CN108183879A - 一种用于太赫兹通信的伪码辅助载波同步实现方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开的一种用于太赫兹通信的伪码辅助载波同步实现方法，属于通信信号处理领域。本发明发送端将插入了低功率扩频码伪随机序列导频的数据基带信号输入至数模转换器DAC，DAC输出的模拟信号与太赫兹载波进行模拟混频后，由天线发送到无线信道；接收端利用本地两路正交的太赫兹载波与接收到的信号混频，得到I,Q两路基带信号；利用窄带低通滤波器对正交混频之后的I,Q两路信号滤波，以提取导频部分；再通过对导频部分的捕获、跟踪，实现对导频载波频率偏移量，即数据信号载波频率偏移量的实时精确计算；用频率偏移量持续修正本地太赫兹载波的频率，以完成载波同步。本发明能够降低信号处理运算量，从而降低硬件电路设计与实现的复杂度。

Description

一种用于太赫兹通信的伪码辅助载波同步实现方法
技术领域
本发明涉及一种载波同步实现方法，特别涉及一种用于太赫兹通信的伪码辅助载波同步实现方法，属于通信信号处理领域。
背景技术
太赫兹波的频段在0.1～10THz，波长在30μm～3mm之间，是介于微波与红外之间的电磁波，其频率比现有微波通信要高出l～4个数量级。太赫兹通信具有带宽资源丰富，传输速率高，传输干扰小等特点，适应了未来通信系统中高速无线传输的应用需求，然而高传输速率也增大了信号处理的难度。
在无线通信过程中，由于信号发射端和接收端之间的相对运动以及卫星时钟和接收机晶振的频率漂移等原因，接收信号的载波频率将随着时间而不断变化，尤其当信号调制在太赫兹频段的载波上时，过高的载波频率会产生几兆到几十兆赫兹的多普勒频偏，远远高于现有通信过程中产生的频偏。由于太赫兹波的大气衰减较强，所以太赫兹频段通信目前只适用于卫星间、星地间及地面间短距离的宽带移动通信。在卫星通信中，若载波频率为0.1～10THz，则产生的多普勒频偏为几兆甚至数十兆赫兹，并且频偏大小随着载波频率的增加呈线性增长。若用传统数字信号处理的方式处理接收到的调制信号，根据奈奎斯特采样定理，对解调后的基带信号进行采样，需要设计大带宽滤波器，并且采样率将高达数十GHz，从硬件设计以及信号处理实时性的角度考虑都很难实现。另外，在远距通信(比如卫星通信)、遮挡以及强干扰等条件下，接收信号的信噪比极低，因此无论在太赫兹通信还是现有的微波通信中，研究低信噪比条件下的载波频偏估计均具有非常重要的现实意义。
1994年，Michael P.Fitz(“Further Results in the Fast Estimation of aSingle Frequency”)通过将不同延迟的自相关相位进行加权平均来提取频率，但算法的频率估计范围受限于参与计算的最大自相关延迟,当该算法应用在太赫兹频段时，会产生相对较大的频偏，利用此算法已无法进行纠正。2005年，Noels N，Stee ndam H，moeneclaey M(“Carrier phase and frequency estimation for pilot-symbol assistedtransmissionbounds and algorithm”)提出了基于等间隔导频符号设置的半扫盲频偏估计方法，估计精度得到进一步提高，但存在信噪比门限较高的问题。2006年，Brain D，RonanF(“Design offorth order digital PLLs using filter prototype”)用Butterworth等低通滤波器原型设计了一种带宽为20MHz的数字锁相环，进行频偏的捕捉，然而在信号带宽为数十GHz的太赫兹通信中，用传统的数字信号处理方法会存在采样率过大无法实现的问题，所以该方法已不再适用。以上载波同步实现方法应用于太赫兹高速通信中时，都存在采样率过高，硬件难以实现以及低信噪比下不适用等问题。
发明内容
针对现有技术太赫兹通信系统产生的高载波频偏以及采样率高导致的信号处理难度提高、硬件开销过大的问题。本发明公开的一种用于太赫兹通信的伪码辅助载波同步实现方法要解决的技术问题为：在太赫兹通信中通过扩频码伪随机(Pseudo-Noise Code,PN)序列导频的辅助来实现在低信噪比、低采样率条件下的载波同步；由于扩频码伪随机序列导频的带宽相对于数据信号带宽较窄，故能够用低采样率的模数转换器ADC对基带信号采样，转换为低速数字信号进行处理，降低信号处理运算量，从而降低硬件电路设计与实现的复杂度。
本发明是通过下述技术方案实现的。
本发明公开的一种用于太赫兹通信的伪码辅助载波同步实现方法，发送端将插入了低功率扩频码伪随机序列导频的数据基带信号输入至数模转换器DAC，DAC输出的模拟信号与太赫兹载波进行模拟混频后，由天线发送到无线信道。接收端将天线收到的无线信号通过低噪声放大器后，利用本地两路正交的太赫兹载波分别与低噪声放大器输出的信号相乘进行正交混频，得到I,Q两路基带信号。为提取基带信号中的导频部分，利用窄带低通滤波器对正交混频之后的I,Q两路信号进行滤波，滤除大部分数据基带信号，使导频部分得以保留。再通过对导频部分的捕获、跟踪，实现对导频载波频率偏移量，即数据信号载波频率偏移量的实时精确计算。用实时计算得到的频率偏移量修正接收端混频时的载波频率，以完成载波同步。载波同步完成后，将上述模拟正交混频得到的I路信号经过宽带低通滤波器滤除位于太赫兹载波二倍频处的高频分量，使发送端发送的数据基带信号得以恢复。
本发明公开的一种用于太赫兹通信的伪码辅助载波同步实现方法，包括如下步骤：
步骤一，发送端在数据基带信号中插入低功率扩频码伪随机(Pseudo-NoiseCode,PN)序列导频信号。
发送端在信息速率为Rb的数据基带信号m(t)中插入速率为Rc的低功率扩频码伪随机(Pseudo-Noise Code,PN)序列导频信号c(t)，即，基带信号m1(t)是数据基带信号m(t)与扩频码伪随机序列导频信号c(t)的组合信号，表示为：
m1(t)＝m(t)+c(t) (1)
所述的扩频码伪随机序列导频信号c(t)为经过直接序列扩频的伪随机序列。扩频码伪随机序列导频信号c(t)的带宽需远窄于数据基带信号m(t)的带宽，扩频码伪随机序列导频信号c(t)的功率远低于数据基带信号m(t)的功率。
所述的扩频码伪随机序列导频信号c(t)的带宽需远窄于数据基带信号m(t)的带宽，优选扩频码伪随机序列导频信号c(t)的带宽需比数据基带信号m(t)的带宽窄3个数量级。
所述的扩频码伪随机序列导频信号c(t)的功率远低于数据基带信号m(t)的功率，优选所述的扩频码伪随机序列导频信号c(t)的功率低于数据基带信号m(t)的功率20至30dB。
步骤二，将插入了低功率扩频码伪随机序列导频c(t)的基带信号m1(t)输入至数模转换器DAC，数模转换器DAC输出的模拟信号与频率为fTHz的太赫兹载波进行模拟混频，使DAC输出的模拟信号的频谱搬移至太赫兹频段，再经过功率放大器由天线发送到无线信道。发送至无线信道的信号msend(t)表示为：
msend(t)＝m1(t)cos(2πfTHzt+θ0) (2)
其中，fTHz为太赫兹载波的频率，θ0为太赫兹载波的初始相位。
步骤三，接收端将天线收到的无线信号通过低噪声放大器后，利用本地两路频率为fTHz的正交载波分别与低噪声放大器输出的信号相乘进行正交混频，得到I,Q两路基带信号i(t)和q(t)。
由于信道噪声以及接收机启动时间随机性等因素的影响，接收端信号mrece(t)表示为：
其中，n(t)表示信道噪声，ms′end(t)表示接收信号中的有用信号，Δf为载波频率偏移，Δθ为载波相位偏移，载波频率偏移Δf和载波相位偏移Δθ引入因素包括由于收发信机的时钟不同步和接收机启动时间的随机性。收发信机相对运动产生的多普勒效应以及收发时钟频率的固有偏差都会导致载波频率的偏移。由于收发时钟频率的固有偏差与多普勒频偏fd相比小至可忽略，所以在分析时，将多普勒频偏fd与载波频率偏移Δf做等效近似，即Δf≈fd。多普勒频偏fd计算公式为：
其中，v为收发信机的相对运动速度，c为光速。
接收端将天线收到的无线信号通过低噪声放大器后，利用本地两路频率为fTHz的正交载波分别与低噪声放大器输出的信号相乘进行混频。将本地正弦载波表示为-sin(2πfTHzt+θ0)，余弦载波表示为cos(2πfTHzt+θ0)。混频之后的I,Q两路信号分别记为i(t)和q(t)，表达式如下：
步骤四，利用窄带低通滤波器对正交混频之后的I,Q两路信号i(t),q(t)进行滤波，滤除高频部分。经过窄带低通滤波器后的I,Q路信号分别记为i0(t)和q0(t)。
利用窄带低通滤波器对正交混频之后的I,Q两路信号i(t),q(t)滤波，滤除高频部分，得到有偏移量的基带扩频码伪随机序列导频信号。发送端扩频码伪随机序列导频信号c(t)的带宽为BPN＝Rc。由于收发信机之间相对运动的速度v不确定，导致无法确定频率偏移量Δf，所以将i(t),q(t)分别通过带宽为B的窄带低通滤波器，所述的窄带低通滤波器带宽B不小于Δf+BPN，以确保频偏信息得以保留。因为扩频码伪随机序列导频信号c(t)的带宽远窄于数据基带信号m(t)的带宽，所以此窄带低通滤波器滤除大部分的数据基带信号，而剩余的位于窄带低通滤波器通带内的残余数据基带信号被认为是噪声。将经过窄带低通滤波器后的I,Q路信号分别记为i0(t)和q0(t)：
其中，和分别为I,Q路的噪声信号，噪声信号包括信道噪声以及频谱位于窄带低通滤波器通带内的数据基带信号。公式(7)、(8)中i0(t)和q0(t)相当于有噪声和频率偏移量Δf的基带扩频码伪随机序列导频信号。对频率偏移Δf和相位偏移量Δθ的估计即是对i0(t)与q0(t)中正余弦信号的频率估计和相位估计。
步骤五，依据奈奎斯特采样定率，将步骤四所得i0(t)和q0(t)信号通过低采样率ADC进行采样，转换为数字信号i0(n)和q0(n)进行处理。
依据奈奎斯特采样定律，为了防止信号频偏发生混叠，采样率fs需不小于窄带低通滤波器带宽B的两倍。将I,Q两路信号i0(t)和q0(t)通过采样率为fs≥2B的低采样率模数转换器ADC进行采样，变为数字信号进行处理。将采样之后的I,Q两路数字信号分别记为i0(n)和q0(n)，表示如下：
i0(n),q0(n)相当于数字基带扩频码伪随机序列导频信号。
步骤六，将步骤五中模数转换器ADC采样后的I,Q两路信号i0(n),q0(n)合成为复数数字基带扩频码伪随机序列导频信号x(n)＝i0(n)+j·q0(n)，通过x(n)进行捕获、跟踪，实现对扩频码伪随机序列导频信号c(t)频率偏移量Δf的实时精确计算。而扩频码伪随机序列导频信号c(t)与数据基带信号m(t)共用同一载波，所以扩频码伪随机序列导频信号c(t)的频率偏移量即是数据基带信号m(t)的频率偏移量。将实时精确计算出的导频序列频率偏移量Δf反馈至步骤三中所述的接收端混频部分的本地正交载波发生器，通过载波频率补偿，使接收端本地载波频率和接收端天线收到的信号mrece(t)的载波频率保持动态同步，即实现在太赫兹通信中低信噪比、低采样率条件下的载波同步。将载波同步之后，接收端模拟正交混频后得到的I,Q两路信号分别记为i′(t),q′(t)。
步骤六具体实现方法如下：
步骤6.1，运用基于快速傅里叶变换FFT的并行捕获算法来处理信号x(n)，对x(n)的频率偏移量Δf和码相位进行第一次捕获，得到频率偏移量和扩频码码相位偏移量的估计值；所述的信号x(n)为将步骤五中模数转换器ADC采样后的信号I,Q两路合成为复数数字基带扩频码伪随机序列导频信号x(n)＝i0(n)+j·q0(n)；
步骤6.1.1，以2BPN的采样率对采样率为fs的信号x(n)进行重采样，取重采样后的前4L点数据，记为后续根据对的分析，寻找x(n)的频率偏移和码相位偏移；
步骤6.1.2，对做FFT变换得到频域信号考虑接收端扩频码伪随机序列导频信号的中心频率存在偏移，需要通过对频域上的循环移位实现时域上中心频率的改变。以表示循环移i位后的频域信号，且记为的逆傅里叶变化，即则的实际意义相当于改变模拟正交混频的载波频率后再进行上述步骤三～五、步骤6.1.1后得到的重采样数据。
步骤6.1.3，对伪随机序列PN码c(t)也以2BPN为采样率进行采样，记采样后的信号为c(n)。对c(n)做FFT运算得到频域信号C(k)，即C(k)＝FFT[c(n)]，并记C*(k)为C(k)的共轭。
步骤6.1.4，基于快速傅里叶变换FFT与快速逆傅里叶变换IFFT的方法实现相关运算的快速运算；将C*(k)与相乘之后的结果做快速逆傅里叶变换IFFT，实现信号与本地伪随机序列PN码c(n)的相关运算，运算后得到的时域信号记为yi(n)，频域信号记为Yi(k)，则：
其中，根据伪随机序列的自相关特性，当与本地伪随机序列PN码c(n)同步时，其相关序列yi(n)获得最大值；考虑接收端导频中心频率存在偏移，需要通过对频域上的循环移位实现时域上中心频率的改变；多次进行快速逆傅里叶变换IFFT运算，寻找相关运算结果yi(n)的最大值；相关运算结果yi(n)取最大值时，表示与本地伪随机序列PN码c(n)近似同步。
用此步骤中估计出的导频信号频率偏移量Δfcap1去修正步骤三中模拟正交混频的载波频率，用此步骤中估计出的伪随机序列的相位偏移量去修正本地伪随机序列PN码产生模块，使步骤五所述ADC采样输出的信号i0(n),q0(n)与本地伪随机序列PN码相位基本对齐。则接收端本振频率与本地伪随机序列PN码的码相位被修正后，再由步骤五中ADC采样输出的I,Q两路信号i0(n),q0(n)表示为：
其中，c′(n)为相位与本地伪随机序列PN码相位近似对齐的伪随机序列导频。
步骤6.2，由于步骤6.1中对频率偏移量Δf的估计精度较低，为了更精确的估计频率偏移，需对信号进行二次捕获。由于一次捕获后信号中仍存在残余频偏Δf-Δfcap1，使得经过步骤五低采样率ADC采样后的信号i0(n),q0(n)与本地伪随机序列PN码c(n)相乘之后的信号的包络呈余弦规律变化。相乘之后得到的I,Q两路信号分别为i1(n),q1(n)：
其中，c′(n)为相位与本地伪随机序列PN码相位近似对齐的伪随机序列导频序列，故c′(n)与c(n)相乘后的结果为常数，记常数12c′(n)c(n)为A；表示I路中由噪声信号与伪随机序列c(n)相乘引入的噪声，表示Q路中由噪声信号与伪随机序列c(n)相乘引入的噪声。将相乘之后得到的I,Q两路信号i1(n),q1(n)合成复数信号x1(n)：
其中
对复数信号x1(n)做快速傅里叶变换FFT，会在频率Δfcap2约为残余频偏Δf-Δfcap1处出现峰值。对复数信号x1(n)做快速傅里叶变换FFT的频率分辨率决定了二次捕获得出的频率偏移量Δfcap2的精确度，FFT的频率分辨率越小，二次捕获得出的频率偏移量Δfcap2的精确度越高。
步骤6.3，用码环对由步骤五所述的i0(n),q0(n)的扩频码码相位与接收端本地伪随机序列PN码的码相位的差值进行跟踪，以获得码相位的实时准确偏差值，并持续保持i0(n),q0(n)与接收端本地伪随机序列PN码的码相位一致。在此基础上，通过载波环对导频序列频率偏移量Δf进行跟踪，将实时精确计算出的导频序列频率偏移量Δf反馈至步骤三中所述的接收端正交混频部分的本地载波发生器，通过载波频率补偿，以消除步骤三中模拟混频得到的信号i(t)和q(t)中含有的频率偏移Δf与相位偏移Δθ，使接收端本地载波频率和接收端天线收到的信号mrece(t)的载波频率保持动态同步，即实现在太赫兹通信中低信噪比、低采样率条件下的载波同步。
载波同步完成后，接收端本地正弦载波表示为-sin[2π(fTHz+Δf)t+(θ0+Δθ)]，余弦载波表示为cos[2π(fTHz+Δf)t+(θ0+Δθ)]。则步骤三中，将天线接收到的信号与本地正交载波进行模拟混频之后得到的I,Q两路信号的表达式修改为如公式(18)，公式(19)所示，记模拟混频之后得到的I,Q两路信号分别为i′(t),q′(t)：
步骤七，将步骤六中得到的I,Q两路信号i′(t),q′(t)通过宽带低通滤波器进行滤波，滤波后的I路信号i″(t)即是频率偏移量已被修正的数据基带信号。
将步骤六中得到的I,Q两路信号i′(t),q′(t)通过宽带低通滤波器进行滤波，滤除位于太赫兹载波频率二倍频处的高频成分。所述的宽带低通滤波器的带宽不小于数据基带数据的传输速率Rb。由于在发送端所插入的扩频码伪随机序列导频信号c(t)的功率远低于数据基带信号m(t)的功率，故扩频码伪随机序列导频信号c(t)的插入对数据基带信号m(t)的波形影响很小，将此影响类比于噪声信号对数据基带信号m(t)波形的影响。将此宽带低通滤波器输出的I,Q两路信号分别记为i″(t),q″(t)，表达式为：
q″(t)＝n″q(t) (21)
其中，用n″i(t)表示频谱位于此宽带低通滤波器带内的I路噪声信号，用n″q(t)表示频谱位于此宽带低通滤波器带内的Q路噪声信号。由公式(20)、公式(21)知，数据基带信号集中于I路。至此，对发送端数据基带信号的恢复完成。
有益效果：
1、本发明公开的一种用于太赫兹通信的伪码辅助载波同步实现方法，采用插入低功率扩频码伪随机序列导频信号的方法，辅助进行对接收信号的载波频偏的实时精确计算，以计算结果来调整接收端本地载波的频率，实现载波同步；为减轻导频信号的添加对数据信号波形的影响，本发明限制导频信号发送功率比实际信号发送功率低20-30dB。本发明以牺牲较小的发送功率为代价，使接收端提取载波同步的电路的复杂性大大降低，经验证，本发明可应用于信噪比低至-12dB的情况下。
2、本发明公开的一种用于太赫兹通信的伪码辅助载波同步实现方法，在信息速率为数十Gbps的太赫兹通信中，为获取载波频率偏移量，接收端ADC采样时钟频率无需再为信息速率的2倍或以上，而只需数十MHz，处理数据量降低3-4个数量级，大大降低运算量和处理难度。
3、本发明公开的一种用于太赫兹通信的伪码辅助载波同步实现方法，由于伪随机序列良好的自相关性，并基于对伪随机序列捕获的FFT并行捕获算法，使得本发明能够估计与伪随机序列导频带宽同等数量级且不超过导频带宽范围的频偏。故频偏估计的动态范围极大，适用于卫星通信系统。
4、本发明公开的一种用于太赫兹通信的伪码辅助载波同步实现方法，适用于二相相移键控(Binary Phase Shift Keying,BPSK)、四相相移键控(QuadriPhase ShiftKeying,QPSK)在内的多种调制方式下的载波同步。
附图说明
图1是本发明“一种用于太赫兹通信的伪码辅助载波同步实现方法”的总体流程图；
图2是本发明“一种用于太赫兹通信的伪码辅助载波同步实现方法”的发送端结构框图；
图3是发送端基带信号频谱示意图；
图4是插入导频功率比数据信号功率低20dB时的发送端基带信号频谱图；
图5是本发明“一种用于太赫兹通信的伪码辅助载波同步实现方法”的接收端结构框图；
图6是接收端对伪随机序列导频信号进行一次捕获的原理图；
图7是信噪比为15dB，实际频偏为15MHz时，对导频信号频率偏移量进行一次捕获时的频率-相位二维搜索仿真图；
图8是接收端对伪随机序列导频信号进行二次捕获的原理图；
图9是信噪比为15dB，实际频偏为15MHz时，在一次捕获完成的基础上，对伪随机序列导频信号进行二次捕获时，低采样率ADC输出的信号与接收端本地伪随机序列PN码相乘后的信号的频谱图；
图10是捕获完成后，对伪随机序列导频信号跟踪过程中的码环工作过程图。
图11是捕获完成后，对伪随机序列导频信号跟踪过程中的载波环工作过程图。
具体实施方式
为使本发明更加清楚明白，以下结合具体实施例子，并且参照附图，对本发明进一步详细说明。
实施例1：
为验证本方法可行性，以二进制相移键控(Binary Phase Shift Keying,BPSK)调制方式为例，对这种实现方法给出具体步骤，其中用到的参数有：数据信息速率Rb：10Gbps；插入扩频码导频信号的速率Rc：30.69MHz；扩频比L：1023；太赫兹载波频率fTHz：340GHz；发送端与接收端相向运动，相对运动速度v：13235.29m/s；信噪比SNR：15dB；窄带低通滤波器带宽B：50MHz；低采样率ADC采样率fs：100MHz；宽带低通滤波器带宽：10.01GHz。
如图1所示，本实施例公开的一种用于太赫兹通信的伪码辅助载波同步实现方法，具体实现步骤如下：
步骤一，发送端结构如图2所示，数据基带信号m(t)的信息速率为Rb＝10Gbps，所插入的扩频码伪随机序列导频c(t)的速率Rc＝30.69MHz。数据基带信号m(t)与扩频码伪随机序列导频c(t)的组合信号m1(t)表示为公式(1)所示。插入了扩频码伪随机序列导频c(t)的组合基带信号m1(t)的频谱示意图如图3所示。当导频信号c(t)的功率比数据信号m(t)的功率低20dB时，组合基带信号m1(t)的频谱图如图4所示。
步骤二，将步骤一产生的组合基带信号m1(t)输入到数模转换器DAC，输出的模拟信号与频率为fTHz＝340GHz，初始相位为θ0＝0的本振太赫兹载波信号混频实现上变频后，经过功率放大器并由天线发送到无线信道。
步骤三，接收端的结构如图5所示。接收端将天线收到的无线信号通过低噪声放大器后，利用本地两路频率为fTHz的正交载波分别与低噪声放大器输出的信号相乘进行正交混频。将本地正弦载波表示为-sin(2πfTHzt+θ0)，余弦载波表示为cos(2πfTHzt+θ0)，其中fTHz＝340GHz，θ0＝0。混频之后的I,Q两路信号分别记为i(t)和q(t)，表达式如公式(5)、公式(6)所示。
收发信机相对运动产生的多普勒效应以及收发时钟频率的固有偏差都会导致载波频率的偏移，载波频率的偏移体现在接收端天线收到的信号mrece(t)的中心频率不再为fTHz，而是为fTHz+Δf。由于收发时钟频率的固有偏差与多普勒频偏fd相比小至可忽略，所以在分析时，将多普勒频偏fd与载波频率偏移Δf做等效近似，即Δf≈fd。依据公式(4)，计算在此实施例参数下，由多普勒效应引起的导频信号中心频率偏移量fd，则接收端天线收到的信号mrece(t)的载波频率相对于fTHz会有约15MHz的偏移。
步骤四，利用窄带低通滤波器对正交混频之后的I,Q两路信号i(t),q(t)进行滤波，得到基带扩频码伪随机序列导频信号。经过此低通滤波器后的I,Q路信号分别记为i0(t)和q0(t)。
利用窄带低通滤波器对正交混频之后的I,Q两路信号i(t),q(t)滤波，滤除高频部分，得到基带扩频码伪随机序列导频信号。根据第一宇宙速度v1，即在地球上发射的物体绕地球飞行作圆周运动所需的初始速度，来计算收发信机可产生的最大相对运动速度vmax。当收发信机均以第一宇宙速度v1做相对运动时，收发信机相对运动速度最大，即vmax＝2v1＝2×7.9km/s＝15.8km/s。依据公式(4)，计算得载波频率的最大偏移量(Δf)max为： 考虑在接收信号mrece(t)有最大载波频率最大偏移(Δf)max时，确保频偏信息得以保留，则所述的滤波器带宽B不小于(Δf)max+BPN＝(Δf)max+Rc＝(17.90667+30.69)MHz＝48.59667MHz，取B＝50MHz。因为扩频信号c(t)的带宽远窄于数据基带信号m(t)的带宽，所以此窄带低通滤波器滤除了大部分的数据基带信号，而剩余的位于窄带低通滤波器通带内的残余数据基带信号被认为是噪声。记经过窄带低通滤波器后的I,Q路信号分别记为i0(t)和q0(t)，表达式由公式(7)、公式(8)给出。
i0(t)和q0(t)相当于有噪声和频率偏移量Δf的基带扩频码伪随机序列导频信号。对频率偏移Δf和相位偏移量Δθ的估计即是对i0(t)与q0(t)中正余弦信号的频率估计和相位估计。
步骤五，依据奈奎斯特采样定律，为防止信号频谱发生混叠，将步骤四经过低通滤波得到的信号i0(t),q0(t)通过采样率为fs＝100MHz的模数转换器ADC转换为数字信号i0(n),q0(n)进行处理。将采样之后的I,Q两路数字信号分别记为i0(n)和q0(n)，表达式如公式(9)、公式(10)所示。i0(n),q0(n)相当于数字基带扩频码伪随机序列导频信号。
步骤六，将步骤五中低采样率模数转换器ADC采样后的信号I,Q两路合成为复数数字基带扩频码伪随机序列导频信号x(n)＝i0(n)+j·q0(n)，通过对x(n)进行捕获、跟踪，实现对导频序列频率偏移量Δf的实时精确计算，而导频序列频率偏移量即是基带信号m′(t)频率偏移量。
步骤六具体实现方法如下：
步骤6.1，运用基于快速傅里叶变换FFT的并行捕获算法来处理信号x(n)，对x(n)的频率偏移量Δf和码相位进行第一次捕获，得到频率偏移量和扩频码码相位偏移量的估计值；所述的信号x(n)为将步骤五中模数转换器ADC采样后的信号I,Q两路合成为复数信号x(n)＝i0(n)+j·q0(n)。对基带伪随机序列x(n)进行一次捕获的框图如图6所示。
步骤6.1.1，以2BPN＝61.38MHz的采样率对采样率为fs＝100MHz的信号x(n)进行重采样，取重采样后的前0.0667ms时间内的x(n)数据，记为共4092点数据。
步骤6.1.2，对做4096点的快速傅里叶变换FFT得到频域信号频率分辨率为考虑接收端导频中心频率存在偏移，需要通过对频域上的循环移位实现时域上中心频率的改变。频域上每次循环移一位，相当于时域上中心频率的中心频率改变14.98535KHz。以表示循环移i位后的频域信号，且记为的逆傅里叶变化，即则的实际意义是改变模拟正交混频的载波频率后再进行上述步骤三～五、步骤6.1.1后得到的重采样数据。
当收发信机均以第一宇宙速度做相对运动时，收发信机相对运动速度最大，为vmax＝15.8km/s，此时接收信号的载波频率偏移量达到最大，为(Δf)max＝17.90667MHz。一次捕获过程中FFT运算的频率分辨率为14.98535KHz，故理论上应使向左向右各循环移位实际工程应用时，为留有充足的余量，在左右各1200个频点处进行运算。
步骤6.1.3，对本地伪随机序列PN码c(t)也以2BPN＝61.38MHz为采样率进行采样，记采样后的信号为c(n)。对c(n)做FFT运算得到频域信号C(k)，即C(k)＝FFT[c(n)]，并记C*(k)为C(k)的共轭。
步骤6.1.4，基于快速傅里叶变换FFT与快速逆傅里叶变换IFFT的方法实现相关运算的快速运算。将C*(k)与相乘之后的结果做快速逆傅里叶变换IFFT，实现信号与PN码序列c(n)的相关运算，运算后得到的时域信号记为yi(n)，由公式(12)给出，频域信号记为Yi(k)，由公式(11)给出。
根据伪随机序列的自相关特性，当与本地伪随机序列PN码c(n)同步时，其相关序列yi(n)获得最大值；考虑接收端导频中心频率存在偏移，需要通过对频域上的循环移位实现时域上中心频率的改变；多次进行快速逆傅里叶变换IFFT运算，寻找相关运算结果yi(n)的最大值；相关运算结果yi(n)取最大值时，表示与本地伪随机序列PN码c(n)的码相位近似同步，且接收端本地太赫兹载波频率与接收到的信号mrece(t)的载波频率近似同步。
图7给出了对扩频码伪随机序列导频信号进行一次捕获时的频率-相位二维搜索仿真图。由图7知，一次捕获获取的频率偏移量Δfcap1＝15.0003369MHz。用此频率偏移量估计值Δfcap1去修正接收端进行模拟混频时本地载波信号频率，用此步骤中估计出的伪随机序列的相位偏移量去修正图7中本地伪随机序列PN码产生模块，使步骤五所述ADC采样输出的信号i0(n),q0(n)与本地伪随机序列PN码相位基本对齐。一次捕获对频偏的估计误差保持在范围内，对数字基带扩频码伪随机序列导频信号中伪随机序列码相位的估计误差保持在半个码片内。
则接收端本振频率与本地伪随机序列PN码的码相位被修正后，再由步骤五中ADC采样输出的I,Q两路信号i0(n),q0(n)的表达式由公式(12)、公式(13)给出，其中Δf-Δfcap1＝-336.9141Hz。
步骤6.2，对扩频码伪随机序列导频信号二次捕获的框图如图8所示。由于步骤6.1中对频率偏移量Δf的估计仍有Δf-Δfcap1＝-336.9141Hz的残余频偏。为了更精确的估计频率偏移量Δf，需对信号进行二次捕获。由于残余频偏Δf-Δfcap1的存在，使得经过步骤五低采样率ADC采样后的信号i0(n),q0(n)与本地伪随机序列PN码c(n)相乘之后的信号的包络呈余弦规律变化。相乘之后得到的I,Q两路信号i1(n),q1(n)的表达式由公式(15)、公式(16)给出。将相乘之后得到的I,Q两路信号i1(n),q1(n)合成复数信号x1(n)，x1(n)的表达式由公式(17)给出。
为了减小计算量，在一定时间内对相乘之后的信号x1(n)进行相干积分；为了保持足够大的残余频偏估计范围，这里仿真时是在时间内进行相干积分。此时二次捕获能估计的频偏范围是最后进行4096点FFT运算，频率分辨率为FFT运算得到的频谱在残余频偏附近处有最大幅值，二次捕获对频率偏移量的估计误差在范围内。
图9给出了FFT运算得到的频谱图。由图9知，二次捕获获取的频率偏移量Δfcap2＝-322.3Hz。将此频偏结果反馈，对接收端进行模拟混频时本地载波信号频率进行修正。至此，捕获过程完成。
步骤6.3，利用步骤6.2中得到的频偏估计值再次对本地模拟混频时的载波频率进行修正后，由步骤五中低采样率模数转换器ADC输出的采样信号x(n)中的残余频偏可降低到几十Hz。用码环对数字基带扩频码伪随机序列导频信号x(n)与接收端本地伪随机序列PN码相位的差值进行跟踪，以获得码相位差值的实时准确量，并持续保持x(n)与接收端本地伪随机序列PN码相位一致。在此基础上，通过载波环进行载波跟踪，精确计算导频序列频率偏移量Δf，持续调整接收端本地进行模拟混频时的载波信号频率，以消除步骤三得到的信号i(t),q(t)中频率偏移Δf与相位偏移Δθ的影响，即，通过对伪随机序列导频的捕获、跟踪，实现对导频信号频率偏移量Δf的精确计算，而导频信号频率偏移量即是数据基带信号m′(t)频率偏移量。图10给出了在对基带导频信号进行跟踪的过程中码环的工作过程，横坐标为仿真时间，纵坐标为码环鉴相误差，即由步骤五中ADC采样输出的I,Q两路信号i0(n),q0(n)的码相位与接收端本地伪随机序列PN码的码相位的相位误差。图11给出了在对基带导频信号进行跟踪的过程中载波环的工作过程，横坐标为仿真时间，纵坐标为载波环频率估计误差，即本步骤实时精确计算的频率偏移量与Δf-Δfcap1-Δfcap2＝-14.6141Hz之间的差值。由图11知，载波环频率估计误差最终稳定在零值处，至此，载波同步完成。
载波同步完成后，接收端本地正弦载波表示为-sin[2π(fTHz+Δf)t+(θ0+Δθ)]，余弦载波表示为cos[2π(fTHz+Δf)t+(θ0+Δθ)]。则步骤三中，将天线接收到的信号与本地正交载波进行模拟混频之后得到的I,Q两路信号的表达式修改为如公式(18)，公式(19)所示，记模拟混频之后得到的I,Q两路信号分别为i′(t),q′(t)。
步骤七，将步骤六中得到的I,Q两路信号i′(t),q′(t)通过宽带低通滤波器进行滤波，滤波后的I路信号即是频率偏移量已被修正的数据基带信号。
将步骤六中得到的I,Q两路信号i′(t),q′(t)通过宽带低通滤波器进行滤波，滤除位于太赫兹载波频率二倍频处的高频成分。所述的宽带低通滤波器的带宽不小于数据基带数据的传输速率Rb＝10GHz，取宽带低通滤波器的带宽为10.01GHz。由于在发送端所插入的扩频码伪随机序列导频信号c(t)的功率远低于数据基带信号m(t)的功率，故扩频码伪随机序列导频信号c(t)的插入对数据基带信号m(t)的波形影响很小，将此影响类比于噪声信号对数据基带信号m(t)波形的影响。将此宽带低通滤波器输出的I,Q两路信号分别记为i″(t),q″(t)，表达式由公式(20)、公式(21)给出。由公式(20)、公式(21)知，数据基带信号集中于I路。至此，对发送端数据基带信号的恢复完成。
以上所述的具体描述，对发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施例而已，并不用于限定本发明的保护范围，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (7)

1.一种用于太赫兹通信的伪码辅助载波同步实现方法，其特征在于：包括如下步骤，
步骤一，发送端在数据基带信号中插入低功率扩频码伪随机(Pseudo-Noise Code,PN)序列导频信号；
发送端在信息速率为Rb的数据基带信号m(t)中插入速率为Rc的低功率扩频码伪随机(Pseudo-Noise Code,PN)序列导频信号c(t)，即，基带信号m1(t)是数据基带信号m(t)与扩频码伪随机序列导频信号c(t)的组合信号，表示为：
m1(t)＝m(t)+c(t) (1)
所述的扩频码伪随机序列导频信号c(t)为经过直接序列扩频的伪随机序列；扩频码伪随机序列导频信号c(t)的带宽需远窄于数据基带信号m(t)的带宽，扩频码伪随机序列导频信号c(t)的功率远低于数据基带信号m(t)的功率；
步骤二，将插入了低功率扩频码伪随机序列导频c(t)的基带信号m1(t)输入至数模转换器DAC，数模转换器DAC输出的模拟信号与频率为fTHz的太赫兹载波进行模拟混频，使DAC输出的模拟信号的频谱搬移至太赫兹频段，再经过功率放大器由天线发送到无线信道；发送至无线信道的信号msend(t)表示为：
msend(t)＝m1(t)cos(2πfTHzt+θ0) (2)
其中，fTHz为太赫兹载波的频率，θ0为太赫兹载波的初始相位；
步骤三，接收端将天线收到的无线信号通过低噪声放大器后，利用本地两路频率为fTHz的正交载波分别与低噪声放大器输出的信号相乘进行正交混频，得到I,Q两路基带信号i(t)和q(t)；
步骤四，利用窄带低通滤波器对正交混频之后的I,Q两路信号i(t),q(t)进行滤波，滤除高频部分；经过窄带低通滤波器后的I,Q路信号分别记为i0(t)和q0(t)；
步骤五，依据奈奎斯特采样定率，将步骤四所得i0(t)和q0(t)信号通过低采样率ADC进行采样，转换为数字信号i0(n)和q0(n)进行处理；
步骤六，将步骤五中模数转换器ADC采样后的I,Q两路信号i0(n),q0(n)合成为复数数字基带扩频码伪随机序列导频信号x(n)＝i0(n)+j·q0(n)，通过x(n)进行捕获、跟踪，实现对扩频码伪随机序列导频信号c(t)频率偏移量Δf的实时精确计算；而扩频码伪随机序列导频信号c(t)与数据基带信号m(t)共用同一载波，所以扩频码伪随机序列导频信号c(t)的频率偏移量即是数据基带信号m(t)的频率偏移量；将实时精确计算出的导频序列频率偏移量Δf反馈至步骤三中所述的接收端混频部分的本地正交载波发生器，通过载波频率补偿，使接收端本地载波频率和接收端天线收到的信号mrece(t)的载波频率保持动态同步，即实现在太赫兹通信中低信噪比、低采样率条件下的载波同步；将载波同步之后，接收端模拟正交混频后得到的I,Q两路信号分别记为i′(t),q′(t)。
2.如权利要求1所述的一种用于太赫兹通信的伪码辅助载波同步实现方法，其特征在于：还包括步骤七，将步骤六中得到的I,Q两路信号i′(t),q′(t)通过宽带低通滤波器进行滤波，滤波后的I路信号即是频率偏移量已被修正的数据基带信号。
3.如权利要求1或2所述的一种用于太赫兹通信的伪码辅助载波同步实现方法，其特征在于：步骤三具体实现方法为，
由于信道噪声以及接收机启动时间随机性的影响，接收端信号mrece(t)表示为：
其中，n(t)表示信道噪声，m′send(t)表示接收信号中的有用信号，Δf载波频率偏移，Δθ为载波相位偏移，载波频率偏移Δf和载波相位偏移Δθ引入因素包括由于收发信机的时钟不同步和接收机启动时间的随机性；收发信机相对运动产生的多普勒效应以及收发时钟频率的固有偏差都会导致载波频率的偏移；由于收发时钟频率的固有偏差与多普勒频偏fd相比小至可忽略，所以在分析时，将多普勒频偏fd与载波频率偏移Δf做等效近似，即Δf≈fd；多普勒频偏fd计算公式为：
其中，v为收发信机的相对运动速度，c为光速；
接收端将天线收到的无线信号通过低噪声放大器后，利用本地两路频率为fTHz的正交载波分别与低噪声放大器输出的信号相乘进行混频；将本地正弦载波表示为-sin(2πfTHzt+θ0)，余弦载波表示为cos(2πfTHzt+θ0)；混频之后的I,Q两路信号分别记为i(t)和q(t)，表达式如下：
4.如权利要求3所述的一种用于太赫兹通信的伪码辅助载波同步实现方法，其特征在于：步骤四具体实现方法为，
利用窄带低通滤波器对正交混频之后的I,Q两路信号i(t),q(t)滤波，滤除高频部分，得到有偏移量的基带扩频码伪随机序列导频信号；发送端扩频码伪随机序列导频信号c(t)的带宽为BPN＝Rc；由于收发信机之间相对运动的速度v不确定，导致无法确定频率偏移量Δf，所以将i(t),q(t)分别通过带宽为B的窄带低通滤波器，所述的窄带低通滤波器带宽B不小于Δf+BPN，以确保频偏信息得以保留；因为扩频码伪随机序列导频信号c(t)的带宽远窄于数据基带信号m(t)的带宽，所以此窄带低通滤波器滤除大部分的数据基带信号，而剩余的位于窄带低通滤波器通带内的残余数据基带信号被认为是噪声；将经过窄带低通滤波器后的I,Q路信号分别记为i0(t)和q0(t)：
其中，和分别为I,Q路的噪声信号，噪声信号包括信道噪声以及频谱位于窄带低通滤波器通带内的数据基带信号；式(7)、(8)中i0(t)和q0(t)相当于有噪声和频率偏移量Δf的基带扩频码伪随机序列导频信号；对频率偏移Δf和相位偏移量Δθ的估计即是对i0(t)与q0(t)中正余弦信号的频率估计和相位估计。
5.如权利要求4所述的一种用于太赫兹通信的伪码辅助载波同步实现方法，其特征在于：步骤五具体实现方法为，
依据奈奎斯特采样定律，为了防止信号频偏发生混叠，采样率fs需不小于窄带低通滤波器带宽B的两倍；将I,Q两路信号i0(t)和q0(t)通过采样率为fs≥2B的低采样率模数转换器ADC进行采样，变为数字信号进行处理；将采样之后的I,Q两路数字信号分别记为i0(n)和q0(n)，表示如下：
i0(n),q0(n)相当于数字基带扩频码伪随机序列导频信号。
6.如权利要求5所述的一种用于太赫兹通信的伪码辅助载波同步实现方法，其特征在于：步骤六具体实现方法为，
步骤6.1，运用基于快速傅里叶变换FFT的并行捕获算法来处理信号x(n)，对x(n)的频率偏移量Δf和码相位进行第一次捕获，得到频率偏移量和扩频码码相位偏移量的估计值；所述的信号x(n)为将步骤五中模数转换器ADC采样后的信号I,Q两路合成为复数数字基带扩频码伪随机序列导频信号x(n)＝i0(n)+j·q0(n)；
步骤6.1.1，以2BPN的采样率对采样率为fs的信号x(n)进行重采样，取重采样后的前4L点数据，记为后续根据对的分析，寻找x(n)的频率偏移和码相位偏移；
步骤6.1.2，对做FFT变换得到频域信号考虑接收端扩频码伪随机序列导频信号的中心频率存在偏移，需要通过对频域上的循环移位实现时域上中心频率的改变；以表示循环移i位后的频域信号，且记为的逆傅里叶变化，即则的实际意义相当于改变模拟正交混频的载波频率后再进行上述步骤三～五、步骤6.1.1后得到的重采样数据；
步骤6.1.3，对伪随机序列PN码c(t)也以2BPN为采样率进行重采样，记重采样后的信号为c(n)；对c(n)做FFT运算得到频域信号C(k)，即C(k)＝FFT[c(n)]，并记C*(k)为C(k)的共轭；
步骤6.1.4，基于快速傅里叶变换FFT与快速逆傅里叶变换IFFT的方法实现相关运算的快速运算；将与相乘之后的结果做快速逆傅里叶变换IFFT，实现信号与本地伪随机序列PN码c(n)的相关运算，运算后得到的时域信号记为yi(n)，频域信号记为Yi(k)，则：
其中，根据伪随机序列的自相关特性，当与本地伪随机序列PN码c(n)同步时，其相关序列yi(n)获得最大值；考虑接收端导频中心频率存在偏移，需要通过对频域上的循环移位实现时域上中心频率的改变；多次进行快速逆傅里叶变换IFFT运算，寻找相关运算结果yi(n)的最大值；相关运算结果yi(n)取最大值时，表示与本地伪随机序列PN码c(n)近似同步；
用此步骤中估计出的导频信号频率偏移量Δfcap1去修正步骤三中模拟正交混频的载波频率，用此步骤中估计出的伪随机序列的相位偏移量去修正本地伪随机序列PN码产生模块，使步骤五所述ADC采样输出的信号i0(n),q0(n)与本地伪随机序列PN码相位基本对齐；则接收端本振频率与本地伪随机序列PN码的码相位被修正后，再由步骤五中ADC采样输出的I,Q两路信号i0(n),q0(n)表示为：
其中，c′(n)为相位与本地伪随机序列PN码相位近似对齐的伪随机序列导频；
步骤6.2，由于步骤6.1中对频率偏移量Δf的估计精度较低，为了更精确的估计频率偏移，需对信号进行二次捕获；由于一次捕获后信号中仍存在残余频偏Δf-Δfcap1，使得经过步骤五低采样率ADC采样后的信号i0(n),q0(n)与本地伪随机序列PN码c(n)相乘之后的信号的包络呈余弦规律变化；相乘之后得到的I,Q两路信号分别为i1(n),q1(n)：
其中，c′(n)为相位与本地伪随机序列PN码相位近似对齐的伪随机序列导频，故c′(n)与c(n)相乘后的结果为常数，记常数为A；表示I路中由噪声信号与伪随机序列c(n)相乘引入的噪声，表示Q路中由噪声信号与伪随机序列c(n)相乘引入的噪声；将相乘之后得到的I,Q两路信号i1(n),q1(n)合成复数信号x1(n)：
其中
对复数信号x1(n)做快速傅里叶变换FFT，会在频率Δfcap2约为残余频偏Δf-Δfcap1处出现峰值；对复数信号x1(n)做快速傅里叶变换FFT的频率分辨率决定了二次捕获得出的频率偏移量Δfcap2的精确度，FFT的频率分辨率越小，二次捕获得出的频率偏移量Δfcap2的精确度越高；
步骤6.3，用码环对由步骤五所述的i0(n),q0(n)的扩频码码相位与接收端本地伪随机序列PN码的码相位的差值进行跟踪，以获得码相位的实时准确偏差值，并持续保持i0(n),q0(n)与接收端本地伪随机序列PN码的码相位一致；在此基础上，通过载波环对导频序列频率偏移量Δf进行跟踪，将实时精确计算出的导频序列频率偏移量Δf反馈至步骤三中所述的接收端正交混频部分的本地载波发生器，通过载波频率补偿，以消除步骤三中模拟混频得到的信号i(t)和q(t)中含有的频率偏移Δf与相位偏移Δθ，使接收端本地载波频率和接收端天线收到的信号mrece(t)的载波频率保持动态同步，即实现在太赫兹通信中低信噪比、低采样率条件下的载波同步；
载波同步完成后，接收端本地正弦载波表示为-sin[2π(fTHz+Δf)t+(θ0+Δθ)]，余弦载波表示为cos[2π(fTHz+Δf)t+(θ0+Δθ)]；则步骤三中，将天线接收到的信号与本地正交载波进行模拟混频之后得到的I,Q两路信号的表达式修改为如公式(18)，公式(19)所示，记模拟混频之后得到的I,Q两路信号分别为i′(t),q′(t)：
7.如权利要求6所述的一种用于太赫兹通信的伪码辅助载波同步实现方法，其特征在于：步骤七具体实现方法为，
将步骤六中得到的I,Q两路信号i′(t),q′(t)通过宽带低通滤波器进行滤波，滤除位于太赫兹载波频率二倍频处的高频成分；所述的宽带低通滤波器的带宽不小于数据基带数据的传输速率Rb；由于在发送端所插入的扩频码伪随机序列导频信号c(t)的功率远低于数据基带信号m(t)的功率，故扩频码伪随机序列导频信号c(t)的插入对数据基带信号m(t)的波形影响很小，将此影响类比于噪声信号对数据基带信号m(t)波形的影响；将此宽带低通滤波器输出的I,Q两路信号分别记为i″(t),q″(t)，表达式为：
q″(t)＝n″q(t) (21)
其中，用n″i(t)表示频谱位于此宽带低通滤波器带内的I路噪声信号，用n″q(t)表示频谱位于此宽带低通滤波器带内的Q路噪声信号；由公式(20)、公式(21)知，数据基带信号集中于I路；至此，对发送端数据基带信号的恢复完成。
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