドップラー周波数の検出ができると
ともに、安価な回路構成で高精度な移動体通信装置又は
レーダ装置を製作することができる。また、本発明に係
るスペクトラム拡散装置は、路車間等のデータ通信に使
用することができ、適用範囲が広がるとともに、通信機
能とレーダ機能を同時に行うことができ、また同じ装置
で通信機能とレーダ機能を別々に行うことも可能なの
で、汎用性が広がるとともに、低コストで両機能を実現
できるという多大な効果を有する。

【００４３】

【発明の効果】以上説明したように、本発明では、送信
用疑似雑音信号を発生する送信用疑似雑音信号発生手段
と、前記送信用疑似雑音信号にデータを変調する変調手
段と、第１の中間周波数を発振する第１の発振手段と、
前記変調された送信用疑似雑音信号によって該第１の中
間周波数を拡散する周波数拡散手段と、前記拡散された
第１の中間周波数を無線周波数帯に変換して送出する無
線周波数変換手段と、前記無線周波数帯の受信信号を取
り込み、該受信信号を前記第１の中間周波数帯に変換す
る第１の変換手段と、前記送信用疑似雑音信号と同一の
受信用疑似雑音信号を発生する受信用疑似雑音信号発生
手段と、前記受信用疑似雑音信号と前記受信信号の相関
がとれたときに、拡散された周波数を第１の中間周波数
に集中する逆拡散手段と、前記第１の中間周波数と一致
しない第２の中間周波数を発振する第２の発振手段と、
前記発振された第２の中間周波数に基づいて、前記集中
された第１の中間周波数を検波する検波手段と、前記受
信用疑似雑音信号と前記受信信号の相関がとれたとき
に、前記検波された第１の中間周波数に集中したスペク
トルを検出する相関出力手段と、前記検波された第１の
中間周波数からデータを復調するデータ判定手段とを備
えたので、スペクトラム拡散方式の通信システムの実現
と同時に、レーダの機能も実現できる。

【００４４】請求項３では、第１の中間周波数との差分
の周波数が、前記ドップラー周波数より十分大きくなる
第２の中間周波数を発振するので、容易に相関判断を可
能にする。請求項４では、検波手段は、第２の発振手段
から発振された第２の中間周波数に基づいて、ドップラ
ー周波数に影響されない高い周波数をＩ波形とＱ波形に
出力するＩ−Ｑ復調回路を有し、相関出力手段は、Ｉ波
形及びＱ波形を正及び負の所定閾値とそれぞれ比較する
比較部と、前記比較部からの各出力の論理和を算出する
論理部とを有するので、ドップラー周波数の影響を低減
でき、かつ簡単な回路で構成できる。

【００４５】請求項５では、相関出力手段は、Ｉ波形及
びＱ波形をデジタル変換する変換部と、前記変換された
波形のピーク値を判断するピーク判断部とを有するの
で、細かい相関のとれ具合も判断でき、レーダとして用
いた場合の距離分解能が向上する。請求項６では、相関
出力手段は、Ｉ波形の出力を２乗する第１の２乗手段
と、前記Ｑ波形の出力を２乗する第２の２乗手段と、該
各２乗手段の出力を加算する加算手段と、前記加算手段
からの出力と所定閾値とを比較する比較部とを有するそ
の出力レベルによって容易に相関の有無判断を可能にす
る。

【００４６】請求項７では、データ判定手段は、Ｉ波形
又はＱ波形のいずれかを所定波長遅延させる遅延部と、
該遅延部からの出力と該遅延されない他方の波形の出力
とを比較し、その差分が所定閾値以上であるか判断する
波形比較部と、該判断結果からデータを復調するデータ
作成部とを有するので、波長遅延させて位相を合わせた
波形と、遅延されない他方の波形の出力との比較を行
い、容易にデータ復調を可能にする。

【００４７】請求項８では、ドップラー周波数検出手段
は、Ｉ波形とＱ波形とを比較する第１の比較部と、該比
較結果の出力からエッジ成分を検出するエッジ検出部
と、前記Ｉ波形及びＱ波形を正及び負の所定閾値とそれ
ぞれ比較する第２の比較部と、前記エッジ検出部からの
出力と前記比較部からの各出力を論理合成する論理合成
部とを有するので、互いにクロスする回数を求め、容易
にドップラー周波数の検出を可能にする。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係るスペクトラム拡散装置の一実施例
の構成を示すブロック図である。

【図２】図１に示したスペクトラム拡散装置のデータ変
調動作を説明するためのタイミングチャートを示す図で
ある。

【図３】図１に示した直交復調回路からの出力波形を示
す波形図である。

【図４】図１に示した相関出力回路の第１実施例の構成
を示すブロック図である。

【図５】同じく相関出力回路の第２実施例の構成を示す
回路図である。

【図６】同じく相関出力回路の第３実施例の構成を示す
ブロック図である。

【図７】同じくデータ判定回路の一実施例の構成を示す
ブロック図である。

【図８】図７に示したデータ判定回路の各部の出力波形
を示す波形図である。

【図９】図１０に示したドップラー検出回路のタイミン
グチャートを示す図である。

【図１０】図１に示したドップラー検出回路の構成を示
す回路図である。

【図１１】本発明に係るスペクトラム拡散装置の他の実
施例の構成を示すブロック図である。

【符号の説明】

１０ 信号処理部 ２０ 送信部 ２１，４２，４６ 発振回路 ２２ 拡散器 ２３ 変調器 ２４，３２ 周波数変換器 ２５ 発振器 ２６，３１ アンテナ ３０ 受信部 ３３ 逆拡散器 ４０ 相関検出部 ４１ Ｉ−Ｑ復調回路 ４３ 相関出力回路 ４４ データ判定回路 ４５ ドップラー検出回路

Claims (8)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 送信用疑似雑音信号を発生する送信用疑
   似雑音信号発生手段と、 前記送信用疑似雑音信号にデータを変調する変調手段
   と、 第１の中間周波数を発振する第１の発振手段と、 前記変調された送信用疑似雑音信号によって該第１の中
   間周波数を拡散する周波数拡散手段と、 前記拡散された第１の中間周波数を無線周波数帯に変換
   して送出する無線周波数変換手段と、 前記無線周波数帯の受信信号を取り込み、該受信信号を
   前記第１の中間周波数帯に変換する第１の変換手段と、 前記送信用疑似雑音信号と同一の受信用疑似雑音信号を
   発生する受信用疑似雑音信号発生手段と、 前記受信用疑似雑音信号と前記受信信号の相関がとれた
   ときに、拡散された周波数を第１の中間周波数に集中す
   る逆拡散手段と、 前記第１の中間周波数と一致しない第２の中間周波数を
   発振する第２の発振手段と、 前記発振された第２の中間周波数に基づいて、前記集中
   された第１の中間周波数を検波する検波手段と、 前記受信用疑似雑音信号と前記受信信号の相関がとれた
   ときに、前記検波された第１の中間周波数に集中したス
   ペクトルを検出する相関出力手段と、 前記検波された第１の中間周波数からデータを復調する
   データ判定手段とを備えたことを特徴とするスペクトラ
   ム拡散装置。
2. 【請求項２】 送信用疑似雑音信号を発生する送信用疑
   似雑音信号発生手段と、 前記送信用疑似雑音信号にデータを変調する変調手段
   と、 第１の中間周波数を発振する第１の発振手段と、 前記変調された送信用疑似雑音信号によって該第１の中
   間周波数を拡散する周波数拡散手段と、 前記拡散された第１の中間周波数を無線周波数帯に変換
   して送出する無線周波数変換手段と、 前記無線周波数帯の受信信号を取り込み、該受信信号を
   前記第１の中間周波数帯に変換する第１の変換手段と、 前記送信用疑似雑音信号と同一の受信用疑似雑音信号を
   発生する受信用疑似雑音信号発生手段と、 前記受信用疑似雑音信号と前記受信信号の相関がとれた
   ときに、拡散された周波数を第１の中間周波数に集中す
   る逆拡散手段と、 前記第１の中間周波数と一致しない第２の中間周波数を
   発振する第２の発振手段と、 前記発振された第２の中間周波数に基づいて、前記集中
   された第１の中間周波数を検波する検波手段と、 前記受信用疑似雑音信号と前記受信信号の相関がとれた
   ときに、前記検波された第１の中間周波数に集中したス
   ペクトルを検出する相関出力手段と、 前記検波された第１の中間周波数からデータを復調する
   データ判定手段と、 前記検波された第１の中間周波数からドップラー周波数
   を検出するドップラー周波数検出手段とを備えたことを
   特徴とするスペクトラム拡散装置。
3. 【請求項３】 前記第２の発振手段は、前記第１の中間
   周波数との差分の周波数が、前記ドップラー周波数より
   十分大きくなる第２の中間周波数を発振することを特徴
   とする請求項１又は２に記載のスペクトラム拡散装置。
4. 【請求項４】 前記検波手段は、前記第２の発振手段か
   ら発振された第２の中間周波数に基づいて、ドップラー
   周波数に影響されない高い周波数をＩ波形とＱ波形に出
   力するＩ−Ｑ復調回路を有し、 前記相関出力手段は、前記Ｉ波形及びＱ波形を正及び負
   の所定閾値とそれぞれ比較する比較部と、前記比較部か
   らの各出力の論理和を算出する論理部とを有することを
   特徴とする請求項１又は２に記載のスペクトラム拡散装
   置。
5. 【請求項５】 前記検波手段は、前記第２の発振手段か
   ら発振された第２の中間周波数に基づいて、ドップラー
   周波数に影響されない高い周波数をＩ波形とＱ波形に出
   力するＩ−Ｑ復調回路を有し、 前記相関出力手段は、前記Ｉ波形及びＱ波形をデジタル
   変換する変換部と、前記変換された波形のピーク値を判
   断するピーク判断部とを有することを特徴とする請求項
   １又は２に記載のスペクトラム拡散装置。
6. 【請求項６】 前記検波手段は、前記第２の発振手段か
   ら発振された第２の中間周波数に基づいて、ドップラー
   周波数に影響されない高い周波数をＩ波形とＱ波形に出
   力するＩ−Ｑ復調回路を有し、 前記相関出力手段は、前記Ｉ波形の出力を２乗する第１
   の２乗手段と、前記Ｑ波形の出力を２乗する第２の２乗
   手段と、該各２乗手段の出力を加算する加算手段と、前
   記加算手段からの出力と所定閾値とを比較する比較部と
   を有することを特徴とする請求項１又は２に記載のスペ
   クトラム拡散装置。
7. 【請求項７】 前記検波手段は、前記第２の発振手段か
   ら発振された第２の中間周波数に基づいて、ドップラー
   周波数に影響されない高い周波数をＩ波形とＱ波形に出
   力するＩ−Ｑ復調回路を有し、 前記データ判定手段は、前記Ｉ波形又はＱ波形のいずれ
   かを所定波長遅延させる遅延部と、該遅延部からの出力
   と該遅延されない他方の波形の出力とを比較し、その差
   分が所定閾値以上であるか判断する波形比較部と、該判
   断結果からデータを復調するデータ作成部とを有するこ
   とを特徴とする請求項１又は２に記載のスペクトラム拡
   散装置。
8. 【請求項８】 前記検波手段は、前記第２の発振手段か
   ら発振された第２の中間周波数に基づいて、ドップラー
   周波数に影響されない高い周波数をＩ波形とＱ波形に出
   力するＩ−Ｑ復調回路を有し、 前記ドップラー周波数検出手段は、前記Ｉ波形とＱ波形
   とを比較する第１の比較部と、該比較結果の出力からエ
   ッジ成分を検出するエッジ検出部と、前記Ｉ波形及びＱ
   波形を正及び負の所定閾値とそれぞれ比較する第２の比
   較部と、前記エッジ検出部からの出力と前記比較部から
   の各出力を論理合成する論理合成部とを有することを特
   徴とする請求項２に記載のスペクトラム拡散装置。