JPH08248067A - テクノロジー及び温度の補償をした電圧検出回路 - Google Patents
テクノロジー及び温度の補償をした電圧検出回路Info
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- JPH08248067A JPH08248067A JP8028669A JP2866996A JPH08248067A JP H08248067 A JPH08248067 A JP H08248067A JP 8028669 A JP8028669 A JP 8028669A JP 2866996 A JP2866996 A JP 2866996A JP H08248067 A JPH08248067 A JP H08248067A
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- G05F1/567—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices sensing a condition of the system or its load in addition to means responsive to deviations in the output of the system, e.g. current, voltage, power factor for temperature compensation
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 テクノロジー及び温度の補償をした電圧検出
回路 【解決手段】本発明の電圧検出回路（１３）は、内部電
圧（ＶＢ）を受けて基本電流（Ｉ０）を発生する第１抵
抗アーム（１５）と、基本電流（Ｉ０）に比例する基準
電流（Ｉ１）を発生する電流増幅手段（１８）と、基準
電流（Ｉ１）を表す基準電圧（Ｖ１）を発生する第２抵
抗アーム（２１）と、基準電圧（Ｖ１）から制御電圧
（Ｖ２）を発生する電圧源（２３）と、制御電圧（Ｖ
２）から２進信号（ＯＮ）を発生する論理回路（２６）
とから成り、２進信号（ＯＮ）の状態が内部電圧（Ｖ
Ｂ）の値を表すようになっている。
回路 【解決手段】本発明の電圧検出回路（１３）は、内部電
圧（ＶＢ）を受けて基本電流（Ｉ０）を発生する第１抵
抗アーム（１５）と、基本電流（Ｉ０）に比例する基準
電流（Ｉ１）を発生する電流増幅手段（１８）と、基準
電流（Ｉ１）を表す基準電圧（Ｖ１）を発生する第２抵
抗アーム（２１）と、基準電圧（Ｖ１）から制御電圧
（Ｖ２）を発生する電圧源（２３）と、制御電圧（Ｖ
２）から２進信号（ＯＮ）を発生する論理回路（２６）
とから成り、２進信号（ＯＮ）の状態が内部電圧（Ｖ
Ｂ）の値を表すようになっている。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、テクノロジー及び
温度の補償をした（compense en technologie eten tem
perature ）電圧検出回路に関する。典型的には、電圧
検出回路は与えられた可変電圧の値に関する一つの情報
を得ることを目的としている。本発明は、例えば、調整
されるべき電圧を発生する電圧発生器を具備する電気的
にプログラム可能なメモリのような半導体集積回路に利
用することができる。
温度の補償をした（compense en technologie eten tem
perature ）電圧検出回路に関する。典型的には、電圧
検出回路は与えられた可変電圧の値に関する一つの情報
を得ることを目的としている。本発明は、例えば、調整
されるべき電圧を発生する電圧発生器を具備する電気的
にプログラム可能なメモリのような半導体集積回路に利
用することができる。
【０００２】電気的にプログラム可能なメモリを集積回
路形式でプログラムするには、該集積回路において、プ
ログラミング電圧ＶＢと言われ、該集積回路の通常供給
電圧ＶＣＣより高い電圧を取得する必要がある。例え
ば、ＶＣＣは５ボルトに等しく、ＶＢは７ボルトに等し
いかそれ以上である。
路形式でプログラムするには、該集積回路において、プ
ログラミング電圧ＶＢと言われ、該集積回路の通常供給
電圧ＶＣＣより高い電圧を取得する必要がある。例え
ば、ＶＣＣは５ボルトに等しく、ＶＢは７ボルトに等し
いかそれ以上である。
【０００３】
【従来の技術】ある種のメモリにおいては、プログラミ
ング電圧ＶＢは、通常、集積回路内で供給電圧ＶＣＣか
ら発生される。この目的のために、一般にチャージポン
プ（pompe de charge ）とも呼ばれるスイッチ制御式容
量電圧増倍回路が用いられる。この回路は、ＶＣＣを受
けて電圧ＶＢを発生する。該電圧増倍回路は、典型的に
は、ダイオード、コンデンサ及びクロック信号を用いて
いる。例えば、第１段階では、第１コンデンサをＶＣＣ
に充電してから、第２コンデンサに放電させる。それか
ら、同一動作を再び開始して、第２コンデンサの端子電
圧を漸次増大させる。プログラミング電圧ＶＢは境界値
に向かって漸近して行くが、この境界値は供給電圧ＶＣ
Ｃの倍数〔上述の例ではＶＣＣの２倍で、シェンケル
（Schenkel）２倍回路として知られた回路に対応する〕
に等しい。
ング電圧ＶＢは、通常、集積回路内で供給電圧ＶＣＣか
ら発生される。この目的のために、一般にチャージポン
プ（pompe de charge ）とも呼ばれるスイッチ制御式容
量電圧増倍回路が用いられる。この回路は、ＶＣＣを受
けて電圧ＶＢを発生する。該電圧増倍回路は、典型的に
は、ダイオード、コンデンサ及びクロック信号を用いて
いる。例えば、第１段階では、第１コンデンサをＶＣＣ
に充電してから、第２コンデンサに放電させる。それか
ら、同一動作を再び開始して、第２コンデンサの端子電
圧を漸次増大させる。プログラミング電圧ＶＢは境界値
に向かって漸近して行くが、この境界値は供給電圧ＶＣ
Ｃの倍数〔上述の例ではＶＣＣの２倍で、シェンケル
（Schenkel）２倍回路として知られた回路に対応する〕
に等しい。
【０００４】このタイプのアセンブリは、取得されたプ
ログラム電圧の値が該境界値に等しいかどうかという問
題を提起する。勿論、この電圧は、第２コンデンサが充
電される間常に低い速度で増大する。この電圧を所望値
に確立するのに要する時間を制限するためには、チャー
ジポンプを大型化すること、即ち、境界値を発生される
電圧の所望値より大きく固定することが必要になってく
る。それに、電圧調整器をチャージポンプの出力のとこ
ろに位置させる必要がある。この電圧調整器は発生され
る電圧を所望値に制限するものである。さらに言えば、
所望値が供給電圧値の倍数でない場合は、このような調
整回路の存在が必要になってくる。
ログラム電圧の値が該境界値に等しいかどうかという問
題を提起する。勿論、この電圧は、第２コンデンサが充
電される間常に低い速度で増大する。この電圧を所望値
に確立するのに要する時間を制限するためには、チャー
ジポンプを大型化すること、即ち、境界値を発生される
電圧の所望値より大きく固定することが必要になってく
る。それに、電圧調整器をチャージポンプの出力のとこ
ろに位置させる必要がある。この電圧調整器は発生され
る電圧を所望値に制限するものである。さらに言えば、
所望値が供給電圧値の倍数でない場合は、このような調
整回路の存在が必要になってくる。
【０００５】発生される電圧を調整するには次の２つの
方法によるアプローチがある： （１）チャージポンプを停止することなく、一旦所望値
に到達したときは、例えば１以上のダイオードを用いて
チャージポンプを大地に接続することによって、チャー
ジポンプにより発生される過剰充電を消費する方法、
（２）所望値に到達したときにチャージポンプを停止
し、第２コンデンサの端子電圧が過度に低くなったとき
は再度その動作を開始する方法。
方法によるアプローチがある： （１）チャージポンプを停止することなく、一旦所望値
に到達したときは、例えば１以上のダイオードを用いて
チャージポンプを大地に接続することによって、チャー
ジポンプにより発生される過剰充電を消費する方法、
（２）所望値に到達したときにチャージポンプを停止
し、第２コンデンサの端子電圧が過度に低くなったとき
は再度その動作を開始する方法。
【０００６】第２のアプローチは消費電力をより低下さ
せるという利点を有する。現在の傾向は、まさに、電子
回路で消費される供給電圧電流の値を減少させる方向に
向かっているので、このアプローチは価値がある。
せるという利点を有する。現在の傾向は、まさに、電子
回路で消費される供給電圧電流の値を減少させる方向に
向かっているので、このアプローチは価値がある。
【０００７】チャージポンプを停止するには、図１に示
された検出回路を用いることができる。この検出回路は
次の回路要素から成っている： （ａ）抵抗Ｒ０を備え、発生される電圧ＶＢを受けて電
流Ｉ０を発生する第１抵抗アーム、（ｂ）第１抵抗アー
ムに接続され、電流Ｉ０に比例する基準電流Ｉ１＝ｋ×
Ｉ０を発生する電流ミラーＭ、（ｃ）電流ミラーに接続
され、抵抗Ｒ１を備え、基準電圧Ｖ１＝ＶＣＣ−Ｒ１×
Ｉ１を発生する第２抵抗アーム、（ｄ）前記基準電圧か
ら制御電圧を発生するための電圧源、及び、（ｅ）電圧
Ｖ１を受け、チャージポンプを停止又は動作させるため
の２進信号ＯＮを発生する論理回路（実際上はインバー
タ）。
された検出回路を用いることができる。この検出回路は
次の回路要素から成っている： （ａ）抵抗Ｒ０を備え、発生される電圧ＶＢを受けて電
流Ｉ０を発生する第１抵抗アーム、（ｂ）第１抵抗アー
ムに接続され、電流Ｉ０に比例する基準電流Ｉ１＝ｋ×
Ｉ０を発生する電流ミラーＭ、（ｃ）電流ミラーに接続
され、抵抗Ｒ１を備え、基準電圧Ｖ１＝ＶＣＣ−Ｒ１×
Ｉ１を発生する第２抵抗アーム、（ｄ）前記基準電圧か
ら制御電圧を発生するための電圧源、及び、（ｅ）電圧
Ｖ１を受け、チャージポンプを停止又は動作させるため
の２進信号ＯＮを発生する論理回路（実際上はインバー
タ）。
【０００８】このＯＮ信号は、発生される電圧をＶ１＝
ＶＣＣ／２とするような値ＶＢＭとするためにその論理
状態を変化する。そして、ＶＢＭは次式で表される： ＶＢＭ＝（Ｒ０×ＶＣＣ）／（２×ｋ×Ｒ１）＋ｘ×Ｖtn ここで、ｘは１以上の整数であり、ＶtnはＮ形ＭＯＳト
ランジスタの閾値電圧である〔電流ミラーがＮ形ＭＯＳ
トランジスタで形成され、転換電圧（tensionde bascul
ement）ＶＢＭがＮ形ダイオードによって第１抵抗アー
ムでの消費を最小値に迄減少するようにシフトされるも
のと仮定した場合〕。
ＶＣＣ／２とするような値ＶＢＭとするためにその論理
状態を変化する。そして、ＶＢＭは次式で表される： ＶＢＭ＝（Ｒ０×ＶＣＣ）／（２×ｋ×Ｒ１）＋ｘ×Ｖtn ここで、ｘは１以上の整数であり、ＶtnはＮ形ＭＯＳト
ランジスタの閾値電圧である〔電流ミラーがＮ形ＭＯＳ
トランジスタで形成され、転換電圧（tensionde bascul
ement）ＶＢＭがＮ形ダイオードによって第１抵抗アー
ムでの消費を最小値に迄減少するようにシフトされるも
のと仮定した場合〕。
【０００９】このタイプの回路では回路要素の電子的特
性の変動乃至ドリフトに関して問題が生じる。集積回路
は次のような３つのタイプの変動を受けやすい： （１）供給電圧の変動（これは原則的には被供給回路と
は独立しているので、ここでは扱わない）、（２）回路
を製造するための方法に関係し、テクノロジー変動（va
riations en technologie ）と呼ばれている変動、
（３）回路が動作中に従属する温度に関係し、温度変動
（variations en temperature ）として知られている変
動。
性の変動乃至ドリフトに関して問題が生じる。集積回路
は次のような３つのタイプの変動を受けやすい： （１）供給電圧の変動（これは原則的には被供給回路と
は独立しているので、ここでは扱わない）、（２）回路
を製造するための方法に関係し、テクノロジー変動（va
riations en technologie ）と呼ばれている変動、
（３）回路が動作中に従属する温度に関係し、温度変動
（variations en temperature ）として知られている変
動。
【００１０】テクノロジー変動は、主として、リトグラ
フ的な製造誤差に依存している。この変化はすべて寸法
が小さい回路要素に対してより敏感である。それ故、Ｍ
ＯＳ（metal-oxide-semiconducter ：金属酸化物半導
体）テクノロジーにおいて、このような変動は、とく
に、酸化物層寸法（厚さ、長さ、実効幅）が小さいトラ
ンジスタに関係する。
フ的な製造誤差に依存している。この変化はすべて寸法
が小さい回路要素に対してより敏感である。それ故、Ｍ
ＯＳ（metal-oxide-semiconducter ：金属酸化物半導
体）テクノロジーにおいて、このような変動は、とく
に、酸化物層寸法（厚さ、長さ、実効幅）が小さいトラ
ンジスタに関係する。
【００１１】温度変動は、主として、埋め込み特性（埋
め込みタイプ、埋め込みレート、等々）に関係する。こ
の変動は、受動的な回路要素（抵抗）にも、能動的な回
路要素にも関係する。
め込みタイプ、埋め込みレート、等々）に関係する。こ
の変動は、受動的な回路要素（抵抗）にも、能動的な回
路要素にも関係する。
【００１２】所与の回路について、このような変動が該
回路の作動を不利に変更するというリスクがないことを
確認するために該回路に影響を及ぼす変動の余裕を予測
することは、極めて重要である。これを行なうために、
一般的には影響を与える変動の関数としてモデルを組み
立てる手法があり、このモデルは計算及び／又は設計者
の経験によって組み立てられている。このモデル作成手
法は、典型値〔これはガウシァン（Gaussian）曲線を中
心化するのに最も蓋然性の高い値である〕及び平均標準
偏差により特徴付けられるガウシァン曲線によるグラフ
ィック形式で表現されることが非常に多い。このような
モデル作成作業を基準にして、消費電力、応答時間等々
のような回路動作特性を予測することができる。
回路の作動を不利に変更するというリスクがないことを
確認するために該回路に影響を及ぼす変動の余裕を予測
することは、極めて重要である。これを行なうために、
一般的には影響を与える変動の関数としてモデルを組み
立てる手法があり、このモデルは計算及び／又は設計者
の経験によって組み立てられている。このモデル作成手
法は、典型値〔これはガウシァン（Gaussian）曲線を中
心化するのに最も蓋然性の高い値である〕及び平均標準
偏差により特徴付けられるガウシァン曲線によるグラフ
ィック形式で表現されることが非常に多い。このような
モデル作成作業を基準にして、消費電力、応答時間等々
のような回路動作特性を予測することができる。
【００１３】図１に示されたような回路においては、必
要ならば、製造者によって保証される使用範囲（一般的
には、−４５〜＋１２５°Ｃの範囲）にわたって比較的
安定である転換電圧値ＶＢＭを得るために、温度変動に
対する補償を行なうことを企図することができる。その
際、値Ｒ０，Ｒ１，Ｖtnに対して補償するのに適当な温
度係数を有する抵抗Ｒ０，Ｒ１を選択すればよい。
要ならば、製造者によって保証される使用範囲（一般的
には、−４５〜＋１２５°Ｃの範囲）にわたって比較的
安定である転換電圧値ＶＢＭを得るために、温度変動に
対する補償を行なうことを企図することができる。その
際、値Ｒ０，Ｒ１，Ｖtnに対して補償するのに適当な温
度係数を有する抵抗Ｒ０，Ｒ１を選択すればよい。
【００１４】抵抗（テクノロジータイプ及びオーム値）
の選択は統計的不一致の値の知識に関係する。典型的に
は、温度が上昇した場合、拡散及びピンチオフ領域にお
ける抵抗の真値は増大する傾向を呈し、トランジスタの
閾値電圧は減少する傾向を呈する。Ｒ０の温度係数がＲ
１の温度係数に比べてより大きく正である場合、比Ｒ０
／Ｒ１は温度に伴って増大する傾向を呈し、これによっ
てＶtnの減少に対する補償を行なう。概して、ＶＢＭ値
の温度変動を軽減することは可能である。
の選択は統計的不一致の値の知識に関係する。典型的に
は、温度が上昇した場合、拡散及びピンチオフ領域にお
ける抵抗の真値は増大する傾向を呈し、トランジスタの
閾値電圧は減少する傾向を呈する。Ｒ０の温度係数がＲ
１の温度係数に比べてより大きく正である場合、比Ｒ０
／Ｒ１は温度に伴って増大する傾向を呈し、これによっ
てＶtnの減少に対する補償を行なう。概して、ＶＢＭ値
の温度変動を軽減することは可能である。
【００１５】これに対して、閾値電圧Ｖtnのテクノロジ
ー変動に対する補償を行なうことは不可能である。Ｖtn
は、その典型値と比較すると、その温度変動にはね返っ
てくる一定誤差により影響されることになる。
ー変動に対する補償を行なうことは不可能である。Ｖtn
は、その典型値と比較すると、その温度変動にはね返っ
てくる一定誤差により影響されることになる。
【００１６】ここにおいて、次式が得られる： ＶＢＭ＝｛Ｒ０（Ｔ）×ＶＣＣ｝／｛２×ｋ×Ｒ１（Ｔ）｝ ＋ｘ×Ｖtn（Ｔ，Ｐ） ここで、 Ｒ０（Ｔ）＝｛Ｒ０（Ｔref ）×〔1 ＋ｋ０×Ｒ１（Ｔ−Ｔref ）｝， Ｒ１（Ｔ）＝｛Ｒ１（Ｔref ）×〔1 ＋ｋ１×Ｒ１（Ｔ−Ｔref ）｝， Ｖtn（Ｔ，Ｐ）＝｛Ｖtn（Ｐref ，Ｔref ）＋δＶtn（Ｐ，Ｔref ）｝ ＋δＶtn（Ｐ，Ｔ） ここで、Ｔref は基準温度（一般には、２５°Ｃ）であ
り、ｋ０，ｋ１は抵抗Ｒ０，Ｒ１の温度係数であり、Ｖ
tn（Ｐref ，Ｔref ）は基準温度及び製造上の典型値に
対応する閾値電圧であり、δＶtn（Ｐ，Ｔref ）は製造
により引き起される誤差（所与温度での一定誤差）であ
り、δＶtn（Ｐ，Ｔ）はＶtnの真値に関係する温度誤差
である。
り、ｋ０，ｋ１は抵抗Ｒ０，Ｒ１の温度係数であり、Ｖ
tn（Ｐref ，Ｔref ）は基準温度及び製造上の典型値に
対応する閾値電圧であり、δＶtn（Ｐ，Ｔref ）は製造
により引き起される誤差（所与温度での一定誤差）であ
り、δＶtn（Ｐ，Ｔ）はＶtnの真値に関係する温度誤差
である。
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は、図１
の回路に類似した動作を行なうが、閾値電圧のテクノロ
ジー変動に対しても補償を行なうことができる検出回路
を提供することにある。
の回路に類似した動作を行なうが、閾値電圧のテクノロ
ジー変動に対しても補償を行なうことができる検出回路
を提供することにある。
【００１８】
【課題を解決するための手段】つまり、本発明は、その
状態が内部電圧の値を表す２進信号を供給する電圧検出
回路であって、内部電圧を受けて基本電流を発生する第
１抵抗アーム、基本電流に比例する基準電流を発生する
電流増幅手段、基準電流を表す基準電圧を発生する第２
抵抗アーム、基準電圧から制御電圧を発生する電圧源、
及び、制御電圧から２進信号（ＯＮ）を発生するための
論理回路から成る電圧検出回路を提供するものである。
従って、本発明は、補足段を付加して図１の回路のテク
ノロジー的変化に対して補償を行なうことができるよう
にした検出回路を提供するものである。
状態が内部電圧の値を表す２進信号を供給する電圧検出
回路であって、内部電圧を受けて基本電流を発生する第
１抵抗アーム、基本電流に比例する基準電流を発生する
電流増幅手段、基準電流を表す基準電圧を発生する第２
抵抗アーム、基準電圧から制御電圧を発生する電圧源、
及び、制御電圧から２進信号（ＯＮ）を発生するための
論理回路から成る電圧検出回路を提供するものである。
従って、本発明は、補足段を付加して図１の回路のテク
ノロジー的変化に対して補償を行なうことができるよう
にした検出回路を提供するものである。
【００１９】他の利点及び特徴は、本発明の実施例につ
いて、添付した図面を参照しつつ以下詳細に説明するこ
とによって明らかになるが、このような説明はなんら本
発明の範囲を限定するものではない。
いて、添付した図面を参照しつつ以下詳細に説明するこ
とによって明らかになるが、このような説明はなんら本
発明の範囲を限定するものではない。
【００２０】
【実施例】図示の回路はＭＯＳテクノロジーにて作られ
るものとする。図２に示される集積回路１は次の要素か
ら成っている： （ａ）給電電圧ＶＣＣを与える給電端子２、（ｂ）基本
電圧ＧＮＤを与える基準端子３（端子３は実際上接地さ
れている）、（ｃ）給電電圧ＶＣＣから内部電圧と呼ば
れる電圧ＶＢを発生するチャージポンプ４、（ｄ）内部
電圧ＶＢを入力端子１２に受け、その論理状態が内部電
圧ＶＢの値の関数である２進信号ＯＮを出力端子１４に
発生する検出回路１３。
るものとする。図２に示される集積回路１は次の要素か
ら成っている： （ａ）給電電圧ＶＣＣを与える給電端子２、（ｂ）基本
電圧ＧＮＤを与える基準端子３（端子３は実際上接地さ
れている）、（ｃ）給電電圧ＶＣＣから内部電圧と呼ば
れる電圧ＶＢを発生するチャージポンプ４、（ｄ）内部
電圧ＶＢを入力端子１２に受け、その論理状態が内部電
圧ＶＢの値の関数である２進信号ＯＮを出力端子１４に
発生する検出回路１３。
【００２１】図示の例では、チャージポンプ４は給電電
圧ＶＣＣを２倍にしている。このチャージポンプ４はク
ロック信号ＣＫを与える発振器５を有している。この信
号はコンデンサ７の端子に供給される。このコンデンサ
７の他の端子は、先ず、ダイオード８を介して給電端子
２に、次に、ダイオード９を介して出力端子１０に接続
される。この出力端子１０は出力コンデンサ１１の第１
極に接続される。この出力コンデンサ１１は他の極が基
準端子３に接続される。
圧ＶＣＣを２倍にしている。このチャージポンプ４はク
ロック信号ＣＫを与える発振器５を有している。この信
号はコンデンサ７の端子に供給される。このコンデンサ
７の他の端子は、先ず、ダイオード８を介して給電端子
２に、次に、ダイオード９を介して出力端子１０に接続
される。この出力端子１０は出力コンデンサ１１の第１
極に接続される。この出力コンデンサ１１は他の極が基
準端子３に接続される。
【００２２】ここで、出力コンデンサ１１はチャージポ
ンプ４により与えられたコンデンサ回路と等価であると
仮定する。これはこのチャージポンプ４がたった１つの
コンデンサ７を有するという事実を説明している。内部
電圧ＶＢはチャージポンプ４の出力端子１０に存在して
いる電圧である。
ンプ４により与えられたコンデンサ回路と等価であると
仮定する。これはこのチャージポンプ４がたった１つの
コンデンサ７を有するという事実を説明している。内部
電圧ＶＢはチャージポンプ４の出力端子１０に存在して
いる電圧である。
【００２３】チャージポンプ４を停止させるために、発
振器５の入力端子６に信号ＯＮを受け、論理状態１の場
合には発振器５が動し、信号ＯＮが論理状態１の場合に
は発振器５が停止するようになされる。ＯＮ＝１のと
き、クロック信号ＣＫは、一定でかつ接地電位にあるの
で、コンデンサ７を充電しない。出力端子１０は検出回
路１３の入力端子１２に接続される。
振器５の入力端子６に信号ＯＮを受け、論理状態１の場
合には発振器５が動し、信号ＯＮが論理状態１の場合に
は発振器５が停止するようになされる。ＯＮ＝１のと
き、クロック信号ＣＫは、一定でかつ接地電位にあるの
で、コンデンサ７を充電しない。出力端子１０は検出回
路１３の入力端子１２に接続される。
【００２４】検出回路１３は、図２に示されるように、
次の回路要素から成っている： （ａ）内部電圧ＶＢを受け、所謂、基本電流Ｉ０を発生
する第１抵抗アーム１５、（ｂ）第１抵抗アーム１５に
接続され、基本電流Ｉ０に比例し基準電流と呼ばれる電
流Ｉ１を発生する電流ミラー１８、（ｃ）電流ミラー１
８に接続され、基準電流Ｉ１を表す基準電圧と呼ばれる
電圧Ｖ１を発生する第２抵抗アーム２１、（ｄ）基準電
圧Ｖ１を受け、制御電圧と呼ばれる電圧Ｖ２を発生する
電圧源２３、及び、（ｅ）基準電圧Ｖ１を受け、２進論
理信号ＯＮを発生する論理回路２６。
次の回路要素から成っている： （ａ）内部電圧ＶＢを受け、所謂、基本電流Ｉ０を発生
する第１抵抗アーム１５、（ｂ）第１抵抗アーム１５に
接続され、基本電流Ｉ０に比例し基準電流と呼ばれる電
流Ｉ１を発生する電流ミラー１８、（ｃ）電流ミラー１
８に接続され、基準電流Ｉ１を表す基準電圧と呼ばれる
電圧Ｖ１を発生する第２抵抗アーム２１、（ｄ）基準電
圧Ｖ１を受け、制御電圧と呼ばれる電圧Ｖ２を発生する
電圧源２３、及び、（ｅ）基準電圧Ｖ１を受け、２進論
理信号ＯＮを発生する論理回路２６。
【００２５】第１抵抗アーム１５は抵抗１６とダイオー
ドを有する。抵抗１６は検出回路１３の入力端子１２に
接続される第１極を有する。抵抗１６のオーム値は参照
記号Ｒ０で表される。抵抗１６の第２極は、ダイオード
としてマウントされたＮＭＯＳ形電界効果トランジスタ
１７（ドレインが制御ゲートに接続される）のドレイン
に接続される。
ドを有する。抵抗１６は検出回路１３の入力端子１２に
接続される第１極を有する。抵抗１６のオーム値は参照
記号Ｒ０で表される。抵抗１６の第２極は、ダイオード
としてマウントされたＮＭＯＳ形電界効果トランジスタ
１７（ドレインが制御ゲートに接続される）のドレイン
に接続される。
【００２６】電流ミラー１８は、増幅トランジスタと呼
ばれる第１及び第２のトランジスタ１９，２０を有す
る。増幅トランジスタ１９，２０は、ＮＭＯＳ形電界効
果トランジスタ、即ち、トランジスタ１７のタイプと同
一タイプのものである。第１増幅トランジスタ１９のド
レインは、自身の制御ゲート、第２増幅トランジスタ２
０の制御ゲート、及び、トランジスタ１７のソースに接
続される。第１及び第２の増幅トランジスタ１９，２０
のソースはアースに接続される。
ばれる第１及び第２のトランジスタ１９，２０を有す
る。増幅トランジスタ１９，２０は、ＮＭＯＳ形電界効
果トランジスタ、即ち、トランジスタ１７のタイプと同
一タイプのものである。第１増幅トランジスタ１９のド
レインは、自身の制御ゲート、第２増幅トランジスタ２
０の制御ゲート、及び、トランジスタ１７のソースに接
続される。第１及び第２の増幅トランジスタ１９，２０
のソースはアースに接続される。
【００２７】第２抵抗アーム２１は抵抗２２を有する。
抵抗２２は給電端子２に接続される第１極を有する。抵
抗２２のオーム値は参照記号Ｒ１で表される。抵抗２２
の第２極は第２増幅トランジスタ２０のドレインに接続
される。ここにおいて、次式が得られる： Ｉ０＝（ＶＢ−２×Ｖtn）／Ｒ０ ここで、ＶtnはＮＭＯＳ形電界効果トランジスタの閾値
電圧である。 Ｉ１＝ｍ×Ｉ０ ここで、ｍは電流ミラーのゲインである。 Ｖ１＝ＶＣＣ−ｍ×Ｉ０×Ｒ１ ここで、Ｖ１は増幅トランジスタ２０のドレインの電圧
である。
抵抗２２は給電端子２に接続される第１極を有する。抵
抗２２のオーム値は参照記号Ｒ１で表される。抵抗２２
の第２極は第２増幅トランジスタ２０のドレインに接続
される。ここにおいて、次式が得られる： Ｉ０＝（ＶＢ−２×Ｖtn）／Ｒ０ ここで、ＶtnはＮＭＯＳ形電界効果トランジスタの閾値
電圧である。 Ｉ１＝ｍ×Ｉ０ ここで、ｍは電流ミラーのゲインである。 Ｖ１＝ＶＣＣ−ｍ×Ｉ０×Ｒ１ ここで、Ｖ１は増幅トランジスタ２０のドレインの電圧
である。
【００２８】電圧源２３はＮＭＯＳ形電界効果トランジ
スタ２４及び抵抗２５を有する。従って、電圧源２３の
トランジスタ２４は、電流ミラー１８の増幅トランジス
タ１９，２０、及び、ダイオードとしてマウントされた
トランジスタ１７のタイプと同一タイプのものである。
トランジスタ２４の制御ゲートは第２増幅トランジスタ
２０のドレインに接続される。この制御ゲートは基準電
圧Ｖ１を受ける。トランジスタ２４のソースはアースに
接続される。トランジスタ２４のドレインは抵抗２５を
介して給電端子２に接続される。従って、トランジスタ
２４のチャネルは抵抗２５に直列に接続される。
スタ２４及び抵抗２５を有する。従って、電圧源２３の
トランジスタ２４は、電流ミラー１８の増幅トランジス
タ１９，２０、及び、ダイオードとしてマウントされた
トランジスタ１７のタイプと同一タイプのものである。
トランジスタ２４の制御ゲートは第２増幅トランジスタ
２０のドレインに接続される。この制御ゲートは基準電
圧Ｖ１を受ける。トランジスタ２４のソースはアースに
接続される。トランジスタ２４のドレインは抵抗２５を
介して給電端子２に接続される。従って、トランジスタ
２４のチャネルは抵抗２５に直列に接続される。
【００２９】抵抗２５のオーム値は参照記号Ｒ２で表さ
れ、抵抗２５を流れる電流は参照記号Ｉ２で表される。
ここにおいて、次式が得られる： Ｖ２＝ＶＣＣ−Ｒ２×Ｉ２ Ｉ２＝Ｋ×（Ｖ１−Ｖtn）2 ここで、Ｋはトランジスタ２４の相互コンダクタンス係
数である。これらの式から、次式が得られる： Ｖ２＝ＶＣＣ−Ｒ２×Ｋ×｛ＶＣＣ−（ＶＢ−２×Ｖtn）×ｍ×Ｒ１／Ｒ０ −Ｖtn｝2
れ、抵抗２５を流れる電流は参照記号Ｉ２で表される。
ここにおいて、次式が得られる： Ｖ２＝ＶＣＣ−Ｒ２×Ｉ２ Ｉ２＝Ｋ×（Ｖ１−Ｖtn）2 ここで、Ｋはトランジスタ２４の相互コンダクタンス係
数である。これらの式から、次式が得られる： Ｖ２＝ＶＣＣ−Ｒ２×Ｋ×｛ＶＣＣ−（ＶＢ−２×Ｖtn）×ｍ×Ｒ１／Ｒ０ −Ｖtn｝2
【００３０】説明されている例においては、論理回路２
６は、標準ＣＭＯＳ形インバータ２７及びＰＭＯＳ形電
界効果トランジスタ２８を具備している。このトランジ
スタ２８のソースは給電端子２に接続される。トランジ
スタ２８のドレインはインバータ２７の入力端子に接続
される。トランジスタ２４の制御ゲートはこの同一イン
バータ２７の出力端子に接続される。インバータ２７の
出力端子検出回路１３の出力端子に接続される。２進信
号ＯＮを発生する論理のがこのインバータである。トラ
ンジスタ２４の存在は、厳密に言えば、必須のものでは
ない。トランジスタ２４は、２進信号ＯＮが安定なふる
まい、即ち、非浮動状態を呈するのを、確実にすること
ができる。
６は、標準ＣＭＯＳ形インバータ２７及びＰＭＯＳ形電
界効果トランジスタ２８を具備している。このトランジ
スタ２８のソースは給電端子２に接続される。トランジ
スタ２８のドレインはインバータ２７の入力端子に接続
される。トランジスタ２４の制御ゲートはこの同一イン
バータ２７の出力端子に接続される。インバータ２７の
出力端子検出回路１３の出力端子に接続される。２進信
号ＯＮを発生する論理のがこのインバータである。トラ
ンジスタ２４の存在は、厳密に言えば、必須のものでは
ない。トランジスタ２４は、２進信号ＯＮが安定なふる
まい、即ち、非浮動状態を呈するのを、確実にすること
ができる。
【００３１】ここで、信号ＯＮが一方の論理状態から他
方の論理状態に移行するような内部電圧値ＶＢＭを決定
してみる。信号ＯＮの状態変更は典型的にＶ２＝ＶＣＣ
／２に対して生じる。このことから、次式が得られる： ＶＢＭ＝〔ＶＣＣ−｛ＶＣＣ／（２×Ｒ２×Ｋ）｝1/2 〕 ×Ｒ０／（ｍ×Ｒ１）＋｛２−Ｒ０／（ｍ×Ｒ１）｝×Ｖtn ＶＢ＜ＶＢＭに対しては、ＯＮ＝１が得られる。ＶＢ＞
ＶＢＭに対しては、ＯＮ＝０が得られる。
方の論理状態に移行するような内部電圧値ＶＢＭを決定
してみる。信号ＯＮの状態変更は典型的にＶ２＝ＶＣＣ
／２に対して生じる。このことから、次式が得られる： ＶＢＭ＝〔ＶＣＣ−｛ＶＣＣ／（２×Ｒ２×Ｋ）｝1/2 〕 ×Ｒ０／（ｍ×Ｒ１）＋｛２−Ｒ０／（ｍ×Ｒ１）｝×Ｖtn ＶＢ＜ＶＢＭに対しては、ＯＮ＝１が得られる。ＶＢ＞
ＶＢＭに対しては、ＯＮ＝０が得られる。
【００３２】電流Ｉ０が第１抵抗アーム１５を通流して
いる、即ち、ＶＢＭ＞２×Ｖtnであると、仮定する。２
×Ｖtnより小さい電圧ＶＢを発生することが要求される
場合は、第１抵抗アーム１５における基本電流Ｉ０の出
現を遅らせるために、単独配置されたトランジスタ１７
を除去することができる。チャージポンプ４の出力端子
から検出回路１３に取り込まれた電流Ｉ０を最小化する
ことは、実際上、特に重要であるが、その理由は、チャ
ージポンプ４の動作原理がコンデンサ間の電荷の転送に
基づくようになっているからである。チャージポンプの
存在の１番の目的は、通常は、検出回路１３に供給する
ことではない。第１抵抗アーム１５に高抵抗値を選択す
ることによって、基本電流Ｉ０の値を最小化することも
可能である。そして、過度の密集状態という問題に遭遇
する。１以上のダイオードの存在により、与えられた内
部電圧値に対して同一の基本電流値にて、この密集状態
を最小化することができる。それで、出力コンデンサ１
１には実質的な電流が得られず、内部電圧ＶＢの立ち上
がり時間は（出力コンデンサ１１だけがチャージポンプ
４の出力端子１０に接続されている場合に比較して）十
分には増大しない。
いる、即ち、ＶＢＭ＞２×Ｖtnであると、仮定する。２
×Ｖtnより小さい電圧ＶＢを発生することが要求される
場合は、第１抵抗アーム１５における基本電流Ｉ０の出
現を遅らせるために、単独配置されたトランジスタ１７
を除去することができる。チャージポンプ４の出力端子
から検出回路１３に取り込まれた電流Ｉ０を最小化する
ことは、実際上、特に重要であるが、その理由は、チャ
ージポンプ４の動作原理がコンデンサ間の電荷の転送に
基づくようになっているからである。チャージポンプの
存在の１番の目的は、通常は、検出回路１３に供給する
ことではない。第１抵抗アーム１５に高抵抗値を選択す
ることによって、基本電流Ｉ０の値を最小化することも
可能である。そして、過度の密集状態という問題に遭遇
する。１以上のダイオードの存在により、与えられた内
部電圧値に対して同一の基本電流値にて、この密集状態
を最小化することができる。それで、出力コンデンサ１
１には実質的な電流が得られず、内部電圧ＶＢの立ち上
がり時間は（出力コンデンサ１１だけがチャージポンプ
４の出力端子１０に接続されている場合に比較して）十
分には増大しない。
【００３３】さらに、インバータ２７の転換電圧に関し
て制御電圧Ｖ２のゆっくりとした変化を避ける必要があ
る。そこで、実質的なゲインｍ、及び／又は、第２抵抗
アーム２１及び電圧源２３における実質的な抵抗値は、
Ｖ２基本電流Ｉ０の関数として大きく変化する制御電圧
を発生するように、選択されるべきである。
て制御電圧Ｖ２のゆっくりとした変化を避ける必要があ
る。そこで、実質的なゲインｍ、及び／又は、第２抵抗
アーム２１及び電圧源２３における実質的な抵抗値は、
Ｖ２基本電流Ｉ０の関数として大きく変化する制御電圧
を発生するように、選択されるべきである。
【００３４】次に、影響を及ぼす変動の関数として検出
回路１３のふるまいを、先ず初めに製造上の幾何学的許
容誤差による変動に関し、それから使用環境による変動
に関して、説明する。
回路１３のふるまいを、先ず初めに製造上の幾何学的許
容誤差による変動に関し、それから使用環境による変動
に関して、説明する。
【００３５】〔テクノロジー変動〕主としてこのタイプ
の変動により影響を受ける回路要素はトランジスタであ
る。ＭＯＳトランジスタでは、次式が得られる： Ｋ＝（μn ×Ｃox×Ｗ／Ｌ）／２ ここで、μn は電子の移動度であり、Ｃoxは酸化物層の
容量であり、Ｗ／Ｌはトランジスタゲートの幾何学的比
率である。
の変動により影響を受ける回路要素はトランジスタであ
る。ＭＯＳトランジスタでは、次式が得られる： Ｋ＝（μn ×Ｃox×Ｗ／Ｌ）／２ ここで、μn は電子の移動度であり、Ｃoxは酸化物層の
容量であり、Ｗ／Ｌはトランジスタゲートの幾何学的比
率である。
【００３６】最初の近似として、抵抗の値についてはテ
クノロジー変動が無視し得るものと考えることができ
る。この仮定は、抵抗のサイズが大きくなればなるほ
ど、より真実になる。酸化物層の厚さは典型的厚さより
小さいと仮定する。期待される値に比べると、Ｋはより
大きく、Ｖtnはより小さい。
クノロジー変動が無視し得るものと考えることができ
る。この仮定は、抵抗のサイズが大きくなればなるほ
ど、より真実になる。酸化物層の厚さは典型的厚さより
小さいと仮定する。期待される値に比べると、Ｋはより
大きく、Ｖtnはより小さい。
【００３７】〔ＶＣＣ−｛ＶＣＣ／（２×Ｒ２×Ｋ）｝
1/2 〕×Ｒ０／（ｍ×Ｒ１）は、期待値より大きく、
｛２−Ｒ０／（ｍ×Ｒ１）｝×Ｖtnは、期待値Ｖtnはよ
り小さい。 概して、Ｖtnの減少は、ＶＣＣの関数とし
てＫを増大することによって、そして、適切な値Ｒ０／
Ｒ１，ｍ，Ｒ２を選択することによって、補償すること
ができる。対称的に、Ｖtnの増大は、酸化物層の厚さの
値が典型的厚さより大きい場合、Ｋを増大することによ
って補償することができる。
1/2 〕×Ｒ０／（ｍ×Ｒ１）は、期待値より大きく、
｛２−Ｒ０／（ｍ×Ｒ１）｝×Ｖtnは、期待値Ｖtnはよ
り小さい。 概して、Ｖtnの減少は、ＶＣＣの関数とし
てＫを増大することによって、そして、適切な値Ｒ０／
Ｒ１，ｍ，Ｒ２を選択することによって、補償すること
ができる。対称的に、Ｖtnの増大は、酸化物層の厚さの
値が典型的厚さより大きい場合、Ｋを増大することによ
って補償することができる。
【００３８】単純化の理由から、なるべく同一タイプの
トランジスタ（本実施例ではＮＭＯＳ形トランジスタが
扱われている）を選択して第１抵抗アーム１５のダイオ
ード、電流ミラー及び電圧源を作るようにすることが有
用である。ダイオードに関しては、ＮＭＯＳ形トランジ
スタの選択は、また、第１抵抗アーム１５に電流Ｉ０を
現出させるＶＢの値を増大させ、それによって、図１の
総電力消費を減少するという結果をもたらす。
トランジスタ（本実施例ではＮＭＯＳ形トランジスタが
扱われている）を選択して第１抵抗アーム１５のダイオ
ード、電流ミラー及び電圧源を作るようにすることが有
用である。ダイオードに関しては、ＮＭＯＳ形トランジ
スタの選択は、また、第１抵抗アーム１５に電流Ｉ０を
現出させるＶＢの値を増大させ、それによって、図１の
総電力消費を減少するという結果をもたらす。
【００３９】従来技術による回路（図１）に比べると、
電圧源２３が存在することによって、トランジスタ１
７，１９，２０の電圧閾値の変動を補償することができ
る。論理回路２６のインバータ２７に関しては、テクノ
ロジー変動は回路２６を構成する両トランジスタに影響
を及ぼす。
電圧源２３が存在することによって、トランジスタ１
７，１９，２０の電圧閾値の変動を補償することができ
る。論理回路２６のインバータ２７に関しては、テクノ
ロジー変動は回路２６を構成する両トランジスタに影響
を及ぼす。
【００４０】このインバータの転換電圧をＶitとする
と、次式が得られる： Ｖit＝〔｛（Ｋp ／Ｋn ）1/2 ×（ＶＣＣ−Ｖtp）｝＋Ｖtn〕 ×｛１＋（Ｋp ／Ｋn ）1/2 ｝-1 ここで、Ｋp 及びＫn はＰＭＯＳ及びＮＭＯＳトランジスタの相互コンダクタ ンス係数であり、ＶtpはＰＭＯＳトランジスタの閾値電
圧である。ＶＢＭの計算においては、Ｖtp＝−Ｖtn及び
Ｋp ＝Ｋn と仮定する。電圧源２３のサイズ決めにおい
てインバータ２７の存在を考慮すると、テクノロジー上
安定である転換電圧Ｖitを取得することができる。
と、次式が得られる： Ｖit＝〔｛（Ｋp ／Ｋn ）1/2 ×（ＶＣＣ−Ｖtp）｝＋Ｖtn〕 ×｛１＋（Ｋp ／Ｋn ）1/2 ｝-1 ここで、Ｋp 及びＫn はＰＭＯＳ及びＮＭＯＳトランジスタの相互コンダクタ ンス係数であり、ＶtpはＰＭＯＳトランジスタの閾値電
圧である。ＶＢＭの計算においては、Ｖtp＝−Ｖtn及び
Ｋp ＝Ｋn と仮定する。電圧源２３のサイズ決めにおい
てインバータ２７の存在を考慮すると、テクノロジー上
安定である転換電圧Ｖitを取得することができる。
【００４１】〔温度変動〕検出回路１３の回路要素はす
べてこのタイプの変動により影響される。温度が増大す
る場合を考えてみる。閾値Ｖtnは減少する傾向にあり、
係数Ｋは減少する傾向にあり、各抵抗（ニッケル−クロ
ム金属抵抗については、もし存在するとすれば、これを
除く）の抵抗値は増大する傾向にある。
べてこのタイプの変動により影響される。温度が増大す
る場合を考えてみる。閾値Ｖtnは減少する傾向にあり、
係数Ｋは減少する傾向にあり、各抵抗（ニッケル−クロ
ム金属抵抗については、もし存在するとすれば、これを
除く）の抵抗値は増大する傾向にある。
【００４２】抵抗２５の温度係数ｋ２が正であるよう
に、そして、抵抗１６の温度係数ｋ０が抵抗２２の温度
係数ｋ１に比べてより大きく正であるように、抵抗２
５，１６を選定することによって、次の事項が可能にな
る： （ａ）積Ｋ×Ｒ２が温度と比較的した関係にある場合、
Ｒ２の増大によるＫの減少を補償すること、（ｂ）〔Ｖ
ＣＣ−｛ＶＣＣ／（２×Ｒ２×Ｋ）｝1/2 〕×Ｒ０／
（ｍ×Ｒ１）の増大による｛２−Ｒ０／（ｍ×Ｒ１）｝
×Ｖtnの減少を補償すること。
に、そして、抵抗１６の温度係数ｋ０が抵抗２２の温度
係数ｋ１に比べてより大きく正であるように、抵抗２
５，１６を選定することによって、次の事項が可能にな
る： （ａ）積Ｋ×Ｒ２が温度と比較的した関係にある場合、
Ｒ２の増大によるＫの減少を補償すること、（ｂ）〔Ｖ
ＣＣ−｛ＶＣＣ／（２×Ｒ２×Ｋ）｝1/2 〕×Ｒ０／
（ｍ×Ｒ１）の増大による｛２−Ｒ０／（ｍ×Ｒ１）｝
×Ｖtnの減少を補償すること。
【００４３】例えば、抵抗１６，２２，２５は次のよう
なものである： （ａ）抵抗１６はＮ形抵抗である、（ｂ）抵抗２２は、
Ｎ＋形抵抗、即ち、抵抗１６を作るのに用いられる不純
物の拡散に比べて高いドーピングレベルをもつ不純物の
拡散によって作られた抵抗である。
なものである： （ａ）抵抗１６はＮ形抵抗である、（ｂ）抵抗２２は、
Ｎ＋形抵抗、即ち、抵抗１６を作るのに用いられる不純
物の拡散に比べて高いドーピングレベルをもつ不純物の
拡散によって作られた抵抗である。
【００４４】抵抗１６，２２，２５は直列接続された数
個の異なるタイプの抵抗で形成することができる。それ
で、例えば、これらの抵抗は、ドーピング特性、不純物
のカイプ及び／又はドーピングレベルが異なるようにさ
れた拡散抵抗を、直列接続することにより形成すること
ができる。これらの抵抗は、また、構造（拡散構造や、
ピンチオフ構造や、金属構造）のタイプが異なっている
抵抗を、直列接続することにより形成することができ
る。このようにして抵抗１６，２２，２５を作ることに
よって、発生される電圧値、及び、Ｋ及びＶtnの温度変
動を決定するテクノロジー的なトランジスタ製造パラメ
ータに適合した温度係数値が得られる。
個の異なるタイプの抵抗で形成することができる。それ
で、例えば、これらの抵抗は、ドーピング特性、不純物
のカイプ及び／又はドーピングレベルが異なるようにさ
れた拡散抵抗を、直列接続することにより形成すること
ができる。これらの抵抗は、また、構造（拡散構造や、
ピンチオフ構造や、金属構造）のタイプが異なっている
抵抗を、直列接続することにより形成することができ
る。このようにして抵抗１６，２２，２５を作ることに
よって、発生される電圧値、及び、Ｋ及びＶtnの温度変
動を決定するテクノロジー的なトランジスタ製造パラメ
ータに適合した温度係数値が得られる。
【００４５】この説明では、抵抗１６，２２，２５の言
葉は、制限された意味で理解すべきではない。これらの
抵抗１６，２２，２５は次のようなものである： （ａ）物理的に製造された抵抗、（ｂ）直列接続された
数個の物理的に製造された抵抗と同等の抵抗、（ｃ）よ
り一般的に、所与の温度係数と所与のオーム値により特
徴づけられた抵抗回路。
葉は、制限された意味で理解すべきではない。これらの
抵抗１６，２２，２５は次のようなものである： （ａ）物理的に製造された抵抗、（ｂ）直列接続された
数個の物理的に製造された抵抗と同等の抵抗、（ｃ）よ
り一般的に、所与の温度係数と所与のオーム値により特
徴づけられた抵抗回路。
【００４６】確認すべきことは、次の事項だけである： （ａ）電圧源２３の抵抗２５の温度係数が正であるこ
と、及び、（ｂ）第１抵抗アーム１５の温度係数、即
ち、抵抗１６の温度係数が、第２抵抗アーム２１の温度
係数、即ち、抵抗２２の温度係数に比べて、より大きく
正であること。このようにして、ＶＢＭの温度変動を補
償することができる。
と、及び、（ｂ）第１抵抗アーム１５の温度係数、即
ち、抵抗１６の温度係数が、第２抵抗アーム２１の温度
係数、即ち、抵抗２２の温度係数に比べて、より大きく
正であること。このようにして、ＶＢＭの温度変動を補
償することができる。
【００４７】注意すべきことは、検出回路の他の部分に
独立して、電圧源２３がＶ２の温度変動を補償すること
である。勿論、Ｋ及びＲ２は温度の関数として反対方向
に変化する。
独立して、電圧源２３がＶ２の温度変動を補償すること
である。勿論、Ｋ及びＲ２は温度の関数として反対方向
に変化する。
【００４８】インバータ２７に関しては、転換電圧Ｖit
が低下方向にシフトするのが観察される。温度係数の選
定によって、抵抗アームの抵抗値が意味あるものになっ
てくる。
が低下方向にシフトするのが観察される。温度係数の選
定によって、抵抗アームの抵抗値が意味あるものになっ
てくる。
【００４９】注意すべきことは、上述した詳細な説明が
電気的にプログラム可能なメモリタイプの集積回路にお
いて本発明の有利な応用に関してなされたことである。
勿論、これは単に特別の例に過ぎない。チャージポンプ
は集積回路の外部に存在してよい。そしてまた、検出回
路によって発生される２進信号は、必然的に給電回路を
制御するのに使用されるものでもない。この２進信号
は、より一般的には、電圧値についての情報要素を提供
するのに用いることができる。説明された検出回路は、
この発明の文脈からはずれることなく分離形の回路要素
によって作られてもよい。同様に、この回路は、ＭＯＳ
テクノロジーと異なるテクノロジーによって作られても
よい。
電気的にプログラム可能なメモリタイプの集積回路にお
いて本発明の有利な応用に関してなされたことである。
勿論、これは単に特別の例に過ぎない。チャージポンプ
は集積回路の外部に存在してよい。そしてまた、検出回
路によって発生される２進信号は、必然的に給電回路を
制御するのに使用されるものでもない。この２進信号
は、より一般的には、電圧値についての情報要素を提供
するのに用いることができる。説明された検出回路は、
この発明の文脈からはずれることなく分離形の回路要素
によって作られてもよい。同様に、この回路は、ＭＯＳ
テクノロジーと異なるテクノロジーによって作られても
よい。
【図１】従来の検出回路を示す図。
【図２】本発明による検出回路を備えた回路を示す図。
【図３】図２の回路の検出回路を示す図。
１ 集積回路 ２ 給電電圧ＶＣＣを与える給電端子 ３ 基本電圧ＧＮＤを与える基準端子 ４ 出力端子１０を有するチャージポンプ ５ 入力端子６を有し、クロック信号ＣＫを発生する発
振器 ７ コンデンサ ８，９ ダイオード １１ 出力コンデンサ １３ 入力端子１２及び出力端子１４を有する検出回路 １５ 内部電圧ＶＢを受けて基本電流Ｉ０を発生する第
２抵抗アーム １８ 基準電流Ｉ１を発生する電流ミラー ２１ 基準電圧Ｖ１を発生する第２抵抗アーム ２３ 制御電圧Ｖ２を発生する電圧源 １６，２２，２５ それぞれ抵抗値Ｒ０，Ｒ１，Ｒ２を
有する抵抗 １７，１９，２０，２４ ＮＭＯＳ形電界効果トランジ
スタ ２６ ２進論理信号ＯＮを発生する論理回路 ２７ 標準ＣＭＯＳ形インバータ ２８ ＰＭＯＳ形電界効果トランジスタ
振器 ７ コンデンサ ８，９ ダイオード １１ 出力コンデンサ １３ 入力端子１２及び出力端子１４を有する検出回路 １５ 内部電圧ＶＢを受けて基本電流Ｉ０を発生する第
２抵抗アーム １８ 基準電流Ｉ１を発生する電流ミラー ２１ 基準電圧Ｖ１を発生する第２抵抗アーム ２３ 制御電圧Ｖ２を発生する電圧源 １６，２２，２５ それぞれ抵抗値Ｒ０，Ｒ１，Ｒ２を
有する抵抗 １７，１９，２０，２４ ＮＭＯＳ形電界効果トランジ
スタ ２６ ２進論理信号ＯＮを発生する論理回路 ２７ 標準ＣＭＯＳ形インバータ ２８ ＰＭＯＳ形電界効果トランジスタ
Claims (9)
- 【請求項１】 その状態が内部電圧（ＶＢ）の値を表す
２進信号（ＯＮ）を供給する電圧検出回路（１３）であ
って、 前記内部電圧（ＶＢ）を受けて基本電流（Ｉ０）を発生
するための第１抵抗アーム（１５）、 前記基本電流（Ｉ０）に比例する基準電流（Ｉ１）を発
生するための電流増幅手段（１８）、 前記基準電流（Ｉ１）を表す基準電圧（Ｖ１）を発生す
るための第２抵抗アーム（２１）、 前記基準電圧（Ｖ１）から制御電圧（Ｖ２）を発生する
ための電圧源（２３）、及び、 前記制御電圧（Ｖ２）から前記２進信号（ＯＮ）を発生
するための論理回路（２６）から成ることを特徴とする
電圧検出回路。 - 【請求項２】 前記電圧源（２３）は、正の温度係数
（ｋ２）を有する少なくとも１つの抵抗（２５）を具備
することを特徴とする請求項１に記載の電圧検出回路。 - 【請求項３】 前記電圧源（２３）は、前記抵抗（２
５）に直列接続されたチャネルを有し、その制御ゲート
に前記基準電圧（Ｖ１）を受ける電界効果トランジスタ
（２４）を具備することを特徴とする請求項２に記載の
電圧検出回路。 - 【請求項４】 前記電圧源（２３）の抵抗（２５）の正
の温度係数（ｋ２）と、前記電圧源のトランジスタ（２
４）の相互コンダクタンス係数（Ｋ）との積の値が、比
較的に温度と独立していることを特徴とする請求項３に
記載の電圧検出回路。 - 【請求項５】 前記電圧源（２３）の抵抗（２５）は、
直列接続された異なるタイプの抵抗で形成されているこ
とを特徴とする請求項２〜４のいずれかに記載の電圧検
出回路。 - 【請求項６】 前記電流増幅手段（１８）は、前記電圧
源（２３）のトランジスタ（２４）と同一タイプの増幅
トランジスタ（１９，２０）により形成された電流ミラ
ーを具備することを特徴とする請求項３〜５のいずれか
一項に記載の電圧検出回路。 - 【請求項７】 前記第１抵抗アーム（１５）は、前記電
圧源（２３）のトランジスタ（２４）と同一タイプの増
幅トランジスタ（１７）により形成された少なくとも１
つのシフトダイオードを具備することを特徴とする請求
項３〜６のいずれか一項に記載の電圧検出回路。 - 【請求項８】 前記第１抵抗アーム（１５）の温度係数
（ｋ０）が前記第２抵抗アーム（２１）の温度係数（ｋ
１）に比べてより大きく正であることを特徴とする請求
項１〜７のいずれか一項に記載の電圧検出回路。 - 【請求項９】 前記第１抵抗アーム（１５）及び／又は
前記第２抵抗アーム（２１）は、直列接続された異なる
タイプの抵抗を具備することを特徴とする請求項１〜８
のいずれか一項に記載の電圧検出回路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR9500862A FR2729762A1 (fr) | 1995-01-23 | 1995-01-23 | Circuit de detection de tension compense en technologie et en temperature |
| FR9500862 | 1995-01-23 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08248067A true JPH08248067A (ja) | 1996-09-27 |
| JP2885312B2 JP2885312B2 (ja) | 1999-04-19 |
Family
ID=9475500
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8028669A Expired - Lifetime JP2885312B2 (ja) | 1995-01-23 | 1996-01-23 | テクノロジー及び温度の補償をした電圧検出回路 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5708420A (ja) |
| EP (1) | EP0723160B1 (ja) |
| JP (1) | JP2885312B2 (ja) |
| DE (1) | DE69600127T2 (ja) |
| FR (1) | FR2729762A1 (ja) |
Families Citing this family (15)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3450629B2 (ja) * | 1997-02-26 | 2003-09-29 | 株式会社東芝 | 負電圧検知回路及び不揮発性半導体記憶装置 |
| JP2000031756A (ja) * | 1998-07-14 | 2000-01-28 | Mitsubishi Electric Corp | カレントミラー回路及びチャージポンプ回路 |
| KR20030028560A (ko) * | 2000-08-04 | 2003-04-08 | 닛뽄덴끼 가부시끼가이샤 | 타이머 회로 및 상기 타이머 회로를 내장한 반도체 메모리 |
| JP3852906B2 (ja) * | 2000-11-06 | 2006-12-06 | 株式会社東芝 | 温度補償回路及び可変利得増幅回路 |
| US20030197546A1 (en) * | 2001-07-09 | 2003-10-23 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Negative voltage generator for a semiconductor memory device |
| US7336121B2 (en) * | 2001-05-04 | 2008-02-26 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Negative voltage generator for a semiconductor memory device |
| DE102004017284B4 (de) * | 2004-04-07 | 2012-06-06 | Qimonda Ag | Integrierte Halbleiterschaltung und Verfahren zur Prüfung der integrierten Halbleiterschaltung |
| FR2878986B1 (fr) * | 2004-12-08 | 2007-04-27 | Atmel Corp | Principe de regulation de puissance d'une sortie a haute tension dans des dispositifs de circuits integres |
| US20060226892A1 (en) * | 2005-04-12 | 2006-10-12 | Stmicroelectronics S.A. | Circuit for generating a reference current |
| JP4562638B2 (ja) * | 2005-10-27 | 2010-10-13 | 三洋電機株式会社 | 低電圧検出回路 |
| CN103134977B (zh) * | 2011-11-28 | 2015-08-19 | 统达能源股份有限公司 | 大电流侦测装置及其侦测方法 |
| CN103853227B (zh) | 2012-12-05 | 2016-02-17 | 艾尔瓦特集成电路科技（天津）有限公司 | 基准电压生成电路 |
| CN103698578A (zh) * | 2013-12-26 | 2014-04-02 | 浙江华立科技有限公司 | 电力集抄系统的功率输出控制方法及其电力集抄系统 |
| CN104198783B (zh) * | 2014-09-19 | 2017-08-25 | 杭州士兰微电子股份有限公司 | 具有温度补偿特性的电源检测电路及受电设备 |
| CN104849536B (zh) * | 2015-06-11 | 2017-12-01 | 中国人民解放军国防科学技术大学 | 一种应用于可串联锂电池组保护芯片的检测电路 |
Family Cites Families (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3628070A (en) * | 1970-04-22 | 1971-12-14 | Rca Corp | Voltage reference and voltage level sensing circuit |
| US4140930A (en) * | 1976-07-30 | 1979-02-20 | Sharp Kabushiki Kaisha | Voltage detection circuit composed of at least two MOS transistors |
| JPS5326175A (en) * | 1976-08-23 | 1978-03-10 | Seiko Instr & Electronics Ltd | Electronic watch |
| GB2020437B (en) * | 1978-04-14 | 1982-08-04 | Seiko Instr & Electronics | Voltage detecting circuit |
| JPS5893606A (ja) * | 1981-11-27 | 1983-06-03 | Sumitomo Rubber Ind Ltd | 自動二輪車 |
| JPS58190775A (ja) * | 1982-04-30 | 1983-11-07 | Fujitsu Ltd | 電源電圧検出回路 |
| US4617473A (en) * | 1984-01-03 | 1986-10-14 | Intersil, Inc. | CMOS backup power switching circuit |
| US4716323A (en) * | 1985-04-27 | 1987-12-29 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Power voltage drop detecting circuit |
| US4980792A (en) * | 1988-02-02 | 1990-12-25 | National Semiconductor Corporation | BiCMOS power transition circuit |
| JPH03113613A (ja) * | 1989-09-28 | 1991-05-15 | Sumitomo Electric Ind Ltd | 広ダイナミックレンジ電流源回路 |
| JP2778781B2 (ja) * | 1990-01-29 | 1998-07-23 | 三菱電機株式会社 | 閾値電圧生成回路 |
| US5043652A (en) * | 1990-10-01 | 1991-08-27 | Motorola, Inc. | Differential voltage to differential current conversion circuit having linear output |
| US5196833A (en) * | 1991-08-13 | 1993-03-23 | Ford Motor Company | Low voltage detector circuit |
-
1995
- 1995-01-23 FR FR9500862A patent/FR2729762A1/fr active Granted
-
1996
- 1996-01-17 DE DE69600127T patent/DE69600127T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1996-01-17 EP EP96470001A patent/EP0723160B1/fr not_active Expired - Lifetime
- 1996-01-22 US US08/589,220 patent/US5708420A/en not_active Expired - Lifetime
- 1996-01-23 JP JP8028669A patent/JP2885312B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| FR2729762A1 (fr) | 1996-07-26 |
| JP2885312B2 (ja) | 1999-04-19 |
| EP0723160A1 (fr) | 1996-07-24 |
| US5708420A (en) | 1998-01-13 |
| DE69600127T2 (de) | 1998-04-16 |
| FR2729762B1 (ja) | 1997-02-28 |
| EP0723160B1 (fr) | 1997-12-29 |
| DE69600127D1 (de) | 1998-02-05 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
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