JPH08279775A - 無線通信機用送受信装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】回路規模を小型化し、消費電力を低減し、低コ
ストを実現し、携帯用の無線通信端末に適用するのに適
する無線通信機用送受信装置を提供する。 【解決手段】受信信号から搬送波周波数帯域の信号を抽
出するフィルタ（３３、３５）と、フィルタにより抽出
された搬送波周波数帯域の信号を受信ローカル信号によ
り所望周波数の信号に変換する周波数変換手段（３６、
３９）と、搬送波周波数帯域の送信ローカル信号を送信
データにより変調する変調手段（４３）と、受信ローカ
ル信号と前記送信ローカル信号とを時分割的に切換えて
発生するローカル信号発生手段（４５、４６、４７、４
８、４９）とを具備する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、無線通信機、例え
ばＴＤＭＡ−ＴＤＤ方式の無線通信システムにおける通
信端末に使われる送受信装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来のＴＤＭＡ（Time Division Multip
le Access ：時分割多元接続）−ＴＤＤ（Time Divisio
n Duplex：時分割デュープレクス）方式の無線通信シス
テムにおける通信端末に用いられる送受信装置には、間
接変調方式と直接変調方式という２通りの方式がある。
間接変調方式はアップコンバージョン方式とも称され
る。

【０００３】先ず、間接変調方式の送受信装置の従来例
の一例を図１を参照して説明する。アンテナ２は送受信
兼用アンテナであり、アンテナ２と受信回路部／送信回
路部との間には、アンテナ２を受信回路部、送信回路部
のいずれか一方に切り替えるためのスイッチ（ＳＷ）３
が設けられる。

【０００４】受信回路部は、誘電体バンドパスフィルタ
（ＢＰＦ）４、第１のアンプとしてのローノイズアンプ
５、誘電体バンドパスフィルタ６、第１ミキサ７、バン
ドパスフィルタ８、第２のアンプ９、第２ミキサ１０、
バンドパスフィルタ１１、リミッタ（ＬＩＭ）１２、受
信レベル検出器（ＲＳＳＩ）１３により構成される。こ
の受信回路部はダブルスーパーヘテロダイン方式とも呼
ばれる。送信回路部は、誘電体バンドパスフィルタ１
４、ハイパワーアンプ１５、誘電体バンドパスフィルタ
１６、アップミキサ１７及び直交変調器（ＩＱ変調器）
１８により構成される。

【０００５】送受信装置は、さらに、第１の位相ロック
ループ（ＰＬＬ）回路１９、第１の電圧制御発振器（Ｖ
ＣＯ）２０及びスイッチ２１、２２により構成され、第
１ミキサ７へ供給される第１の受信用ローカル信号及び
アップミキサ１７へ供給されるアップコンバート用ロー
カル信号を生成する第１のローカル信号生成回路部と、
第２のＰＬＬ回路２３、第２のＶＣＯ２４及びスイッチ
２５、２６により構成され、第２ミキサ１０に供給され
る第２の受信用ローカル信号及び直交変調器１８に供給
されるローカル信号を生成する第２のローカル信号生成
回路部と、第１のＰＬＬ回路１９及び第２のＰＬＬ回路
２３に基準発振信号を供給する温度補償クリスタル発振
器（ＴＣＸＯ）回路２７とを具備する。なお、図示して
はいないが、第１、第２のＰＬＬ回路１９、２３には制
御回路部からＶＣＯの発振周波数を決めるための制御デ
ータが供給される。

【０００６】このような間接変調方式の送受信装置にお
いて、アンテナ２で受信された無線信号は、スイッチ３
を介して受信回路部に入力され、１段目の誘電体バンド
パスフィルタ４によって搬送波周波数帯（１８９５．１
５〜１９１７．９５ＭＨｚ）を含む所定周波数帯の信号
が無線信号から抽出される。抽出された信号がローノイ
ズアンプ５により所定の増幅率で増幅され、２段目の誘
電体バンドパスフィルタ６に供給され、フィルタ６によ
ってさらに、搬送波周波数帯近傍の周波数信号のみが抽
出される。フィルタ６の出力は、第１ミキサ７に供給さ
れ、スイッチ２１を介して第１のローカル信号生成回路
部から供給される第１の受信用ローカル信号（１６５
５．１〜１８６８．７５ＭＨｚ）によって周波数変換さ
れ、２４０．０５ＭＨｚの中間周波数信号とされる。

【０００７】ここで、 誘電体バンドパスフィルタ４、６
の周波数特性を図２に示す。誘電体バンドパスフィルタ
は帯域が広いので、搬送波周波数帯（１８９５．１５〜
１９１７．９５ＭＨｚ）の７５％である１４１５．０５
〜１４３７．８５ＭＨｚ帯でイメージ周波数帯を設計す
ることになり、このイメージ周波数帯に合わせて第１の
受信用ローカル信号の設定周波数帯を設定するので、第
１の受信用ローカル信号を１６５５．１〜１６７７．９
ＭＨｚと低くせざるをえず、第１ミキサ７の出力する中
間周波数が２４０．０５ＭＨｚと高くならざるを得なか
った。このため、受信用に第１と第２のＰＬＬ回路１
９、２３を設ける必要があった。

【０００８】この中間周波数信号がバンドパスフィルタ
８に入力され、ノイズ成分が除去されてから、第２のア
ンプ９により所定の増幅率で増幅される。アンプ９の出
力が第２ミキサ１０に供給され、スイッチ２５を介して
第２のローカル信号生成回路部から供給される第２の受
信用ローカル信号（２２９．２５ＭＨｚ）により周波数
変換され、１０．８ＭＨｚの中間周波数信号とされ、こ
れにより所望の信号が出力される。この出力信号がさら
にバンドパスフィルタ１１に供給され、不要周波数帯の
信号が除去された後、リミッタ１２とＲＳＳＩ１３に供
給される。

【０００９】出力信号は、リミッタ１２により振幅の上
下が所定レベルでカットされ、後段の図示しないモデム
部に位相成分として出力されるとともに、ＲＳＳＩ回路
１３により受信レベルが検出され、後段の図示しない制
御回路部に振幅成分として出力される。

【００１０】送信の場合は、図示しないモデム部から送
信回路部に入力されるベースバンド信号Ｉ，Ｑが直交変
調器１８に供給され、このＩ，Ｑ信号がスイッチ２６を
介して第２のローカル信号生成回路部より入力されるロ
ーカル信号（２２９．２５ＭＨｚ）を変調し、変調信号
がアップミキサ１７によりスイッチ２２を介して第１の
ローカル信号生成回路部より入力されるアップコンバー
ト用ローカル信号（１６６５．９〜１６８８．７ＭＨ
ｚ）により搬送周波数帯域の信号に周波数変換（アップ
コンバート）される。

【００１１】ミキサ１７の出力成分は、さらに誘電体バ
ンドパスフィルタ１６によりローカル成分（１６６５．
９〜１６８８．７ＭＨｚ）成分と２２９．２５ＭＨｚの
変調波成分が除去され、搬送波周波数帯の変調信号（１
８９５．１５〜１９１７．９５ＭＨｚ）だけが抽出され
る。フィルタ１６の出力はハイパワーアンプ１５により
所定の増幅率で増幅された後、バンドパスフィルタ１６
と同様の目的で設けられた誘電体バンドパスフィルタ１
４により上記ローカル成分と２２９．２５ＭＨｚの変調
波成分をさらに除去し、スイッチ３を介してアンテナ２
から無線信号として送信される。

【００１２】このような間接変調方式の無線送信装置に
あっては、送信回路部において、ベースバンド信号Ｉ，
Ｑが第２のローカル信号生成回路部及び直交変調器１８
により一旦２２９．２５ＭＨｚの信号に変調された後、
第１のローカル信号生成回路部及びアップミキサ１７に
より１８９５．１５〜１９１７．９５ＭＨｚの搬送波周
波数帯域の信号にアップコンバートされている。そのた
め、発振周波数が１６６５．９〜１６８８．７ＭＨｚの
第１のローカル信号生成回路部と、発振周波数が２２
９．２５ＭＨｚの第２のローカル信号生成回路部という
二つのローカル信号生成部が必要であり、回路規模が大
きくなると共に、送信の際の消費電力が大きくなってし
まうという問題点があった。

【００１３】さらに、第１のローカル信号生成回路部と
第２のローカル信号生成回路部では、二つの第１のＰＬ
Ｌ回路１９及び第１のＶＣＯ２０と第２のＰＬＬ回路２
３及び第２のＶＣＯ２４が必要となるため、回路規模が
大きくなって、これらの回路を集積する際、ＬＳＩチッ
プサイズが大型化してコストアップを招くという問題点
もあった。

【００１４】また、アップコンバート用のアップミキサ
１７においては、搬送波周波数に周波数変換する際に妨
害波となるスプリアス成分が多く発生してしまうため、
そのスプリアス成分を除去するために誘電体バンドパス
フィルタ１４、１６が送信回路部に必須であり、これに
よっても装置のコストアップと回路規模の大型化を招く
という問題があった。

【００１５】また、アップコンバート用ミキサ１７自体
の消費電力が大きいため、更に送信時の消費電力を大き
くしてしまうという問題もあった。

【００１６】図３は、図１の回路のタイミングチャート
である。８つのタイムスロットで１回の送信、１回の受
信を行う。送信、受信スロットでは５つの回路が動作状
態（ａｃｔ）状態である。それ以外の、タイムスロット
では１つの回路が動作状態であり、４つの回路がパワー
セーブ状態である。パワーセーブ状態は電源がオフでは
ないので、いくらかの電力を消費している。

【００１７】図４はもう一つの方式である直接変調方式
の送信装置の従来例の回路図、図５はそのタイミングチ
ャートである。

【００１８】受信回路部は図１の従来例と同じである。
送信回路部とローカル信号生成回路部が異なる。

【００１９】送信回路部はハイパワーアンプ３０、直交
変調器３１により構成される。第１のローカル信号生成
回路部は受信用と送信用の２つの回路部ユニットに分け
られ、受信用ユニットは受信用ＰＬＬ回路３２、受信用
ＶＣＯ３４からなり、送信用ユニットは送信用ＰＬＬ回
路３３、送信用ＶＣＯ３５からなる。受信用ＶＣＯ３４
の出力は図１に示した第１のＶＣＯ回路２０の出力と同
じ周波数（１６５５．１〜１６７７．９ＭＨｚ）であ
り、第１ミキサ７に供給され、送信用ＶＣＯ３５の出力
は直交変調器３１に供給される。第２ミキサ１０へ供給
される第２のローカル信号（図１に示した第２のＶＣＯ
２４の出力と同じ周波数、すなわち２２９．２５ＭＨ
ｚ）を生成する第２のローカル信号生成回路部は第２の
ＰＬＬ回路３６、第２のＶＣＯ３７により構成される。
ＴＣＸＯ回路３８の発振信号（１９．２ＭＨｚ）がＰＬ
Ｌ回路３２、３３及び第２のＰＬＬ回路３６に基準発振
信号として供給される。

【００２０】送信の場合、図示しないモデム部から送信
回路部に入力されるベースバンド信号Ｉ，Ｑが直交変調
器３１に供給され、Ｉ，Ｑ信号により第１のローカル信
号生成回路部の送信用の回路部ユニットより供給される
搬送波周波数帯域の送信用ローカル信号（１８９５．１
５〜１９１７．９５ＭＨｚ）が変調され、搬送波帯域の
変調信号がハイパワーアンプ３０により所定の増幅率で
増幅された後、スイッチ３を介してアンテナ２から無線
信号として送信される。

【００２１】このような直接変調方式によれば、送信回
路部においてアップミキサ１７が不要となり、図１の従
来例のようなローカル信号成分と２２９．２５ＭＨｚ等
の変調波成分が無いので、誘電体バンドパスフィルタ１
４、１６が不要である。しかし、第１のローカル信号は
送信用と受信用とが異なる周波数の信号であるので、第
１のローカル信号生成回路部は２つの回路ユニットから
構成され、ＰＬＬ回路、ＶＣＯが２つ必要であり、総合
的には回路規模は大型化する。このように、送信回路部
の構成が簡単になるが、制御が複雑なため、全体として
は複雑になり、大型化してしまい、消費電力も増える。
図５のタイミングチャートに示すように、送信、受信ス
ロットでは５つの回路が動作状態（ａｃｔ）状態であ
り、２つの回路がパワーセーブ状態である。それ以外
の、タイムスロットでは１つの回路が動作状態であり、
６つの回路がパワーセーブ状態である。

【００２２】

【発明が解決しようとする課題】以上説明したように、
従来の送受信装置は間接変調方式にしても直接変調方式
にしても、回路規模を小型化し、消費電力を低減し、低
コストを実現することは困難であった。そのため、携帯
用の無線通信端末に適用するのに、適さなかった。

【００２３】本発明の目的は、回路規模を抑制するとと
もに消費電力を低減して低コスト化を実現し、携帯用無
線通信端末に用いるのに好適な送受信装置を提供するこ
とである。

【００２４】

【課題を解決するための手段】本発明による送受信装置
は受信信号から搬送波周波数帯域の信号を抽出するフィ
ルタ手段と、前記フィルタ手段により抽出された搬送波
周波数帯域の信号を受信ローカル信号により所望周波数
の信号に変換する周波数変換手段と、搬送波周波数帯域
の送信ローカル信号を送信データにより変調する変調手
段と、前記受信ローカル信号と前記送信ローカル信号と
を時分割的に切換えて発生するローカル信号発生手段と
を具備することを特徴とする。

【００２５】本発明による送受信装置によれば、受信信
号を復調する際に必要とされるローカル信号と、送信信
号を変調する際に必要とされるローカル信号を、一つの
ローカル信号生成手段で生成することができ、送受信装
置を構成する回路ブロック数を削減して回路規模を小さ
くすることができるとともに、送受信動作中の消費電力
をを低減することができその結果、送受信装置の低コス
ト化を実現することができる。

【００２６】

【発明の実施の形態】以下図面を参照して本発明による
送受信装置の実施形態を説明する。図６は第１実施形態
の構成を示すブロック図である。アンテナ３１は送受信
兼用アンテナであり、アンテナ３１と受信回路部／送信
回路部との間には、アンテナ３１を受信回路部、送信回
路部のいずれか一方に切り替えるためのスイッチ３２が
設けられる。

【００２７】受信回路部は、弾性表面波（ＳＡＷ）バン
ドパスフィルタ３３、第１のアンプとしてのローノイズ
アンプ（ＬＮＡ）３４、ＳＡＷバンドパスフィルタ３
５、第１ミキサ３６、バンドパスフィルタ３７、第２の
アンプ３８、第２ミキサ３９、バンドパスフィルタ４
０、リミッタ４１、ＲＳＳＩ４２により構成される。Ｓ
ＡＷバンドパスフィルタは第１ミキサのイメージリジェ
クションを十分に行う為とローカルリークを防止するた
めに、２段構成となっている。図６では、２段のＳＡＷ
バンドパスフィルタ３３、３５の間に第１のアンプ３４
が設けられているが、バンドパスフィルタ３３、３５を
連続して接続して、２段目のバンドパスフィルタ３５の
後段に第１のアンプ３４を接続しても良い。また、バン
ドパスフィルタは必ずしもＳＡＷフィルタで構成しなく
てもよく、後述する周波数特性を実現できるものであれ
ば何でも良い。例えば、送信時においては搬送波周波数
の利得が下がらない工夫を、受信時においては希望波成
分の通過損失が大きくならない工夫をすれば、誘電体フ
ィルタを多数段接続して実現しても良い。

【００２８】送信回路部は、ハイパワーアンプ（ＨＰ
Ａ）４４、直交変調器４３により構成される。

【００２９】ローカル信号生成回路部は、ＰＬＬ回路４
６、ＶＣＯ４７、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）５０及び
スイッチ４８、４９により構成され、第１ミキサ３６へ
供給される受信用第１ローカル信号及び直交変調器４３
に供給される送信用ローカル信号を生成する。ＴＣＸＯ
回路４５は、ＰＬＬ回路４６に基準発振信号を供給す
る。ＰＬＬ回路４６には、図示してはいないが、制御回
路からＶＣＯ４７の発振周波数を決めるための制御信号
が供給される。

【００３０】本実施形態の送受信装置はフィルタ、発信
器以外の部分は破線で示すように２つのユニットに集積
可能である。１つはスイッチ３２、ＬＮＡ３４、ＨＰＡ
４４、直交変調器４３からなるユニットであり、他はミ
キサ３６、３９、アンプ３８、リミッタ４１、ＲＳＳＩ
４２、ＰＬＬ４６、スイッチ４８、４９からなるユニッ
トである。

【００３１】次に、本実施形態の動作を説明する。

【００３２】アンテナ３１で受信された無線信号は、ス
イッチ３２を介して受信回路部に入力され、ＳＡＷバン
ドパスフィルタ３３によって搬送波周波数帯（１８９
５．１５〜１９１７．９５ＭＨｚ）を含む所定周波数帯
の信号が無線信号から抽出される。フィルタ３３の周波
数特性を図７に示す。ＳＡＷバンドパスフィルタ３３
は、急峻な周波数特性を実現できるので、搬送波周波数
帯の９５％である１７９６．７５〜１８１９．５５ＭＨ
ｚ帯を除去すべき受信妨害波（第１ミキサのイメージ周
波数信号）とするように設計できる。

【００３３】ＳＡＷバンドパスフィルタ３３の出力はロ
ーノイズアンプ３４に供給され、所定の増幅率で増幅さ
れ、ＳＡＷバンドパスフィルタ３５に供給される。

【００３４】ＳＡＷバンドパスフィルタ３５（特性は図
７と同じ）は、ローノイズアンプ３４から供給される増
幅信号から搬送波周波数帯近傍の周波数帯信号を抽出し
て第１ミキサ３６に出力する。

【００３５】第１ミキサ３６は、ＳＡＷバンドパスフィ
ルタ３５から入力される搬送波周波数帯域の信号を、ス
イッチ４８を介してローカル信号生成回路部から入力さ
れる受信用第１のローカル信号（１８４５．９５〜１８
６８．７５ＭＨｚ）により４９．２ＭＨｚの中間周波数
信号に変換して、バンドパスフィルタ３７に出力する。

【００３６】バンドパスフィルタ３７は、第１ミキサ３
６から出力される中間周波数信号から不要周波数帯の信
号（第２ミキサのイメージ周波数信号）を除去して第２
のアンプ３８に出力する。第２のアンプ３８は、バンド
パスフィルタ３７から入力される中間周波数信号を所定
の増幅率で増幅して第２ミキサ３９に出力する。

【００３７】第２ミキサ３９は、第２のアンプ３７で増
幅された４９．２ＭＨｚの中間周波数信号を、ＴＣＸＯ
回路４５から供給される第２のローカル信号（３８．４
ＭＨｚ）により１０．８ＭＨｚのベースバンド信号に周
波数変換してバンドパスフィルタ４０に出力する。

【００３８】バンドパスフィルタ４０は、第２ミキサ３
９から入力されるベースバンド信号から不要周波数帯の
信号を除去してリミッタ４１及びＲＳＳＩ４２に出力す
る。

【００３９】リミッタ４１は、バンドパスフィルタ４０
から入力されるベースバンド信号の振幅の上下を所定レ
ベルでカットして後段の図示しないモデム部に位相成分
として供給する。ＲＳＳＩ回路４２は、バンドパスフィ
ルタ４０から入力されるベースバンド信号の受信レベル
を検出して後段の図示しない制御回路部に振幅成分とし
て供給する。

【００４０】送信回路部においては、直交変調器４３
は、図示しないモデム部から送信回路部に入力されるベ
ースバンド信号Ｉ，Ｑに基づいて、スイッチ４９を介し
てローカル信号生成回路部より入力される送信用ローカ
ル信号（１８９５．１５〜１９１７．９５ＭＨｚ）を変
調して変調信号を生成して、ハイパワーアンプ４４に出
力する。ハイパワーアンプ４４は、直交変調器４３から
入力される搬送波帯域の変調信号を所定増幅率で増幅し
て、スイッチ３２を介してアンテナ３１から無線信号と
して送信する。

【００４１】ＴＣＸＯ回路４５は、３８．４ＭＨｚの基
準発振信号を発振する発振回路であり、その基準発振信
号をＰＬＬ回路４６に出力するとともに、第２ミキサ３
９へ第２のローカル信号として供給する。ＰＬＬ回路４
６は、ＴＣＸＯ回路４５から入力される基準発振信号に
よりＶＣＯ４７の出力信号を目的周波数に固定するよう
に制御する。

【００４２】ＶＣＯ４７は、ＰＬＬ回路４６から入力さ
れる基準発振信号の電圧変化に基づいて受信回路部の第
１ミキサ３６に供給する受信用第１のローカル信号（１
８４５．９５〜１８６８．７５ＭＨｚ）と、送信回路部
の直交変調器４３に供給する送信用ローカル信号（１８
９５．１５〜１９１７．９５ＭＨｚ）を生成する。

【００４３】なお、ローパスフィルタ５０はＶＣＯ４７
の発振周波数の整数倍のハーモニクス成分を除去する機
能を有する。これにより、ローカル信号の周波数を精度
よく制御でき、ＶＣＯ４７として出力特性の線形性の悪
い安価なＶＣＯを用いることができる。そのため、ＶＣ
Ｏ４７の線形性が良ければ、ローパスフィルタ５０は設
ける必要はない。

【００４４】以上説明したように、本実施形態の送受信
装置においては、受信回路部入力段のバンドパスフィル
タを、１８９５．１５〜１９１７．９５ＭＨｚ帯の信号
を通過させるＳＡＷバンドパスフィルタ３３、３５で構
成したことによって、図７に示したように、搬送波周波
数帯の９５％である１７９６．７５〜１８１９．５５Ｍ
Ｈｚ帯を除去すべき受信妨害波の周波数帯域（第１ミキ
サのイメージ周波数）とすることができる。なお、図１
に示した従来の受信回路部の入力段に使用された誘電体
バンドパスフィルタ４、５の周波数特性は、図２に示す
ようになっていたため、搬送波周波数帯の７５％である
１４１５．０５〜１４３７．８５ＭＨｚ帯をイメージ周
波数帯としていたため、このイメージ周波数帯に合わせ
て第１の受信用ローカル信号の設定周波数帯を設定する
ことになり、第１ミキサ７で変換する中間周波数帯を低
くすることができなかった。しかし、本実施形態によれ
ば、ＳＡＷフィルタの通過周波数帯に合わせて送受信シ
ステムのイメージ周波数帯を設計することにより、第１
の受信用ローカル信号の周波数を高くすることができ、
第１ミキサ３６の出力中間周波数を低くすることができ
る。

【００４５】本実施形態のローカル信号生成回路部のロ
ーカル周波数帯は、次式に示すように設計される。

【００４６】 １８９５．１５−（１８９５．１５−１７９６．７５）／２ ＝１８４５．９５ＭＨｚ （１） １９１７．９５−（１９１７．９５−１８１９．５５）／２ ＝１８６８．７５ＭＨｚ （２） したがって、第１ミキサ３６により生成される中間周波
数は４９．２ＭＨｚと、図１に示した従来の受信回路部
の中間周波数２４０．０５ＭＨｚに比べて非常に低い周
波数とすることができる。そのため、受信回路部の第２
ミキサのローカル信号の周波数を低くすることができ、
第２のローカル信号は発振回路の出力をそのまま使用で
き、 ＰＬＬ回路を用いないで済む。例えば、ベースバ
ンド周波数を従来と同様に１０．８ＭＨｚとすると、復
調する際に必要となる第２のローカル信号の周波数は、
３８．４ＭＨｚとすることができ、図１に示した従来の
ＶＣＯ／ＰＬＬ回路で第２のローカル信号生成回路部を
構成するような回路構成をとらなくても、容易にＴＣＸ
Ｏ回路４５だけで高安定に第２のローカル信号を発振さ
せることができる。

【００４７】ここで、ＴＣＸＯ回路４５の発振周波数
は、使用される通信システムにより異なるが、（１）チ
ャネル周波数間隔、（２）ベースバンド帯域により決定
される。ちなみに、ＰＨＳ（パーソナル・ハンディホン
・システム）では、チャネル間隔が３００ｋＨｚで、ベ
ースバンドの帯域が１９２ｋＨｚであるので、基準発信
周波数は、その最小公倍数である９．６ＭＨｚのＭ倍
（Ｍ：整数）である。

【００４８】また、上記実施形態では、受信回路部のロ
ーカル周波数帯が１８４５．９５〜１８６８．７５ＭＨ
ｚで、送信回路部の変調周波数帯が１８９５．１５〜１
９１７．９５ＭＨｚであり、両者を非常に近い周波数帯
に設定することができたため、受信用ローカル信号用Ｖ
ＣＯ／ＰＬＬ回路と送信信号変調用ＶＣＯ／ＰＬＬ回路
の一体共用化が可能になった。

【００４９】したがって、本実施形態の送受信装置で
は、図１に示した従来の送受信装置と比較して、１８４
５．９５〜１９１７．９５ＭＨｚのＶＣＯ／ＰＬＬ回路
だけが必要となるため、図１に示した２２９．２５ＭＨ
ｚ用ＶＣＯ／ＰＬＬ回路を削減でき、その回路分の消費
電力が削除でき、また、送信回路部ではアップコンバー
ト用ミキサも不要とすることができるため、更に消費電
力を低減することができる。

【００５０】さらに、上記実施形態の送信回路部では前
述したようにアップコンバート用ミキサがないため、ミ
キサによって発生するスプリアス成分を除去するための
バンドパスフィルタを削減することができ、回路規模を
小さくすることができる。

【００５１】さらにまた、ローカル信号生成回路部を単
一のＶＣＯ／ＰＬＬ回路で構成することを可能としたた
め、従来の送受信装置と比較して回路規模を小さくする
ことができ、送受信装置をＬＳＩ化する際のチップサイ
ズを小型化して、コストダウンを可能とすることができ
る。また、受信回路部で必要となる第２のローカル信号
用の信号源を、非常に低消費電力で機能し、第１のロー
カル信号発生用のＶＣＯ／ＰＬＬ回路への基準信号を発
生するＴＣＸＯ回路４５で実現するようにしたため、受
信時においても消費電力を低減することができる。

【００５２】また、本実施形態の送受信装置による消費
電力の低減効果は、図８に示す送受信動作のタイミング
チャートと、図３、あるいは図５に示す従来の送受信装
置における送受信動作のタイミングチャートを比較する
ことによっても明らかである。

【００５３】すなわち、本実施形態では、ＶＣＯ／ＰＬ
Ｌ回路が受信時と送信時で共用しているため、図８に示
すように、その送受信スロット時に関わる回路ブロック
（ＰＬＬ回路、ＶＣＯ、ＴＣＸＯ）数が、図３、または
図５に示す従来の送受信スロット時に関わる回路ブロッ
ク（ＲＸＰＬＬ回路、ＲＸＶＣＯ、ＴＸＶＣＯ、２ｎｄ
ＰＬＬ回路、２ｎｄＶＣＯ）数に比べて少なくなる。ま
た、空きスロット時の各パワーセーブ状態においても同
様に、パワーセーブを必要とする回路ブロック数が少な
くなる。

【００５４】したがって、本実施形態の送受信装置を、
ＴＤＭＡ−ＴＤＤ方式の無線通信端末用に適用すること
により、バッテリーを長寿命化することが可能となり、
連続待ち受け時間、連続通話時間の長時間化を実現する
ことが可能となる。

【００５５】以上説明したように本実施形態によれば、
受信回路部で復調の際に必要とするローカル信号と、送
信回路部で変調する際に必要とするローカル信号を、一
つのローカル信号生成回路部で生成することができ、送
受信装置を構成する回路ブロック数を削減して回路規模
を小さくすることができるとともに、送受信動作中の消
費電力を減少することができる。その結果、送受信装置
の低コスト化を実現することができる。

【００５６】また、受信回路部は第１、第２のローカル
信号を必要とし、ローカル信号生成回路部で発生される
第１のローカル信号は第２のローカル信号より周波数が
高く、第２のローカル信号はローカル信号生成回路部の
基準信号を発生する発振器の出力である。このため、送
受信装置を構成する回路ブロック数をさらに削減して回
路規模を小さくすることができるとともに、送受信動作
中の消費電力をさらに低減することができる。

【００５７】次に本発明の他の実施形態を説明する。以
下の実施形態で第１実施形態と対応する部分は同一参照
数字を付して詳細な説明は省略する。

【００５８】図９は第２実施形態の回路図である。アン
テナ３１が先ずＳＡＷバンドパスフィルタ３３に接続さ
れ、バンドパスフィルタ３３が送受信切り替えのスイッ
チ６１に接続される。受信信号はローノイズアンプ３４
を介してスイッチ６１と連動するスイッチ６２を介して
ＳＡＷバンドパスフィルタ３５に供給される。ＳＡＷバ
ンドパスフィルタ３５から出力された受信信号はスイッ
チ６１、６２と連動するスイッチ６３を介して第１ミキ
サ３６に供給される。受信回路部の以降の構成は第１実
施形態と同じである。送信回路部において、直交変調器
４３から出力された変調信号はスイッチ６３を介してバ
ンドパスフィルタ３５に供給される。バンドパスフィル
タ３５から出力される送信信号はスイッチ６２を介して
ハイパワーアンプ４４、スイッチ６１、バンドパスフィ
ルタ３３を介してアンテナ３１から送信される。なお、
本実施形態では、ＴＣＸＯ回路４５の発振周波数を第２
ミキサ３９のローカル信号の周波数３８．４ＭＨｚでは
なく、９．６ＭＨｚの整数倍である１９．２ＭＨｚと
し、２／１で示したダブラ回路６４を介してＴＣＸＯの
ハーモニクス成分３８．４ＭＨｚを取り出すようにして
いる。なお、第１のローカル信号用ＰＬＬ回路４６の基
準クロックも１９．２ＭＨｚとしているが、５０ＫＨｚ
の整数倍であればよいので、ダブラ回路６４の出力であ
る３８．４ＭＨｚを供給するようにしてもよい。ただ
し、その場合は、第１のローカルＰＬＬ回路４６の基準
分周比が倍となる。さらに、ＴＣＸＯ回路６４の基本発
振は９．６ＭＨｚの倍数であれば、１９．２ＭＨｚ以外
でもよい。その場合も、ハーモニクス成分である３８．
４ＭＨｚを取り出し、第２ミキサ３９へ供給すれば良
い。

【００５９】このようにスイッチ６１、６２、６３によ
りバンドパスフィルタ３３、３５を送受信で切り替えて
共用することにより、ＶＣＯ４７の発振周波数の整数倍
のハーモニクス成分を除去することができる。このた
め、ＶＣＯ４７の出力にローパスフィルタをわざわざ接
続しなくても、ＶＣＯ４７として出力特性の線形性の悪
い安価なＶＣＯを用いることができる。

【００６０】

【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、狭
帯域のバンドパスフィルタが受信信号から搬送波周波数
帯域の信号を抽出し、周波数変換手段がこの抽出された
搬送波周波数帯域信号を受信ローカル信号を用いて所望
周波数の信号に周波数変換するとともに、変調手段が搬
送波周波数帯域の送信ローカル信号を送信データにより
変調する無線通信機用送受信装置において、受信ローカ
ル信号と送信ローカル信号は単一のローカル信号発生手
段を用いて時分割に発生される。したがって、受信回路
部で復調の際に必要とするローカル信号と、送信回路部
で変調する際に必要とするローカル信号を、一つのロー
カル信号生成回路部で生成することができ、送受信装置
を構成する回路ブロック数を削減して回路規模を小さく
することができるとともに、送受信動作中の消費電力を
を低減することができる。その結果、送受信装置の低コ
スト化を実現することができる。

【００６１】本発明は上述した実施形態に限定されず、
種々変形して実施可能である。例えば、各実施形態は単
独で説明したが、複数の実施形態を適宜組み合わせても
よい。すなわち、第１の実施形態でも、ＴＣＸＯ回路４
５の出力をそのまま第２ミキサ３９に供給するのではな
く、ダブラ回路を介して供給してもよい。また、第２の
実施形態において、ＶＣＯ４７の出力にさらにローパス
フィルタを接続しても良い。

【図面の簡単な説明】

【図１】無線通信端末に用いられる送受信装置の従来例
としての間接変調方式の送受信装置の回路図。

【図２】図１の送受信装置に用いられる誘電体バンドパ
スフィルタの周波数特性を示す図。

【図３】図１の送受信装置の動作を示すタイミングチャ
ート。

【図４】無線通信端末に用いられる送受信装置の他の従
来例としての直接変調方式の送受信装置の回路図。

【図５】図４の送受信装置の動作を示すタイミングチャ
ート。

【図６】本発明による送受信装置の第１実施形態の回路
図。

【図７】第１実施形態に用いられるＳＡＷバンドパスフ
ィルタの周波数特性を示す図。

【図８】第１実施形態の動作を示すタイミングチャー
ト。

【図９】本発明による送受信装置の第２実施形態の回路
図である。

【符号の説明】

３１…アンテナ ３３、３５…ＳＡＷバンドパスフィルタ ３６、３９…ミキサ ４３…ＩＱ変調器 ４５…ＴＣＸＯ ４６…ＶＣＯ ４７…ＶＣＯ

Claims (9)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 受信信号から搬送波周波数帯域の信号を
   抽出するフィルタ手段と、 前記フィルタ手段により抽出された搬送波周波数帯域の
   信号を受信ローカル信号により所望周波数の信号に変換
   する周波数変換手段と、 搬送波周波数帯域の送信ローカル信号を送信データによ
   り変調する変調手段と、 前記受信ローカル信号と前記送信ローカル信号とを時分
   割的に切換えて発生するローカル信号発生手段とを具備
   することを特徴とする無線通信機用送受信装置。
2. 【請求項２】 前記周波数変換手段は、前記フィルタ手
   段により抽出された搬送波周波数帯域の信号を第１の受
   信ローカル信号により中間周波数の信号に変換する第１
   の周波数変換手段と、前記中間周波数の信号を第２の受
   信ローカル信号により前記所望周波数の信号に変換する
   第２の周波数変換手段とを具備し、 前記ローカル信号発生手段は、前記第２の周波数変換手
   段に第２の受信ローカル信号を供給する第２のローカル
   信号発生手段と、前記第２の受信ローカル信号に基づい
   て前記第１の受信ローカル信号を前記第１の周波数変換
   手段に供給し、前記送信ローカル信号を前記変調手段に
   供給する第１のローカル信号発生手段とを具備すること
   を特徴とする請求項１記載の無線通信機用送受信装置。
3. 【請求項３】 前記第２のローカル信号発生手段は発振
   回路からなり、前記第１のローカル信号発生手段は電圧
   制御発振回路と、前記第２のローカル信号と電圧制御発
   振回路の出力が供給されるＰＬＬ回路とを具備すること
   を特徴とする請求項２記載の無線通信機用送受信装置。
4. 【請求項４】 前記第１のローカル信号発生手段は前記
   電圧制御発振回路の出力に接続され、電圧制御発振回路
   の発振周波数の整数倍のハーモニクス成分を除去するロ
   ーパスフィルタをさらに具備することを特徴とする請求
   項３記載の無線通信機用送受信装置。
5. 【請求項５】 前記変調手段の出力を前記フィルタ手段
   を介して送信する切り替え手段をさらに具備することを
   特徴とする請求項３記載の無線通信機用送受信装置。
6. 【請求項６】 前記第２のローカル信号発生手段は発振
   回路の出力周波数を増加する手段をさらに具備し、増加
   手段の出力が第２の受信ローカル信号となることを特徴
   とする請求項３記載の無線通信機用送受信装置。
7. 【請求項７】 前記フィルタ手段はＳＡＷバンドパスフ
   ィルタからなることを特徴とする請求項１記載の無線通
   信機用送受信装置。
8. 【請求項８】 前記ＳＡＷバンドパスフィルタは搬送波
   周波数の９５％をイメージ周波数帯域とすることを特徴
   とする請求項７記載の無線通信機用送受信装置。
9. 【請求項９】 前記送受信装置はＴＤＭＡ−ＴＤＤ方式
   の無線通信機に適用されることを特徴とする請求項１記
   載の無線通信機用送受信装置。