JPH08214540A - 電源入力回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【構成】 商用交流電源３２からの入力電流を整流・平
滑して、ＤＣ−ＤＣコンバータ等の負荷側へ供給するコ
ンデンサインプット型の電源入力回路３１において、平
滑コンデンサＣ０と並列にコンデンサＣ１，Ｃ２の直列
回路を接続し、またこれらの接続点３６を入力電源ライ
ンＬ１，Ｌ２の一方と抵抗Ｒを介して接続する。Ｃ１，
Ｃ２の静電容量を半波内で負荷側で消費される値とし、
かつＲをＣ１，Ｃ２の充電電流の立上がりをなますこと
ができる程度の低い値に設定する。 【効果】 一方のコンデンサ、たとえばＣ１がＣ０に対
応して充電されてゆくときには、他方のコンデンサＣ２
が放電してゆき、したがって電源電圧が０クロスの直後
から、その放電によって端子間電圧の低下したコンデン
サへ充電電流が供給されることとなり、商用交流電源３
２側での充電電流の出力期間を長くし、高調波電流の帰
還を防止することができるとともに、力率を改善するこ
とができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、商用交流電源からの入
力電流をダイオードブリッジ等の整流回路で整流した
後、平滑コンデンサで平滑化して、ＤＣ−ＤＣコンバー
タやインバータなどの負荷側へ出力する、いわゆるコン
デンサインプット型の電源入力回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】図２１は、従来からの前記コンデンサイ
ンプット型の電源入力回路１の電気回路図である。商用
交流電源２からの交流電流は、ダイオードブリッジから
成る整流回路３において全波整流された後、平滑コンデ
ンサ４で平滑化されて負荷側へ供給される。前記負荷側
には、この図２１のようにＤＣ−ＤＣコンバータ５など
が設けられており、たとえば携帯型のパーソナルコンピ
ュータなどでは、このＤＣ−ＤＣコンバータ５によって
１００Ｖの入力電圧が５Ｖや１２Ｖに降圧された後、演
算回路、表示装置および印字装置などの負荷６に供給さ
れる。

【０００３】したがってこのように商用交流を一旦整流
・平滑化した後、高周波の交番電流を作成し、変圧する
ことによって、変圧器などの電源回路を小型化すること
ができ、このような構成を備えた電源回路が広く普及し
つつある。また、空気調和機などのように、所望とする
電圧および周波数の三相交流を作成するにあたってもま
た、上述のような電源入力回路１が用いられている。

【０００４】しかしながら上述のような電源入力回路１
では、定常状態となると、平滑コンデンサ４の充放電動
作によって、商用交流電源２側から見た場合の電流波形
は、図２２（ａ）において参照符α１で示す電圧波形に
対して、参照符α２で示すようになる。すなわち、前記
参照符α１で示す入力電圧を整流回路３で全波整流する
と、図２２（ｂ）において参照符α３で示すようにな
り、平滑コンデンサ４の端子間電圧は参照符α４で示す
ようになる。したがって、商用電源周波数の正弦波であ
る参照符α１で示す電圧波形に対して、参照符α５で示
すようにそのピーク値付近の期間Ｔだけしか充電電流が
流れず、商用交流電源２側から見た電流波形は前記参照
符α２で示すようになる。

【０００５】このため、前記充電電流は、そのピーク値
が実効値の５〜６倍以上になるとともに、３次、５次、
…の高調波が重畳された歪んだ波形となる。またこれに
よって、無効電力が増加するという問題もある。このた
め、このような高調波電流の商用交流電源２側への帰還
の規制が開始されようとしている。

【０００６】したがって上述のような高調波電流を低減
するために、従来から、たとえば負荷側の消費電力が２
００Ｗ以下の場合には図２３で示す電源入力回路１１が
用いられ、電力消費が大きい機器では図２４で示す電源
入力回路２１が用いられている。

【０００７】前記電源入力回路１１では、商用交流電源
２からの電源ライン１２にチョークコイル１３を挿入
し、このチョークコイル１３によって商用交流電源２側
への高調波電流の帰還を防止している。

【０００８】また、電源入力回路２１は、特開平５−３
６４８５号公報で示されるものであり、整流回路３と平
滑コンデンサ４との間に力率改善回路２２を挿入し、制
御回路２３からの制御信号に応答したスイッチング素子
２４のスイッチング動作によってチョークコイル２５が
発生した起電流をダイオード２６で整流することによっ
て、前記図２２における電流波形の期間Ｔを長くして、
高調波の抑制および力率を改善するように構成されてい
る。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】前記電源入力回路１１
では、たとえば負荷側に１００Ｗの電力を供給可能とす
る構成でチョークコイル１３に必要な大きさは、４×５
×４（ｃｍ）＝８０（ｃｍ³ ）であり、電源回路の体積
および質量が増加してしまうという問題がある。

【００１０】また前記電源入力回路２１では、チョーク
コイル２５に前記チョークコイル１３よりもインダクタ
ンスの小さい、すなわち小型のものを使用することがで
きるけれども、制御回路２３には電圧波形に同期するた
めに複雑な構造が要求され、コストが増加するととも
に、スイッチング素子２４のスイッチングノイズが商用
交流電源２側に帰還されてしまうという問題がある。

【００１１】本発明の目的は、小型化および低コスト化
を図ることができるとともに、ノイズの発生の少ない電
源入力回路を提供することである。

【００１２】

【課題を解決するための手段】請求項１の発明に係る電
源入力回路は、交流電源からの入力電流を整流回路で整
流した後、平滑コンデンサで平滑化して負荷側へ出力す
る電源入力回路において、相互に直列に接続されて前記
平滑コンデンサと並列に接続される第１および第２の２
つのコンデンサと、前記第１のコンデンサと第２のコン
デンサとの接続点を前記交流電源の一対の入力端のいず
れか一方と接続する抵抗とを含み、前記第１および第２
のコンデンサの静電容量Ｃ１，Ｃ２を、前記負荷側の消
費電力の最大値をＰｍａｘとし、前記交流電源の電源周
波数をｆとし、前記交流電源の出力電圧の実効値をＶｉ
ｎとするとき、０．５×Ｐｍａｘ／（２×ｆ×Ｖｉ
ｎ² ）〜１．５×Ｐｍａｘ／（２×ｆ×Ｖｉｎ² ）、好
ましくはＰｍａｘ／（２×ｆ×Ｖｉｎ² ）に選び、前記
抵抗の抵抗値Ｒを０．０００１／Ｃ１〜０．００１／Ｃ
１または０．０００１／Ｃ２〜０．００１／Ｃ２、好ま
しくは０．０００１／Ｃ１〜０．０００４／Ｃ１または
０．０００１／Ｃ２〜０．０００４／Ｃ２に選ぶことを
特徴とする。

【００１３】また請求項２の発明に係る電源入力回路
は、交流電源からの入力電流を整流回路で整流した後、
平滑コンデンサで平滑化して負荷側へ出力する電源入力
回路において、一方の端子が前記平滑コンデンサのいず
れか一方の端子と接続されるコンデンサと、前記コンデ
ンサの他方の端子を前記交流電源の一対の入力端のいず
れか一方と接続する抵抗とを含み、前記コンデンサの静
電容量Ｃａを、前記負荷側の消費電力の最大値をＰｍａ
ｘとし、前記交流電源の電源周波数をｆとし、前記交流
電源の出力電圧の実効値をＶｉｎとするとき、Ｐｍａｘ
／（２×ｆ×Ｖｉｎ² ）〜３×Ｐｍａｘ／（２×ｆ×Ｖ
ｉｎ² ）、好ましくは２×Ｐｍａｘ／（２×ｆ×Ｖｉｎ
² ）に選び、前記抵抗の抵抗値Ｒａを、０．０００１／
Ｃａ〜０．００１／Ｃａ、好ましくは０．０００１／Ｃ
ａ〜０．０００４／Ｃａに選ぶことを特徴とする。

【００１４】さらにまた請求項３の発明に係る電源入力
回路では、前記整流回路はダイオードブリッジ回路で実
現され、負荷の消費電力を検出する検出手段と、前記検
出手段の検出結果に応答し、軽負荷となったことが検出
されたとき、前記整流回路を半波整流に切換える切換手
段とを備えることを特徴とする。

【００１５】また請求項４の発明に係る電源入力回路で
は、前記整流回路はダイオードブリッジ回路で実現さ
れ、負荷の消費電力を検出する検出手段と、前記検出手
段の検出結果に応答し、軽負荷となったことが検出され
たとき、前記第１または第２のコンデンサの少なくとも
いずれか一方の静電容量を減少させる静電容量変化手段
とを備えることを特徴とする。

【００１６】

【作用】請求項１の発明に従えば、商用交流電源などの
交流電源からの入力電流を、ダイオードブリッジなどか
ら成る整流回路で整流した後、平滑コンデンサで平滑化
して、ＤＣ−ＤＣコンバータやインバータなどの負荷側
へ出力するようにしたコンデンサインプット型の電源入
力回路において、前記平滑コンデンサと並列に第１およ
び第２のコンデンサを相互に直列に接続した直列回路を
挿入するとともに、それら第１および第２のコンデンサ
の接続点と交流電源の一対の入力端のうち、いずれか一
方との間を抵抗で接続しておく。

【００１７】さらに、第１および第２のコンデンサの静
電容量Ｃ１，Ｃ２を、負荷側の消費電力の最大値をＰｍ
ａｘとし、交流電源の電源周波数をｆとし、交流電源の
出力電圧の実効値をＶｉｎとするとき、０．５×Ｐｍａ
ｘ／（２×ｆ×Ｖｉｎ² ）〜１．５×Ｐｍａｘ／（２×
ｆ×Ｖｉｎ² ）、好ましくはＰｍａｘ／（２×ｆ×Ｖｉ
ｎ² ）に選ぶ。

【００１８】また前記抵抗の抵抗値Ｒを、０．０００１
／Ｃ１〜０．００１／Ｃ１または０．０００１／Ｃ２〜
０．００１／Ｃ２、好ましくは０．０００１／Ｃ１〜
０．０００４／Ｃ１または０．０００１／Ｃ２〜０．０
００４／Ｃ２に選ぶ。

【００１９】したがって、前記第１および第２のコンデ
ンサの静電容量Ｃ１，Ｃ２は、半波内に負荷側で消費さ
れる電力に対応しており、したがって出力電力、すなわ
ち負荷が安定している状態で、たとえば電源電圧が正極
側となると、まず第１のコンデンサが抵抗で立上がりの
規制された波形の充電電流で平滑コンデンサの端子間電
圧と略等しくなるように充電されてゆき、その平滑コン
デンサおよび第１のコンデンサの端子間電圧が電源電圧
よりも高くなると前記充電が停止し、これらの平滑コン
デンサおよび第１のコンデンサから負荷側へ負荷電流が
供給される。またこのとき、前記第２のコンデンサに関
しては、前記抵抗を介して交流電源側に放電経路が形成
されて、前記第１のコンデンサの端子間電圧の上昇に伴
ってその端子間電圧が低下してゆく。

【００２０】その後、電源電圧が負極側となると、まず
第２のコンデンサに抵抗を介して充電電流が供給され、
該第２のコンデンサは平滑コンデンサとともに充電され
てゆく。またこのとき、第１のコンデンサは抵抗を介し
て放電を行う。

【００２１】したがって、第１または第２のコンデンサ
の端子間電圧は平滑コンデンサに対応して上昇してゆ
き、このとき第２または第１のコンデンサは端子間電圧
がほぼ０となるまで放電を行っている。したがって電源
電圧の極性が切換わると、第１または第２のコンデンサ
は端子間電圧がほぼ０の状態から充電されることにな
る。これによって、平滑コンデンサだけでは電圧波形の
ピーク値付近でしか電流波形が立上がらず、したがって
高調波電流が発生するとともに、力率が低下していたの
に対して、交流電源からの電流が流れる期間が長くな
り、前記高調波電流の発生が抑制されるとともに、力率
を向上することができる。

【００２２】また、このような高調波電流の抑制および
力率の改善を２つのコンデンサと１つの抵抗との簡単な
構成で実現することができ、小型化および低コスト化を
図ることができるとともに、スイッチング素子などを用
いていないので、ノイズの発生する虞もない。

【００２３】また請求項２の発明に従えば、商用交流電
源などの交流電源からの入力電流を、ダイオードブリッ
ジなどから成る整流回路で整流した後、平滑コンデンサ
で平滑化して、ＤＣ−ＤＣコンバータやインバータなど
の負荷側へ出力するようにしたコンデンサインプット型
の電源入力回路において、前記平滑コンデンサのいずれ
か一方の端子と交流電源の一対の入力端のいずれか一方
との間を、コンデンサと抵抗との直列回路によって接続
しておく。

【００２４】さらに前記コンデンサの静電容量Ｃａを、
負荷側の消費電力の最大値をＰｍａｘとし、交流電源の
電源周波数をｆとし、交流電源の出力電圧の実効値をＶ
ｉｎとするとき、Ｐｍａｘ／（２×ｆ×Ｖｉｎ² ）〜３
×Ｐｍａｘ／（２×ｆ×Ｖｉｎ² ）、好ましくは２×Ｐ
ｍａｘ／（２×ｆ×Ｖｉｎ² ）に選ぶ。

【００２５】また前記抵抗の抵抗値Ｒａを、０．０００
１／Ｃａ〜０．００１／Ｃａ、好ましくは０．０００１
／Ｃａ〜０．０００４／Ｃａに選ぶ。

【００２６】したがって、負荷が安定している定常状態
で、たとえば電源電圧が正極側となると、コンデンサが
抵抗で立上がりの規制された波形の充電電流で平滑コン
デンサの端子間電圧と略等しくなるように充電されてゆ
き、その平滑コンデンサおよびコンデンサの端子間電圧
が電源電圧よりも高くなると、前記充電が停止し、これ
らの平滑コンデンサおよびコンデンサから負荷側へ負荷
電流が供給される。

【００２７】その後、電源電圧が負極側となると、コン
デンサに抵抗を介して放電のための電流が供給され、該
コンデンサは前記平滑コンデンサの充電に対して放電さ
れてゆく。

【００２８】したがって、電源電圧の立上がり時からコ
ンデンサに充電または放電のための電流が供給されるよ
うになり、したがって平滑コンデンサだけでは電圧波形
のピーク値付近でしか電流波形が立上がらないのに対し
て、交流電源からの電流が流れる期間が長くなり、高調
波電流の発生を抑制することができるとともに、力率を
向上することができる。

【００２９】さらにまた請求項３の発明に従えば、前記
整流回路はダイオードブリッジ回路で実現されており、
検出手段によって平滑コンデンサの端子間電圧を検出す
るなどして負荷の消費電力を検出し、軽負荷となったこ
とが検出されると、切換手段によって整流回路を半波整
流に切換える。

【００３０】したがって、軽負荷になると、たとえば前
記第１および第２のコンデンサの放電が充分に行われ
ず、負荷側へ出力される電圧が負荷に予め規定された電
圧を超えてしまうことになるのに対して、このような場
合には全波整流から半波整流に切換えることによって、
第１および第２のコンデンサならびに平滑コンデンサへ
の充電電流を抑えて、平滑コンデンサの端子間電圧が前
記規定の電圧を超えないようにすることができる。

【００３１】また請求項４の発明に従えば、前記整流回
路をダイオードブリッジ回路で構成し、検出手段によっ
て負荷ラインの線電流を検出するなどして軽負荷となっ
たことが検出されると、静電容量変化手段は第１または
第２のコンデンサの少なくともいずれか一方の静電容量
を減少させる。すなわち、たとえば第１または第２のコ
ンデンサと直列にスイッチング素子を介在しておき、軽
負荷となるとそのスイッチング素子を開放してその第１
または第２のコンデンサを切離すようにしてもよく、ま
た第１または第２のコンデンサの静電容量を複数の素子
に分割しておき、前記軽負荷となると一部の静電容量に
対応した素子を開放するようにしてもよい。

【００３２】このようにして、軽負荷となると、第１ま
たは第２のコンデンサの静電容量を減少させることによ
って、負荷側への出力電圧が不所望に上昇することな
く、規定された電圧以内とすることができる。

【００３３】

【実施例】本発明の第１の実施例について、図１〜図３
に基づいて説明すれば以下のとおりである。

【００３４】図１は、本発明の第１の実施例の電源入力
回路３１の電気回路図である。この電源入力回路３１
は、商用交流電源３２からの入力電流を整流回路３３で
整流した後、平滑コンデンサＣ０で平滑化して出力す
る、いわゆるコンデンサインプット型の電源入力回路に
おいて、コンデンサＣ１，Ｃ２と、抵抗Ｒとを設けたも
のである。

【００３５】前記整流回路３３は、アノードが商用交流
電源３２からの入力電源ラインＬ１，Ｌ２にそれぞれ接
続され、カソードがハイレベルの出力電源ラインＬ３に
共通に接続されるダイオードＤ１，Ｄ２と、カソードが
前記入力電源ラインＬ１，Ｌ２にそれぞれ接続され、ア
ノードがローレベルの出力電源ラインＬ４に共通に接続
されるダイオードＤ３，Ｄ４とから成るダイオードブリ
ッジで実現される。この整流回路３３から出力される全
波整流された出力電流は、出力電源ラインＬ３，Ｌ４間
に介在される平滑コンデンサＣ０によって平滑化され
て、負荷側へ出力される。出力電源ラインＬ３，Ｌ４か
らの出力電流は、図１で示すようなＤＣ−ＤＣコンバー
タ３４で降圧された後、演算処理回路などの負荷３５に
供給されるようにしてもよく、またインバータ回路など
で、高周波電流に変換されて蛍光灯などの点灯に用いら
れ、あるいは三相交流に変換されて空気調和機の誘導モ
ータなどに与えられるようにしてもよい。

【００３６】前記出力電源ラインＬ３，Ｌ４間、すなわ
ち平滑コンデンサＣ０と並列に、前記コンデンサＣ１，
Ｃ２の直列回路が接続されている。前記コンデンサＣ
１，Ｃ２間の接続点３６は、抵抗Ｒを介して入力電源ラ
インＬ１，Ｌ２のいずれか一方、この図１では入力電源
ラインＬ２に接続されている。

【００３７】本発明は、図２（ａ）で示す商用交流電源
３２からの入力電圧波形に対して、図２（ｂ）で示すよ
うに、単位周期Ｔ１当りにおいて電流の流れる期間Ｔ２
を大きくすることによって、高調波成分の発生を抑えよ
うとするものである。まず、以下にコンデンサＣ１，Ｃ
２の静電容量の決定方法を詳述する。

【００３８】前記コンデンサＣ１，Ｃ２の静電容量は、
該コンデンサＣ１，Ｃ２内のエネルギーが半波内で消費
されるように選ばれ、すなわちそれぞれ参照符と同一の
記号で表すとき、コンデンサに蓄積されるエネルギーの
一般式はＷ＝（１／２）ＣＶ² で与えられるので、負荷
側の消費電力の最大値をＰｍａｘとし、商用交流電源３
２の電源周波数をｆとし、前記商用交流電源３２からの
入力電圧の実効値をＶｉｎとするとき、負荷変動の可能
性などに対応して、 ０．５×Ｐｍａｘ／（２×ｆ×Ｖｉｎ² ）≦Ｃ１，Ｃ２ ≦１．５×Ｐｍａｘ／（２×ｆ×Ｖｉｎ² ）・・・（１） に選ばれ、前記負荷変動の可能性が少ないときには、好
ましくは、 Ｃ１，Ｃ２＝Ｐｍａｘ／（２×ｆ×Ｖｉｎ² ） ・・・（２） に選ばれる。

【００３９】次に前記抵抗Ｒは、商用交流電源３２側で
流れる電流波形の整形用の抵抗であり、該抵抗Ｒの抵抗
値が０であるときの電流波形を、図２（ｂ）において参
照符β１で示す。この抵抗Ｒの抵抗値が小さくても、後
述するようなコンデンサＣ１，Ｃ２の動作によって、平
滑コンデンサＣ０のみの場合に比べて、前記期間Ｔ２を
拡げることはできるけれども、図示のように電流波形の
立上がりが急峻であるために高調波成分が多くなってし
まう。このため、以下のようにして抵抗Ｒの抵抗値を決
定する。

【００４０】まず前述のように、立上がりによる高調波
成分の発生を抑えるために、参照符β２からβ３で示す
ように電流波形をなまらせる必要がある。さらにまた、
抵抗Ｒの抵抗値が０である状態での電流の最大値Ｉｍａ
ｘからの降下量ΔＩが、前記最大値Ｉｍａｘの５％程度
以内で充電を完了することを目安として、 ｌｏｇ_e ０．０５＝−３ ・・・（３） したがって、 −３＝−ｔ／ＣＲ ・・・（４） から、 ＣＲ＝ｔ／３ ・・・（５） が得られる。

【００４１】ここで、前記電源周波数ｆを５０Ｈｚとす
ると、入力電流の半周期Ｔ１は１０ｍｓｅｃとなり、図
２（ｂ）で示す波形から、商用交流電源３２側に電流が
流れている期間Ｔ２は約６ｍｓｅｃであり、充電期間Ｔ
３は最大値で前記期間Ｔ２の１／２の３ｍｓｅｃ程度以
内とする必要があり、また最小値は後述するような実験
的な値からその１／１０程度とする。これによって、 ｔ＝０．３〜３ｍｓｅｃ ・・・（６） が得られる。したがってＲ＝０．０００１／Ｃ１〜０．
００１／Ｃ１またはＲ＝０．０００１／Ｃ２〜０．００
１／Ｃ２を得ることができる。抵抗Ｒの抵抗値が０であ
ると、前述のように入力電流は図２（ｂ）において参照
符β１で示すようになる。これに対して、抵抗値を大き
くしてゆくと、参照符β２からβ３で示すように、その
波形がなまってゆくことになる。ただし、あまりこの抵
抗値が大きくなると損失も増加するので、好ましくはＲ
＝０．０００１／Ｃ１〜０．０００４／Ｃ１またはＲ＝
０．０００１／Ｃ２〜０．０００４／Ｃ２に選ぶ。

【００４２】上述のように構成された電源入力回路３１
において、図３および図２を参照して、その動作を詳述
する。商用交流電源３２の出力電圧が時刻ｔ１で立上が
ってからピーク値を超える時刻ｔ２までは、図３（ａ）
において参照符ｉ１からｉ２で示す電流経路で平滑コン
デンサＣ０が充電され、その端子間電圧が図２（ｃ）に
おいて参照符γ１で示すように変化するとともに、この
平滑コンデンサＣ０と略等しい端子電圧となるように、
参照符ｉ１からｉ３で示す電流経路でコンデンサＣ１が
充電され、その端子間電圧は参照符γ２で示すように変
化する。またこのとき、負荷側には参照符ｉ１およびｉ
４からｉ５で示される電流経路で負荷電流が供給され
る。さらにまた、コンデンサＣ２内の電荷は参照符ｉ６
で示す電流経路で商用交流電源３２側へ放電され、その
端子間電圧は参照符γ３で示すように変化する。

【００４３】次に、商用交流電源３２の出力電圧が低下
してゆき、０となる時刻ｔ３までは、図３（ｂ）で示す
ように、商用交流電源３２の出力電圧よりもコンデンサ
Ｃ０，Ｃ１の端子間電圧の方が高くなり、したがって商
用交流電源３２からは電流が流れず、図３（ｂ）におい
て参照符ｉ４からｉ５で示す電流経路で平滑コンデンサ
Ｃ０から負荷側へ負荷電流が供給されるとともに、参照
符ｉ７からｉ５で示す電流経路でコンデンサＣ１からも
負荷側へ負荷電流が供給される。またコンデンサＣ１か
ら平滑コンデンサＣ０へは、参照符ｉ７からｉ２で示す
ような電流が流れ、したがって、コンデンサＣ０，Ｃ１
は略等しい端子間電圧で降下してゆく。またこの間も、
コンデンサＣ２内の電荷は参照符ｉ６で示す電流経路で
商用交流電源３２側へ放電される。

【００４４】商用交流電源３２の出力電圧が０以下とな
ってから、負極側でのピークを通過する時刻ｔ４まで
は、図３（ｃ）で示すように、参照符ｉ１１からｉ５で
示す電流が負荷電流として、また参照符ｉ１１からｉ２
で示す電流が平滑コンデンサＣ０の充電用に供給され
る。このとき、参照符ｉ１１からｉ１２で示す電流経路
で、コンデンサＣ２が平滑コンデンサＣ０と略等しい電
位で充電されてゆく。またこのとき、コンデンサＣ１，
Ｃ２は直列に接続されているので、これらの両端の端子
間電圧が上昇しようとするけれども、平滑コンデンサＣ
０および負荷が接続されているために、参照符ｉ１３で
示す電流経路でコンデンサＣ１が放電してゆく。

【００４５】ここで、コンデンサＣ１に蓄積されている
電荷が負荷側で消費されないときには、コンデンサＣ
１，Ｃ２の直列回路からの出力電圧は、負荷側で規定さ
れた、たとえばＤＣ−ＤＣコンバータ３４の定格入力電
圧を超えてしまう。このため、上述のようにしてコンデ
ンサＣ１の静電容量が選ばれる。前記図３（ａ）におけ
るコンデンサＣ２の放電時も同様であり、したがってコ
ンデンサＣ２の静電容量も前述のようにして選ばれる。
こうしてコンデンサＣ１が放電し、コンデンサＣ２は平
滑コンデンサＣ０と略等しい電位に充電される。

【００４６】さらに、商用交流電源３２の出力電圧が、
負極側で時刻ｔ４以降で示すように上昇を開始する頃に
は、コンデンサＣ０，Ｃ２の端子間電圧が商用交流電源
３２の出力電圧よりも高くなり、したがって図３（ｄ）
で示すように、参照符ｉ１４およびｉ４からｉ５で示す
電流経路で負荷電流が流れ、また参照符ｉ１４からｉ２
で示す電流経路でコンデンサＣ２から平滑コンデンサＣ
０への充電が行われる。

【００４７】商用交流電源３２の出力電圧が正極側とな
る時刻ｔ５以降は、上述の前記時刻ｔ１以降の動作を繰
返し、コンデンサＣ１，Ｃ２の直列回路の端子間電圧の
和が平滑コンデンサＣ０の端子間電圧よりも大きくなろ
うとするけれども、負荷および平滑コンデンサＣ０がこ
の直列回路に接続されているので、コンデンサＣ１の充
電に伴って、コンデンサＣ２は放電してゆく。

【００４８】したがって、このような構成の電源入力回
路３１では、商用交流電源３２の出力電圧が立上がりを
開始してから、平滑コンデンサＣ０に充電可能な充分な
電圧にまで立上がる以前には、端子間電圧が０となって
いるコンデンサＣ１またはＣ２に充電が行われることに
よって、商用交流電源３２からの出力電流を図２（ｂ）
で示すように立上げ、前記図２２において参照符Ｔで示
される期間に対して、長い期間Ｔ２に亘って商用交流電
源３２からの出力電流が供給されるようになる。また前
記出力電流の最大値を、実効値の、たとえば２倍程度に
まで小さくすることができる。

【００４９】このようにして、商用交流電源３２側への
高調波電流の帰還を抑えることができるとともに、力率
を改善することができる電源入力回路を、コンデンサ２
つと抵抗１つの簡単な、したがって低コストで小型の構
成で実現することができるとともに、スイッチングノイ
ズの発生などの新たな問題が発生することもない。

【００５０】なお、前記抵抗Ｒに代えて、極めて小さい
インダクタンスのコイルを用いても同様に、参照符β１
からβ２およびβ３で示すような波形整形を行うことが
できる。

【００５１】また、構成を簡素化するために、図４で示
す電源入力回路４１ａ、または図５で示す電源入力回路
４１ｂのように、前記コンデンサＣ１，Ｃ２のうちのい
ずれか一方をコンデンサＣａとして設けるようにしても
よい。なお、前述の実施例に対応する構成要素には、同
一の参照符を付す。ただしこの場合には、該コンデンサ
Ｃａの静電容量は、Ｃ１＋Ｃ２の合成容量となり、これ
に対応して抵抗Ｒａの抵抗値は、時定数ｔを同一値とす
る必要があるために、Ｃ１＝Ｃ２であるときには１／２
となる。

【００５２】図６は前記電源入力回路４１ａの動作を説
明するための波形図であり、図７は電源入力回路４１ａ
の動作を説明するための電気回路図である。図６（ａ）
において、参照符Ｋ１は整流回路３３で全波整流された
出力電圧波形であり、これによって平滑コンデンサＣ０
の端子間電圧は、参照符Ｋ２で示すようになる。

【００５３】したがって図７（ａ）で示すように、参照
符ｉ１からｉ２で示す電流経路で平滑コンデンサＣ０が
充電されるとともに参照符ｉ１およびｉ４からｉ５で示
される電流経路で負荷電流が供給される。またコンデン
サＣａには、図６（ｂ）で示すように、端子間電圧が立
上がる時刻ｔ１ａからピーク値を超える時刻ｔ２ａまで
は、参照符ｉ１からｉ２１で示す電流経路で充電が行わ
れる。その後、電源電圧が負極側となる時刻ｔ３ａまで
は、参照符ｉ２２で示す電流経路でこのコンデンサＣａ
から負荷電流が供給されることになる。

【００５４】電源電圧が負極側となる時刻ｔ３ａから
は、図７（ｂ）で示すように、商用交流電源３２からの
出力電流は参照符ｉ２３で示す電流経路で負荷側へ供給
され、また参照符ｉ２４で示す電流経路でコンデンサＣ
ａの放電のために消費され、該コンデンサＣａの放電が
完了すると、その時刻ｔ４ａから電源電圧が正極側で立
上がる時刻ｔ５ａまでは、該コンデンサＣａへ電流が流
れず、参照符ｉ４からｉ５で示す電流経路で負荷電流が
供給されるのみとなる。

【００５５】このようにコンデンサＣａを１つだけ設け
るような構成であっても、商用交流電源３２の出力電圧
が一方極性側の期間に充電されたコンデンサＣａに対し
て、他方極性側の期間には放電のための電流が流れるこ
とになり、商用交流電源３２側で電流が流れる期間Ｔ２
を長くすることができる。

【００５６】さらにまた、本発明の他の実施例として、
図８の電源入力回路５１ａ、または図９の電源入力回路
５１ｂで示すように、出力電源ラインＬ３，Ｌ４間の、
すなわち平滑コンデンサＣ０の端子間電圧を検出する電
圧検出回路５２と、この電圧検出回路５２の検出結果か
ら、軽負荷による電圧の上昇が検出されたときに制御信
号を発生する制御信号発生回路５３と、前記制御信号に
応答して整流回路３３を半波整流に切換える切換手段５
４を設けるようにしてもよい。

【００５７】図１０は、前記電圧検出回路５２、制御信
号発生回路５３および切換手段５４の具体的な回路構成
を説明するための電源入力回路５１ａの電気回路図であ
る。前記電圧検出回路５２は、出力電源ラインＬ３，Ｌ
４間に介在される一対の分圧抵抗ｒ１，ｒ２によって実
現される。

【００５８】前記制御信号発生回路５３は、前記分圧抵
抗ｒ１，ｒ２の接続点５５の電圧を検知する電圧検知用
のトランジスタＴｒ１と、その検知結果の反転用のトラ
ンジスタＴｒ２と、抵抗ｒ３，ｒ４とを備えて構成され
ている。前記トランジスタＴｒ１のベースは前記接続点
５５に接続され、またコレクタはプルアップ用の抵抗ｒ
３を介してハイレベルの出力電圧ラインＬ3 に接続され
るとともに、トランジスタＴｒ２のベースに接続されて
いる。さらにまた、このトランジスタＴｒ１およびトラ
ンジスタＴｒ２のエミッタは、ローレベルの出力電源ラ
インＬ４に接続されている。トランジスタＴｒ２のコレ
クタからは、抵抗ｒ４を介して制御信号が出力される。

【００５９】前記切換手段５４は、ダイオードＤ１のカ
ソードと、ハイレベルの出力電源ラインＬ３との間に介
在されるスイッチング用のトランジスタＴｒ３と、前記
制御信号を受信し、トランジスタＴｒ３を制御するため
のトランジスタＴｒ４とを備えて構成されている。

【００６０】平滑コンデンサＣ０の出力電圧が予め定め
る電圧、たとえばＤＣ−ＤＣコンバータ３４の定格入力
電圧の実効値が１００Ｖであるときには、ピーク値の１
４１Ｖ以下では、前記接続点５５の電圧に対してトラン
ジスタＴｒ１は遮断しており、これによってプルアップ
用の抵抗ｒ３を介してトランジスタＴｒ２のベースはハ
イレベルとなって該トランジスタＴｒ２が導通し、抵抗
ｒ４を介して出力される前記制御信号はローレベルとな
る。したがって、トランジスタＴｒ４が導通し、トラン
ジスタＴｒ３のベース電流が供給されて該トランジスタ
Ｔｒ３が導通し、ダイオードＤ１を介してコンデンサＣ
０，Ｃ１への充電電流の供給が可能となる全波整流状態
となる。

【００６１】これに対して、軽負荷となって、コンデン
サＣ１，Ｃ２での電荷が充分に消費されず電源ラインＬ
３の電圧が上昇すると、トランジスタＴｒ１のベースが
ハイレベルとなって該トランジスタＴｒ１が導通し、ト
ランジスタＴｒ２に供給されていたベース電流をバイパ
スする。これによってトランジスタＴｒ２が遮断し、ト
ランジスタＴｒ４のベース電流、したがってトランジス
タＴｒ３のベース電流が遮断されて、ダイオードＤ１を
介する充電電流の供給が停止され、整流回路３３は半波
整流状態となる。

【００６２】図１１および図１２は上述のような整流状
態の切換に伴う電源入力回路５１ａの動作を説明するた
めの波形図であり、図１１は定常負荷時を表し、図１２
は軽負荷時を表す。なお、Ｃ１＝Ｃ２として、Ｐｍａｘ
＝２×ｆ×Ｃ１×Ｖｉｎ² とする。

【００６３】定常負荷時で、図１１（ａ）において、参
照符Ｈ１で示す平滑コンデンサＣ０の端子間電圧が、参
照符Ｈ２で示すＤＣ−ＤＣコンバータ３４の定格入力電
圧以下であるときには、参照符Ｈ３で示す全波整流波形
に対して、コンデンサＣ１，Ｃ２の端子間電圧は図１１
（ｂ）において参照符Ｈ５，Ｈ６でそれぞれ示すよう
に、前記図６（ｂ）で示す波形と相似となる。したがっ
て、整流回路３３から流れる電流は、図１１（ａ）にお
いて参照符Ｈ４で示すようになる。

【００６４】これに対して軽負荷時は、図１２（ａ）で
示すように、前記参照符Ｈ２で示す定格入力電圧に対し
て、参照符Ｈ１１で示す平滑コンデンサＣ０の端子間電
圧が超えようとする。その時刻ｔ１１〜ｔ１２間は、前
記トランジスタＴｒ３が遮断して半波整流状態となり、
前記図３（ａ）における参照符ｉ６で示すコンデンサＣ
２の放電経路が遮断され、該コンデンサＣ２の端子間電
圧は図１２（ｂ）において参照符Ｈ１４で示すように保
持される。これに対して、コンデンサＣ１の端子間電圧
は前記時刻ｔ１１でその上昇が停止され、コンデンサＣ
０，Ｃ１から負荷電流が流れ、コンデンサＣ１の端子間
電圧は、参照符Ｈ１３で示すように緩やかに低下してゆ
く。またこれによって、整流回路３３から負荷側で見た
場合の電流波形は、図１２（ａ）において、参照符Ｈ１
２で示すようになる。

【００６５】前記時刻ｔ１２で、直列のコンデンサＣ
１，Ｃ２の端子間電圧の和が定格入力電圧以下となって
トランジスタＴｒ３が導通し、時刻ｔ１３で電源電圧の
極性が切換わると、放電の完了していないコンデンサＣ
２の端子間電圧が整流回路３３の出力電圧よりも高く、
両者が逆転する時刻ｔ１４から、該コンデンサＣ２の充
電が開始される。またこれに対応して、コンデンサＣ１
の放電が開始される。

【００６６】このように軽負荷、たとえば負荷の消費電
力の最大値Ｐｍａｘの１／２以下となったことが検出さ
れると、半波整流に切換えることによって、コンデンサ
Ｃ１，Ｃ２の端子間電圧の和が負荷の定格入力電圧より
も高くなってしまうことを防止することができる。

【００６７】さらにまた、図１３で示す電源入力回路６
１ａおよび図１４で示す電源入力回路６１ｂのように、
軽負荷時にはコンデンサＣ１，Ｃ２のいずれか一方を開
放して充電を抑えるようにしてもよい。すなわち、これ
ら電源入力回路６１ａ，６１ｂでは、ＤＣ−ＤＣコンバ
ータ３４から負荷３５への負荷ラインＬ５に、該負荷ラ
インＬ５の線電流を検出する負荷電流検出回路６２を設
け、この負荷電流検出回路６２によって、たとえば負荷
電流が定格電流の１／２以下となったことが検出される
と、制御信号発生回路６３がスイッチ６４を開放する。
前記スイッチ６４は、電源入力回路６１ａではコンデン
サＣ１に関して設けられており、電源入力回路６１ｂで
はコンデンサＣ２に関して設けられている。

【００６８】このような構成では、軽負荷時にはスイッ
チ６４によって開放されなかった側のコンデンサ、たと
えば図１３で示す電源入力回路６１ａではＣ２の端子間
電圧の変化は、前記図６（ｂ）で示す波形と相似とな
り、このようにしてもまた、負荷の変動に対応すること
ができる。

【００６９】また、前記電源入力回路５１ａまたは５１
ｂの構成と、電源入力回路６１ａまたは６１ｂの構成と
を任意に組合わせて、たとえば図１５で示す電源入力回
路７１ａおよび図１６で示す電源入力回路７１ｂのよう
に構成してもよい。これによって、負荷が、たとえば１
／２と１／４とのように、複数の段階で変化しても、そ
れぞれ最適に対応することができる。

【００７０】さらにまた、図１７で示す電源入力回路８
１ａおよび図１８で示す電源入力回路８１ｂのように、
いずれか一方のコンデンサＣ１またはＣ２の開放ととも
に、残余のコンデンサＣ２またはＣ１の静電容量を小さ
くしてもよい。すなわち、コンデンサＣ２，Ｃ１をそれ
ぞれ部分コンデンサＣ２ａとＣ３とにおよびＣ１ａとＣ
３とに分割しておき、負荷が前記最大値Ｐｍａｘの１／
２以下となった時点で、制御信号発生回路６３はスイッ
チ６４を遮断し、さらに１／４以下となるとスイッチ８
２を遮断して、部分コンデンサＣ３を開放するようにし
てもよい。この場合、部分コンデンサＣ２ａ，Ｃ１ａと
Ｃ３とは、たとえば相互に等しい、すなわちコンデンサ
Ｃ２，Ｃ１の１／２の静電容量に設定される。

【００７１】さらにまた、前記電源入力回路５１ａまた
は５１ｂに、前記電源入力回路８１ａ，８１ｂの構成を
任意に付加して、たとえば図１９で示す電源入力回路９
１ａおよび図２０で示す電源入力回路９１ｂのように構
成して、さらに細かな負荷変動に対応するようにしても
よい。

【００７２】

【発明の効果】請求項１の発明に係る電源入力回路は、
以上のように、平滑コンデンサと並列に第１および第２
のコンデンサを相互に直列に接続した回路を挿入してお
くとともに、それらの接続点と交流電源の入力端のいず
れか一方との間を抵抗で接続し、前記コンデンサの静電
容量Ｃ１，Ｃ２を、０．５×Ｐｍａｘ／（２×ｆ×Ｖｉ
ｎ² ）〜１．５×Ｐｍａｘ／（２×ｆ×Ｖｉｎ² ）、好
ましくはＰｍａｘ／（２×ｆ×Ｖｉｎ² ）に選び、抵抗
の抵抗値Ｒを、０．０００１／Ｃ１〜０．００１／Ｃ１
または０．０００１／Ｃ２〜０．００１／Ｃ２、好まし
くは０．０００１／Ｃ１〜０．０００４／Ｃ１または
０．０００１／Ｃ２〜０．０００４／Ｃ２に選ぶ。

【００７３】それゆえ、電源電圧が一方極性となって、
一方のコンデンサ、たとえば第１のコンデンサが充電さ
れてゆくときには、他方のコンデンサ、すなわち第２の
コンデンサが放電を行い、電源電圧の極性が切換わると
直ちに他方のコンデンサに充電電流が流れることにな
る。これによって、平滑コンデンサだけでは、電源電圧
のピーク値付近でしか充電電流が流れないのに対して、
交流電源側から見た電流の流れる期間を長くすることが
でき、高調波電流の発生を抑えることができるととも
に、力率を向上することができる。

【００７４】またこのような高調波電流の抑制および力
率の改善を、２つのコンデンサと１つの抵抗との簡単な
構成で実現することができ、小型化および低コスト化を
図ることができるとともに、スイッチング素子などを用
いていないので、ノイズの発生する虞もない。

【００７５】また請求項２の発明に係る電源入力回路
は、以上のように、平滑コンデンサのいずれか一方の端
子と交流電源の入力端のいずれか一方との間に、コンデ
ンサと抵抗との直列回路を介在し、前記コンデンサの静
電容量Ｃａを、Ｐｍａｘ／（２×ｆ×Ｖｉｎ² ）〜３×
Ｐｍａｘ／（２×ｆ×Ｖｉｎ² ）、好ましくは２×Ｐｍ
ａｘ／（２×ｆ×Ｖｉｎ² ）に選び、抵抗の抵抗値Ｒａ
を、０．０００１／Ｃａ〜０．００１／Ｃａ、好ましく
は０．０００１／Ｃａ〜０．０００４／Ｃａに選ぶ。

【００７６】それゆえ、電源電圧が一方の極性側である
ときには、たとえば前記コンデンサは平滑コンデンサに
対応して充電されてゆき、他方極性側に切換わると、そ
の切換わった直後から、放電のための電流が流れること
になる。こうして、交流電源側から見た電流の流れる期
間を長くすることができ、高調波電流の発生を抑えるこ
とができるとともに、力率を改善することができる。

【００７７】さらにまた請求項３の発明に係る電源入力
回路は、以上のように、軽負荷となると整流回路を半波
整流に切換える。

【００７８】それゆえ、軽負荷になって、たとえば前記
第１および第２のコンデンサの放電が充分に行われなく
なる可能性のあるときには、第１および第２のコンデン
サならびに平滑コンデンサへの充電電流を抑えて、平滑
コンデンサの端子間電圧を規定の電圧以内に抑えること
ができる。

【００７９】また請求項４の発明に係る電源入力回路
は、以上のように、軽負荷となったことが検出される
と、前記第１または第２のコンデンサの少なくともいず
れか一方の静電容量を減少させる。

【００８０】それゆえ、上述の場合と同様に、充電電流
を抑えて、平滑コンデンサの端子間電圧を前記規定の電
圧以内に抑えることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例の電源入力回路の電気回
路図である。

【図２】図１で示す電源入力回路の動作を説明するため
の波形図である。

【図３】図１で示す電源入力回路の動作を説明するため
の電気回路図である。

【図４】本発明の第２の実施例の電源入力回路の電気回
路図である。

【図５】本発明の第３の実施例の電源入力回路の電気回
路図である。

【図６】図４で示す電源入力回路の動作を説明するため
の波形図である。

【図７】図４で示す電源入力回路の動作を説明するため
の電気回路図である。

【図８】本発明の第４の実施例の電源入力回路の電気的
構成を示すブロック図である。

【図９】本発明の第５の実施例の電源入力回路の電気的
構成を示すブロック図である。

【図１０】図８で示す電源入力回路における電圧検出回
路、制御信号発生回路および切換手段の具体的構成を示
す電気回路図である。

【図１１】図８で示す電源入力回路の定常負荷時の動作
を説明するための波形図である。

【図１２】図８で示す電源入力回路の軽負荷時の動作を
説明するための波形図である。

【図１３】本発明の第６の実施例の電源入力回路の電気
的構成を示すブロック図である。

【図１４】本発明の第７の実施例の電源入力回路の電気
的構成を示すブロック図である。

【図１５】本発明の第８の実施例の電源入力回路の電気
的構成を示すブロック図である。

【図１６】本発明の第９の実施例の電源入力回路の電気
的構成を示すブロック図である。

【図１７】本発明の第１０の実施例の電源入力回路の電
気的構成を示すブロック図である。

【図１８】本発明の第１１の実施例の電源入力回路の電
気的構成を示すブロック図である。

【図１９】本発明の第１２の実施例の電源入力回路の電
気的構成を示すブロック図である。

【図２０】本発明の第１３の実施例の電源入力回路の電
気的構成を示すブロック図である。

【図２１】従来からの電源入力回路の電気回路図であ
る。

【図２２】図２１で示す電源入力回路の問題点を説明す
るための波形図である。

【図２３】図２１で示す電源入力回路の問題点を解決す
るための第１の従来技術の電源入力回路の電気回路図で
ある。

【図２４】図２１で示す電源入力回路の問題点を解決す
るための第２の従来技術の電源入力回路の電気回路図で
ある。

【符号の説明】

３１ 電源入力回路 ３２ 商用交流電源 ３３ 整流回路 ３４ ＤＣ−ＤＣコンバータ ３５ 負荷 ４１ａ 電源入力回路 ４１ｂ 電源入力回路 ５１ａ 電源入力回路 ５１ｂ 電源入力回路 ５２ 電圧検出回路（検出手段） ５３ 制御信号発生回路 ５４ 切換手段 ６１ａ 電源入力回路 ６１ｂ 電源入力回路 ６２ 負荷電流検出回路（検出手段） ６３ 制御信号発生回路 ６４ スイッチ（静電容量変化手段） ７１ａ 電源入力回路 ７１ｂ 電源入力回路 ８１ａ 電源入力回路 ８１ｂ 電源入力回路 ８２ スイッチ（静電容量変化手段） ９１ａ 電源入力回路 ９１ｂ 電源入力回路 Ｃ０ 平滑コンデンサ Ｃ１ コンデンサ Ｃ２ コンデンサ Ｃａ コンデンサ Ｃ１ａ コンデンサ Ｃ２ａ コンデンサ Ｃ３ コンデンサ Ｒ 抵抗 Ｒａ 抵抗

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】交流電源からの入力電流を整流回路で整流
   した後、平滑コンデンサで平滑化して負荷側へ出力する
   電源入力回路において、 相互に直列に接続されて前記平滑コンデンサと並列に接
   続される第１および第２の２つのコンデンサと、 前記第１のコンデンサと第２のコンデンサとの接続点を
   前記交流電源の一対の入力端のいずれか一方と接続する
   抵抗とを含み、 前記第１および第２のコンデンサの静電容量Ｃ１，Ｃ２
   を、前記負荷側の消費電力の最大値をＰｍａｘとし、前
   記交流電源の電源周波数をｆとし、前記交流電源の出力
   電圧の実効値をＶｉｎとするとき、０．５×Ｐｍａｘ／
   （２×ｆ×Ｖｉｎ² ）〜１．５×Ｐｍａｘ／（２×ｆ×
   Ｖｉｎ² ）、好ましくはＰｍａｘ／（２×ｆ×Ｖｉ
   ｎ² ）に選び、 前記抵抗の抵抗値Ｒを、０．０００１／Ｃ１〜０．００
   １／Ｃ１または０．０００１／Ｃ２〜０．００１／Ｃ
   ２、好ましくは０．０００１／Ｃ１〜０．０００４／Ｃ
   １または０．０００１／Ｃ２〜０．０００４／Ｃ２に選
   ぶことを特徴とする電源入力回路。
2. 【請求項２】交流電源からの入力電流を整流回路で整流
   した後、平滑コンデンサで平滑化して負荷側へ出力する
   電源入力回路において、 一方の端子が前記平滑コンデンサのいずれか一方の端子
   と接続されるコンデンサと、 前記コンデンサの他方の端子を前記交流電源の一対の入
   力端のいずれか一方と接続する抵抗とを含み、 前記コンデンサの静電容量Ｃａを、前記負荷側の消費電
   力の最大値をＰｍａｘとし、前記交流電源の電源周波数
   をｆとし、前記交流電源の出力電圧の実効値をＶｉｎと
   するとき、Ｐｍａｘ／（２×ｆ×Ｖｉｎ² ）〜３×Ｐｍ
   ａｘ／（２×ｆ×Ｖｉｎ² ）、好ましくは２×Ｐｍａｘ
   ／（２×ｆ×Ｖｉｎ² ）に選び、 前記抵抗の抵抗値Ｒａを、０．０００１／Ｃａ〜０．０
   ０１／Ｃａ、好ましくは０．０００１／Ｃａ〜０．００
   ０４／Ｃａに選ぶことを特徴とする電源入力回路。
3. 【請求項３】前記整流回路はダイオードブリッジ回路で
   実現され、 負荷の消費電力を検出する検出手段と、 前記検出手段の検出結果に応答し、軽負荷となったこと
   が検出されたとき、前記整流回路を半波整流に切換える
   切換手段とを備えることを特徴とする請求項１または２
   記載の電源入力回路。
4. 【請求項４】前記整流回路はダイオードブリッジ回路で
   実現され、 負荷の消費電力を検出する検出手段と、 前記検出手段の検出結果に応答し、軽負荷となったこと
   が検出されたとき、前記第１または第２のコンデンサの
   少なくともいずれか一方の静電容量を減少させる静電容
   量変化手段とを備えることを特徴とする請求項１または
   ３記載の電源入力回路。