JPH04345574A - 移動体位置検出システム - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、移動体例えば磁気浮上
型リニアモータ車両の運行位置と車両を中央側で認識で
きるようにした移動体位置検出システムに関する。

【０００２】

【従来の技術】近年、実用化が押し進めらている磁気浮
上型リニアモータ車両（ＬＭＣ）にあっては、車両運転
の全てが中央集中制御とされており、基本的には車両側
での判断及び制御は一切必要ない。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、車両運
転が完全に中央集中制御により行われるとしても、運転
系統とは全く別系統として運転車両の識別と運行位置の
検出を行う位置検出システムが中央の集中制御側に要求
されている。このような位置検出システムとしては、磁
気浮上型リニアモータという漏洩磁界が大きい強い電磁
ノイズの環境下でも確実に動作でき、信頼性及び耐久性
が高く、更に保守性に優れたシステムを構築することが
望まれる。

【０００４】本発明は、このような状況に鑑みてなされ
たもので、スペクトラム拡散通信を利用して強い電磁ノ
イズ環境下でも有効且つ正確に機能する移動体位置検出
システムを提供することを目的とする。

【０００５】

【課題を解決するための手段】この目的を達成するため
本発明は次のように構成する。尚、実施例図面中の符号
を併せて示す。まず本発明は、移動体１０の運行位置を
検出する移動体位置検出システムを対象とする。

【０００６】このような移動体位置検出システムとして
本発明にあっては、移動体１０に、所定ワード長の擬似
ランダム系列により第１搬送周波数（ｆ１　）の搬送信
号を位相変調することで得られたスペクトラム拡散信号
を送信する移動局１２を搭載する。一方、移動体１０の
走行軌道１４に沿って設置された基地局１６に、所定線
路長毎に減衰補償用の中継器１８を介して移動局１２か
らの送信信号を受信伝送する漏洩ケーブル２０を付設す
る。

【０００７】漏洩ケーブル２０の終端には、受信伝送さ
れた移動局１２からのスペクトラム拡散信号を第２搬送
周波数（ｆ２　）の搬送信号に周波数変換して送出する
周波数変換器２２が接続される。基地局１６には直接波
受信部３８と反射波受信部４０が設けられる。直接波受
信部３８は、漏洩ケーブル２０から受信した第１搬送周
波数（ｆ１　）の受信信号系列と前記擬似ランダム系列
と同じ基準系列との相関を計算して相関ピーク値を検出
する。また反射波受信部４０は、漏洩ケーブル２０から
受信した前記第２搬送周波数（ｆ２　）の受信信号系列
と前記擬似ランダム系列と同じ基準系列との相関を計算
して相関ピーク値を検出する。

【０００８】直接波受信部３８と反射波受信部４０とで
検出された相関ピーク値は距離演算部６０に与えられて
検出時間差ΔＴに基づいて周波数変換器２２を設けた漏
洩ケーブル２０の終端からの距離Ｌ２　を算出して車両
の位置を認識する。

【０００９】

【作用】このような構成を備えた本発明の移動体位置検
出システムによれば、強い電磁ノイズ環境下であっても
、軌道に沿って設置された基地局と高速移動（５００Ｋ
ｍ／ｈ）　するリニアモータ車両等の移動体に搭載され
た移動局との間の通信による漏洩ケーブルの遅延時間差
に基づき、漏洩ケーブル終端から車両までの距離を検出
することができる。

【００１０】また位置検出精度は十数メートル程度を保
障でき、車両の全長から見て実用上、十分に正確な位置
検出ができる。

【００１１】

【実施例】図１は本発明の一実施例を示したシステム構
成図である。図１において、磁気浮上型のリニアモータ
車両１０が走行する走行軌道１４に沿って、例えば５０
ｋｍ間隔で基地局１６が設置されている。ここでは説明
を簡単にするため、１つの基地局１６を示している。

【００１２】リニアモータ車両１０には移動局１２が搭
載され、移動局１２は図２に示す構成を有する。図２の
移動局１２には水晶発振器２４、分周起動回路２６、Ｐ
Ｎ発生器２８、乗算器（変調器）３０、バンドパスフィ
ルタ３２及び送信アンテナ３４が設けられる。

【００１３】この移動局１２を更に詳細に説明すると、
水晶発振器２４は第１搬送周波数ｆ１　のもつ搬送波信
号を発振して乗算器３０の一方に入力する。乗算器３０
の他方にはＰＮ発生器２８から所定ワード長のＰＮ符号
（擬似ランダム系列符号）が入力される。ＰＮ発生器２
８は分周起動回路２６により分周された水晶発振器２４
からの発振出力の分周出力により搬送波信号の周期の１
以上の任意の整数倍周期で系列を構成する各チップ（ビ
ット０，１）成分を発生する。乗算器３０はＰＮ発生器
２８からのＰＮ符号と水晶発振器２４からの搬送波信号
とを掛け合わせ、ＰＮ符号のビット１が＋１、ビット０
が−１に対応していたとすると、ＰＮ符号の＋１で０、
−１でπとなる位相変調を搬送波信号に施し、いわゆる
直接拡散方式によるスペクトラム拡散信号を変調信号と
して出力する。

【００１４】乗算器３０からの位相変調信号、即ちスペ
クトラム拡散信号はバンドパスフィルタ３２で帯域制限
を受けた後、送信アンテナ３４より送信される。図３は
図２の移動局１２における搬送波信号のＰＮ符号による
位相変調（２相位相変調）を示した信号波形図である。 図３において、ＰＮ符号として７ワード長のＭ０　系列
を一例として示しており、このＭ０　系列における各ワ
ード、即ち０ビットまたは１ビットの周期がチップ周期
ΔＴｃとなる。

【００１５】このチップ周期ΔＴｃは図２の分周起動回
路２６の分周比１／Ｋにより水晶発振器２４の発振出力
を分周することで作り出され、従って水晶発振器２４か
らの搬送波信号の周期はΔＴｃ／Ｋとなる。但し、Ｋは
２以上の値となる。この搬送波信号とＰＮ符号としての
Ｍ０　系列を乗算器３０で掛け合せることにより、Ｍ０
　系列のビット０で−１を掛け合せ、ビット１で＋１を
掛け合せることから、ビット０から１、またはビット１
から０に反転する毎に搬送波信号の位相が１８０°反転
された位相変調信号、即ちスペクトラム拡散信号を得る
ことができる。

【００１６】尚、図３では説明を簡単にするため７ワー
ド長のＭ０　符号を示しているが、実際には例えば１０
２３ワード長のＰＮ系列が使用され、変調速度を、例え
ば５ＭＨｚとすると１０２３ワード長をもつＰＮ系列の
１系列の発生時間は約２００μｓとなる。この場合のチ
ップ周期ΔＴｃは２００ｎｓである。再び図１を参照す
るに、基地局１６の両側には所定線路長毎に減衰補償用
の中継器１８を介して漏洩ケーブル２０が走行軌道１４
に沿って付設されている。

【００１７】この漏洩ケーブル２０の終端には周波数変
換器２２が設けられている。周波数変換器２２は漏洩ケ
ーブル２０を介して受信したリニアモータ車両１０の移
動局１２より送信されたスペクトラム搬送波信号の拡散
中心周波数、即ち第１搬送周波数ｆ１　を他の拡散中心
周波数、即ち第２の搬送周波数ｆ２　に周波数変換して
再び漏洩ケーブル２０に送り出す。

【００１８】即ち、図示のリニアモータ車両１０に搭載
された移動局１２より送信されたスペクトラム拡散信号
は近傍の漏洩ケーブル２０の位置Ｐで受信されたとする
と、受信位置Ｐから直接基地局１６側へ伝送される信号
系列ＤＳ１　と終端側へ向かう信号系列ＤＳ２　に分か
れ、終端側へ向かう信号系列ＤＳ２　は周波数変換器２
２で受信され、その搬送周波数ｆ１　が搬送周波数ｆ２
　に周波数変換されＤＳ２　’　として基地局１６側へ
伝送されることになる。

【００１９】このように漏洩ケーブル２０の終端に周波
数変換器２２を設けることにより、伝送路上の各点、例
えば中継器でのインピーダンス不整合により生じた不要
反射波の測定系への影響を回避することができる。基地
局１６には図４に示す受信側装置が設けられる。図４に
おいて、３８は直接波受信部、４０は反射波受信部であ
り、それぞれ漏洩ケーブル２０からの受信信号が入力さ
れる。

【００２０】まず直接波受信部３８は高周波アンプ４２
−１、中心周波数ｆ１　をもったバンドパスフィルタ４
４−１、復調器４６−１、ローパスフィルタ４８−１、
ＡＤコンバータ５０−１、サンプリング発振器５２、メ
モリ５４−１、ＤＳＰ５６−１を備える。反射波受信部
４０もバンドパスフィルタ４４−２が中心周波数ｆ２　
を有する点以外は直接波受信部３８側と同じ回路構成を
備える。

【００２１】そこで直接波受信部３８側を中心に回路動
作を説明すると次のようになる。漏洩ケーブル２０から
の受信信号は直接波受信部３８の高周波アンプ４２−１
で増幅された後、拡散中心周波数ｆ１　を中心とした所
定の通過帯域をもつバンドパスフィルタ４４−１で帯域
制限を受け、復調器４６−１に与えられる。復調器４６
は受信されたスペクトラム拡散信号、即ちＰＮ符号によ
る位相変調信号からＰＮ符号を示すベースバンド信号を
復調する。

【００２２】ベースバンド信号に復調された復調器４６
−１からの受信ＰＮ系列はローパスフィルタ４８−１を
通過した後、高速型のＡＤコンバータ５０−１によりデ
ジタル信号に変換されてメモリ５４−１に記憶される。 この実施例においてメモリ５４−１には１回の処理につ
きＰＮ系列周期の２倍の期間に亘るデータを収集格納す
る。

【００２３】メモリ５４−１に対する２系列分の期間に
亘るデータ収集が終了するとＤＳＰ５６−１が起動し、
図２の移動局１２のＰＮ発生器２８に設けたと同じＰＮ
系列で成る基準系列とメモリ５４−１に格納された受信
ＰＮ系列との相関計算を行なう。この相関計算により受
信ＰＮ系列と基準ＰＮ系列とが一致していれば相関ピー
ク値が得られ、ＣＰＵ６０に対し相関ピーク値が得られ
た受信時刻を通知する。

【００２４】同様な受信ＰＮ系列の復調及び相関計算は
反射波受信部４０側でも行なわれるが、反射波受信部４
０側のバンドパスフィルタ４４−２の中心周波数は周波
数変換器２２で周波数変換されたスペクトラム拡散信号
、即ち反射信号の中心周波数ｆ２　であることから、周
波数変換器２２で周波数変換されて送り返された受信Ｐ
Ｎ系列に対し復調と相関計算を行ない、同様にＤＳＰ５
６−２は相関ピーク値が得られた受信時刻をＣＰＵ６０
に通知する。

【００２５】図５は図１の基地局１６の右側の走行軌道
１４上にリニアモータ車両１０が図示のように位置した
時の図４の受信側装置の動作を示した信号波形図である
。リニアモータ車両１０に搭載された移動局１２からの
スペクトラム拡散信号は漏洩ケーブル２０で受信され、
直接波ＤＳ１　として基地局１６に伝送され、図５の時
刻ｔ１　でＰＮ符号の受信が開始される。

【００２６】これに対し漏洩ケーブル２０の終端側に伝
送されたスペクトラム拡散信号ＤＳ２　は、ケーブル終
端に接続された周波数変換器２２で周波数ｆ２　に周波
数変換されてＤＳ２　’　信号として再び漏洩ケーブル
２０を逆方向に通って基地局１６側に送られ、漏洩ケー
ブル２０の受信点Ｐとケーブル終点までの距離Ｌ２　の
往復伝搬時間となる遅延時間を経過した時刻ｔ２　で図
５の反射波に示すようにＰＮ符号の受信が開始される。

【００２７】尚、図５は移動局１２より２系列周期に亘
って連続してＰＮ符号を送信した場合を示している。こ
のような漏洩ケーブル２０からの直接到来波に対し図４
の直接波受信部３８は、受信ＰＮ系列に対しリアルタイ
ムで基準ＰＮ系列との相関演算を行なったとすると、最
後のチップ成分の受信が終了した時刻ｔ３　での相関計
算により相関ピーク値を生ずる。

【００２８】一方、反射波受信部４０にあっては反射波
としてのＰＮ系列の最後のチップ成分を受信した時刻ｔ
４　で同様に相関ピーク値を生ずる。この直接波受信部
３８及び反射波受信部４０による直接波到来出力のピー
ク時刻ｔ３　と反射波相関のピーク時刻ｔ４　はＣＰＵ
６０に与えられ、まず受信点Ｐからケーブル終端までの
距離Ｌ２　の伝搬時間ΔＴとして、 ΔＴ＝ｔ４　−ｔ３ を求める。

【００２９】次に伝搬時間ΔＴと漏洩ケーブル２０の単
位長さ当たりの伝搬遅延時間Ｃ［ｎｓ／ｍ］に基づき、
ケーブル終端から受信点Ｐまでの距離Ｌ２　［ｍ］をＬ
２　＝ΔＴ／２・Ｃ として算出する。ここで漏洩ケーブル２０の単位長さ当
たりの遅延時間Ｃは、例えば Ｃ＝３［ｎｓ／ｍ］となる。 ここで図４のＤＳＰ５６−１，５６−２の処理速度を考
察すると次のようになる。

【００３０】今、仮にワード長１０２３ビット、チップ
速度５ＭＨｚのＰＮ符号を移動局１２から送信したとす
ると、１系列の時間長は約２００μｓとなる。また基地
局１６の間隔を５０ｋｍとし、基地局１６がその中間に
あるとすれば、最大測定距離は２５ｋｍとなる。このた
め最大遅延時間は最大往復路５０ｋｍ分の系列信号の伝
搬遅延時間となる。ここで漏洩ケーブル２０の伝搬遅延
時間Ｃ＝３．７［ｎｓ／ｍ］とすると、５０ｋｍ分の伝
搬遅延時間は１８５μｓとなる。

【００３１】そこで１系列の時間長２００μｓに亘って
移動局１２からＰＮ符号によりスペクトラム拡散変調さ
れた信号を送出し、これに対し基地局１６も受信機側で
図４の発振器５２からのサンプリング周波数ｆｓ　＝４
０ＭＨｚでサンプリングしたとすると、収集されるサン
プリングデータは８１８４×２＝１６３６８個となる。 このようなサンプリングデータに対し図５に示すように
、その半分の８１８４回の相関計算を行なうと図示のよ
うに相関ピーク値が検出できる。

【００３２】この相関計算の所要時間はサイクル数７５
ｎｓのＤＳＰを、例えば２台使用したとして約２．５秒
の処理時間が必要となる。即ち、２．５秒毎に基地局１
６側でリニアモータ車両１０の位置を認識することが可
能となる。またＰＮ符号のチップ周期ΔＴｃ＝２００ｎ
ｓとした場合、適切なＳ／Ｎ比が得られた状態では約１
５ｍ程度の距離分解能を得ることができ、リニアモータ
車両１０の全長から考慮して充分に実用可能な精度が得
られる。

【００３３】次に図４の受信側におけるＤＳＰ５６−１
，５６−２による相関計算及び位相変調信号の復調方式
の他の実施例を説明する。現在、我が国の電波規制では
スペクトラム拡散通信の認可が成されておらず、従って
本発明のシステムは微弱電波機器としての適用を受け、
例えば３２２ＭＨｚ以下の周波数では、３ｍにおいて５
００μＶ／ｍ以下の電界強度のスペクトラム拡散信号し
か送出できない。このためＳ／Ｎ比を大きく改善できる
各種の対策を必要とする。

【００３４】図６は図４のＤＳＰ５６−１，５６−２で
行なわれるピーク弁別方式の実施例を示したもので１チ
ップ遅延弁別方式を示している。即ち、図６（ａ）に示
すように時刻ｔ１　での相関ピーク値出力Ｙ（ｎ）に対
し、１チップ周期ΔＴｃだけ遅らせた−Ｙ（ｎ＋ｋ）を
時刻ｔ３　で発生し、両者の和を取ることで図６（ｂ）
に示す相関出力を生成し、相関ピーク値発生時点は前後
のピークの間となるゼロクロス時刻ｔ２　として検出す
る。

【００３５】次に図４の受信側における位相変調信号の
復調方式の他の実施例を図７を参照して説明する。図４
に示したように漏洩ケーブルからの受信入力信号は、例
えば高周波アンプ４２−１、バンドパスフィルタ４４−
１を通過した後、復調器４６−１で復調されベースバン
ド信号に変換される。

【００３６】この位相変調の復調方式にはＣＯＳＴＡＳ
（Ｉ−Ｑ）ループ、２乗ループ等を使用した同期型検波
器が一般に使用される。しかし、この同期型検波方式は
ＶＣＯを使用した位相ロックループにより基準搬送波を
再生する必要があるため、バースト的な信号欠落や急峻
な搬送波位相の変動が発生する本発明の位相変調波の復
調は不可能である。

【００３７】また本発明では初期同期操作による位相同
期捕捉時間が必要である。本発明のような位相変調信号
に対しては復調可能な差動同期位相検波方式もあるが、
入力ノイズの２乗項が出力ノイズとして現われてしまう
ため、Ｓ／Ｎ比が０ｄＢ以下の入力信号に対し復調出力
のＳ／Ｎ比の劣化が著しくなる問題がある。

【００３８】したがって、二乗検波方式を使用した復調
方式は本発明のような入力Ｓ／Ｎ比が０ｄＢ以下の信号
の復調には適切ではない。そこで本発明にあっては図７
に示すような構成の復調方式とする。図７において、４
６−１は復調器であり、乗算器６２−１，６２−２、ロ
ーカル発振器６４、移相器６６−１，６６−２を備える
。

【００３９】乗算器６２−１，６２−２の出力はローパ
スフィルタ４８−１１，４８−１２を介してＡＤコンバ
ータ５０−１１，５０−１２に与えられ、発振器５２か
らのサンプリング周波数ｆｓ　によるサンプリングでデ
ジタル信号に変換され、メモリ５４−１１，５４−１２
のそれぞれに格納される。メモリ５４−１１，５４−１
２に続いてはＤＳＰ５６−１１，５６−１２が設けられ
、それぞれで受信系列の相関ピーク値を算出する。ＤＳ
Ｐ５６−１１，５６−１２の出力は乗算器６８−１，６
８−２で２乗され、加算器７０で加算されて最終的な相
関出力となる。

【００４０】この図７の復調方式の作用は次のようにな
る。まず復調器４６−１への入力信号をＲ（ｔ）とする
と、入力信号Ｒ（ｔ）は信号Ｓ（ｔ）と帯域制限された
ホワイトノイズＮ（ｔ）との和で表わされる。

【００４１】

【数１】

【００４２】またローカル発振器６４の発振出力Ｌ（ｔ
）は、

【００４３】

【数２】

【００４４】となる。更に各移相器６６−１，６６−２
の出力は、

【００４５】

【数３】

【００４６】となる。よって混合器６２−１，６２−２
の混合出力Ｘ１　（ｔ）　及びＸ２　（ｔ）　は次式で
表わされる。

【００４７】

【数４】

【００４８】混合器６２−１，６２−２からの混合出力
Ｘ１　（ｔ）　，Ｘ２　（ｔ）　は次段のローパスフィ
ルタ４８−１１，４８−１２によって高周波成分（ωＣ
　＋ωＬ　）が除去されるが、その際の上式の第３項に
ついて考える。元々ホワイトノイズＮ（ｔ）　は±ｆｃ
　（＝±ω／２π）を中心にバンドパスフィルタ４４−
１（図４参照）によって帯域制限された信号であり、バ
ンドパスフィルタの帯域をＢ、ホワイトノイズの電力ス
ペクトル密度をＮＯ　／２とすると＋ｆｃ　を中心にＮ
Ｏ　Ｂ／２、−ｆｃ　を中心にＮＯ　Ｂ／２の電力成分
を持つ信号である。

【００４９】このホワイトノイズ信号とローカル発振器
６４からの ＣＯＳ（ωＬ　ｔ−π／４＋θ） との積により中心周波数は（ｆｃ　−ｆＬ　）と（ｆｃ
　＋ｆＬ　）にシフトしたと考えられる。

【００５０】搬送周波数ｆｃ　とローカル周波数ｆＬ　
が略等しい時、ローパスフィルタ４８−１１，４８−１
２は（ｆｃ　−ｆＬ）成分のみを通過させるため、ロー
パスフィルタ４８−１１，４８−１２を通過するノイズ
成分のエネルギーは ＮＯ　Ｂ／２ の電力を持つことになる。

【００５１】よって、ローパスフィルタ４８−１１，４
８−１２の出力信号Ｙ１　（ｔ）　及びＹ２　（ｔ）　
は次式で表わされる。

【００５２】

【数５】

【００５３】今、ωＣ　＝ωＬ　と仮定して信号成分の
みを検討すると、

【００５４】

【数６】

【００５５】と表わすことができる。ここでθを変数と
した時のＣＯＳ（−π／４−θ）とＣＯＳ（π／４−θ
）の関係を図８に示す。図８から明らかなように、ωＣ
　＝ωＬ　とした時のローパスフィルタ４８−１１，４
８−１２の出力のいずれかの振幅も、θが変化しても±
（２）１／２　より小さくなることはなく、　　　　θ
＝ｎ×π／２　　　　　　（但し、ｎ＝０，±１，±２
，・・・）の時に−３ｄＢの減衰を生ずる。

【００５６】また

【００５７】

【数７】

【００５８】の時には （ωｃ　−ωＬ　）×Ｔ　　　　（但し、Ｔは系列長時
間）分のθが変化したと考えると、図８から±π／４以
内の変動に対しては上記の−３ｄＢの減衰に含まれるこ
とが分かる。

【００５９】従って、系列長１０２３ビットでチップ速
度５ＭＨｚとした時の系列時間長Ｔ＝２００μｓに対し
搬送波周波数ｆ１　＝３００ＭＨｚとすると、搬送周波
数ｆ１とローカル周波数ｆＬ　との相対周波数精度は２
×１０−６を必要とするが、この程度の値は高安定な水
晶発振器で充分実現可能な値である。再び図７を参照す
るに、ローパスフィルタ４８−１１，４８−１２の出力
Ｙ１（ｔ）　，Ｙ２　（ｔ）　は、それぞれＡＤコンバ
ータ５０−１１で発振器５２からのサンプリング周波数
ｆｓ　によりデジタル信号化され、メモリ５４−１１，
５４−１２に格納された後、ＤＳＰ５６−１１，５６−
１２で相関計算が行なわれる。

【００６０】ＤＳＰ５６−１１，５６−１２の相関結果
は乗算器６８−１，６８−２で２乗され、更に加算器７
０で加算して最終相関値とされる。このように各相関出
力値の２乗加算を最終相関値とすることで、非線形処理
が０ｄＢ以上のＳ／Ｎ比において行なわれるため、著し
いＳ／Ｎ比の劣化を防ぐことができる。

【００６１】尚、乗算器６８−１，６８−２による２乗
の変わりに絶対値化を行なった後に加算器７０で加算し
て最終相関値を求めるようにしても良い。また、上記の
実施例は図１の基地局１６の右側に設けられた設備を例
にとるものであったが、基地局１６の左側についても漏
洩ケーブル２０からの受信信号を基地局１６に設けられ
た別の図４と同じ受信側装置に入力することで、基地局
１６の左側の漏洩ケーブルの終端から列車が存在する位
置までの距離を検出して列車の位置を認識することがで
きる。

【００６２】

【発明の効果】以上説明してきたように、本発明の移動
体位置検出システムによれば、強い電磁ノイズの環境下
であっても、移動体に搭載された移動局からのＰＮ系列
により位相変調されたスペクトラム拡散信号を軌道に沿
って設置された漏洩ケーブルで受信して基地局に伝送す
ることで、直接波とケーブル終端からの反射波との伝搬
遅延時間の差からケーブル終端から列車の存在する位置
までの距離を検出して位置を認識することができる。

【００６３】また位置検出精度は１０数メートル程度が
補償でき、列車の全長から見て実用上充分に正確な位置
検出ができる。更に受信側での相関計算の高速化により
略リアルタイムで車両位置を基地局側で認識することが
できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明のシステム構成図

【図２】本発明の移動局の実施例構成図

【図３】図２の
位相変調説明図

【図４】本発明の基地局に設けられる受信側装置の実施
例構成図

【図５】図４の受信処理を示したタイミングチャート

【
図６】本発明における相関ピーク値の演算方式を示した
説明図

【図７】本発明の受信側における位相復調方式の他の実
施例を示した構成図

【図８】図７のローパスフィルタ出力のθに対する変化
を示した説明図

【符号の説明】

１０：移動体（リニアモータ車両） １２：移動局 １４：走行軌道 １６：基地局 １８：中継器 ２０：漏洩ケーブル ２２：周波数変換器 ２４：水晶発振器 ２６：分周起動回路 ２８：ＰＮ符号発生器 ３０：乗算器 ３２，４４−１，４４−２：バンドパスフィルタ（ＢＰ
Ｆ）３４：送信アンテナ ３８：直接波受信部 ４０：反射波受信部 ４２−１，４２−２：高周波アンプ ４６−１，４６−２：復調器 ４８−１，４８−２，４８−１１，４８−１２：ローパ
スフィルタ（ＬＰＦ）　５０−１，５０−２，５０−１
１，５０−１２　：ＡＤコンバータ５２：発振器 ５４−１，５４−２，５４−１１，５４−１２　：メモ
リ５６−１，５６−２，５６−１１，５６−１２　：Ｄ
ＳＰ６０：ＣＰＵ ６２−１，６２−２：混合器 ６４：ローカル発振器 ６６−１，６６−２：移相器 ６８−１，６８−２：乗算器 ７０：加算器

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】移動体の運行位置を検出する移動体位置検
   出システムに於いて、前記移動体に搭載され、所定ワー
   ド長の擬似ランダム系列により第１搬送周波数（ｆ１　
   ）の搬送波信号を位相変調することで得られたスペクト
   ラム拡散信号を送信する移動局と；移動体の走行軌道に
   沿って設置された基地局の片側又は両側に付設され、所
   定線路長毎に減衰補償用の中継器を介して前記移動局か
   らの送信信号を受信伝送する漏洩ケーブルと；該漏洩ケ
   ーブルの終端に接続され、受信伝送された前記移動局か
   らのスペクトラム拡散信号を第２搬送周波数（ｆ２　）
   の搬送波信号に周波数変換して送出する周波数変換器と
   ；前記基地局に設けられ、前記漏洩ケーブルから受信し
   た前記第１搬送周波数（ｆ１　）の受信信号系列と前記
   擬似ランダム系列と同じ基準系列との相関を計算して相
   関ピーク値を検出する直接波受信部と；前記基地局に設
   けられ、前記漏洩ケーブルから受信した前記第２搬送周
   波数（ｆ２　）の受信信号系列と前記擬似ランダム系列
   と同じ基準系列との相関を計算して相関ピーク値を検出
   する反射波受信部と；前記直接波受信部と反射波受信部
   とで検出された相関ピーク値の検出時間差（ΔＴ）に基
   づいて前記周波数変換器を設けた漏洩ケーブル終端から
   の距離を算出する距離演算部と；を設けたことを特徴と
   する移動体位置検出システム。