CN113366752A - 功率转换装置 - Google Patents

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Abstract

整流电路(20)将交流的电源电力转换为直流电。逆变电路(40)将直流电转换为交流电。电容器(31)在整流电路(20)和逆变电路(40)之间与各电路(20、40)并联，允许整流电路(20)的输出电压的变动，吸收因开关操作所导致的逆变电路(40)的输出电压的变动。过电压保护电路(50)具有相互串联的电阻(51)和半导体元件(52)，与电容器(31)并联，保护逆变电路(40)免受过电压破坏。第一控制部和第二控制部(60、70)控制逆变电路(40)和过电压保护电路(50)。

Description

功率转换装置
技术领域
本公开涉及一种功率转换装置。
背景技术
功率转换装置设置于交流电源与负载之间，向负载供给规定的交流电。专利文献1公开了与该功率转换装置相关的技术。
专利文献1的功率转换装置包括整流电路、平滑电容器、制动电路和逆变电路。
专利文献1：国际公开第2017/098836号公报
发明内容
－发明要解决的技术问题－
一般而言，有希望减小上述专利文献1那样的功率转换装置中的平滑电容器的电容这样的要求。
本公开的目的在于：减小平滑电容器的电容。
－用以解决技术问题的技术方案－
本公开的第一方面发明是一种功率转换装置，其特征在于：包括整流电路20、逆变电路40、电容器31、过电压保护电路50以及控制电路60、70，所述整流电路20将从交流电源1输出的交流的电源电力转换为直流电；所述逆变电路40具有多个开关元件41a～46a，将所述直流电转换为交流电，向负载供给；所述电容器31在所述整流电路20和所述逆变电路40之间与所述整流电路20和所述逆变电路40分别并联，允许所述整流电路20的输出电压的变动，吸收因开关操作所导致的所述逆变电路40的输出电压的变动；所述过电压保护电路50具有相互串联的电阻51和半导体元件52，与所述电容器31并联，保护所述逆变电路40免受施加于该逆变电路40的过电压破坏；所述控制电路60、70控制所述逆变电路40和所述过电压保护电路50。
此处，电容器31的电容小到允许整流电路20的输出电压变动、吸收因开关操作所导致的逆变电路40的输出电压变动那种程度。另外，构成所述过电压保护电路50的电阻51和半导体元件52的功率容许值小到能够消耗储存于所述负载的电感成分的磁能那种程度。因此，所述电容器31和所述过电压保护电路50能够小型化。
本公开的第二方面发明在第一方面发明的基础上，其特征在于：所述电容器31的电容被设定为将该电容器31在所述开关元件41a～46a的开关周期的电压变动抑制在该电容器31的电压的平均值的1/10以下。
本公开的第三方面发明在第一方面发明或第二方面发明的基础上，其特征在于：当将所述电容器31的电容设为C、将所述电容器31的击穿电压设为Vc1、将所述开关操作中的电容器31的峰值电压设为Vc2、将储存于所述负载的最大磁能设为E时，下式成立。
C(Vc12－Vc22)/2＜E
本公开的第四方面发明在第一方面发明到第三方面发明中任一方面发明的基础上，其特征在于：所述整流电路20、所述逆变电路40、所述过电压保护电路50以及所述控制电路60、70安装于同一基板上。
本公开的第五方面发明在第一方面发明到第四方面发明中任一方面发明的基础上，其特征在于：至少所述逆变电路40和所述过电压保护电路50收纳于同一封装体P1内。
功率容许值小的电阻51和半导体元件52的元件尺寸也较小。其结果是，能够将过电压保护电路50与逆变电路40一起收纳于同一封装体P1内，在冷却逆变电路40时，也能够同时冷却过电压保护电路50。
本公开的第六方面发明在第一方面发明到第五方面发明中任一方面发明的基础上，其特征在于：决定所述电容器(31)的电容C，以便满足基于所述电源电力的电源电压Vac和所述交流电的最大功率Pmax的下式，
【公式1】
Figure BDA0003186579890000021
本公开的第七方面发明在第一方面发明到第六方面发明中任一方面发明的基础上，其特征在于：所述控制电路60、70在使所述逆变电路40停止向负载供电时，使所述过电压保护电路50工作。
本公开的第八方面发明在第一方面发明到第七方面发明中任一方面发明的基础上，其特征在于：所述控制电路60、70在所述交流电源1的电压刚急剧上升后所述电容器31被充电期间的一部分，使所述过电压保护电路50工作。
本公开的第九方面发明在第一方面发明到第八方面发明中任一方面发明的基础上，其特征在于：所述控制电路60、70在包括所述电容器31的电路产生谐振的期间的一部分，使所述过电压保护电路50工作。
本公开的第十方面发明在第一方面发明到第九方面发明中任一方面发明的基础上，其特征在于：在经由所述电容器31施加于所述逆变电路40的输入电压变为第一规定值以上的情况下，所述控制电路60、70使所述半导体元件52导通，使所述过电压保护电路50工作，在所述过电压保护电路50开始工作后施加于所述逆变电路40的所述输入电压成为第二规定值以下的情况下，使所述半导体元件52断开，使所述过电压保护电路50停止工作，所述第二规定值被设定得小于所述第一规定值。
施加于逆变电路40的输入电压由于过电压保护电路50的工作而降低。
本公开的第十一方面发明在第一方面发明到第九方面发明中任一方面发明的基础上，其特征在于：当经由所述电容器31施加于所述逆变电路40的输入电压成为第三规定值以上时，所述控制电路60、70使所述半导体元件52导通，使所述过电压保护电路50开始工作，在所述过电压保护电路50开始工作后经过了规定时间的情况下，所述控制电路60、70使所述半导体元件52断开，使所述过电压保护电路50停止工作。
施加于逆变电路40的输入电压由于过电压保护电路50工作而降低。
本公开的第十二方面发明在第一方面发明到第九方面发明中任一方面发明的基础上，其特征在于：在经由所述电容器31施加于处于所述开关操作停止中的所述逆变电路40的输入电压变为第四规定值以上的情况下，所述控制电路60、70使导通所述半导体元件52，使所述过电压保护电路50工作，在所述过电压保护电路50开始工作后，将处于所述开关操作停止中的所述逆变电路40的多个所述开关元件41a～46a中的至少一个从断开切换为导通。
施加于处于开关操作停止中的逆变电路40的输入电压由于过电压保护电路50工作而降低。在过电压保护电路50开始工作后使开关元件41a～46a导通，由此过电压保护电路50的负担得到减轻。能够选择功率容许值更小的元件作为电阻51和半导体元件52。
本公开的第十三方面发明在第十二方面发明的基础上，其特征在于：所述控制电路60、70在使所述开关元件41a～46a中的至少一个导通后，使所述过电压保护电路50的所述半导体元件52断开，使所述过电压保护电路50停止工作。
能够进一步减小过电压保护电路50的功率容许值。
本公开的第十四方面发明在第一方面发明到第十三方面发明中任一方面发明的基础上，其特征在于：所述控制电路60、70在所述过电压保护电路50工作的过程中，执行使多个所述开关元件41a～46a中的至少一个导通的导通控制，以便使所述逆变电路40的平均输出功率的绝对值比多个所述开关元件41a～46a断开全部的情况小。
在所述过电压保护电路50工作的过程中，由逆变电路40输出的功率的功率量的绝对值变小，因此能够减少从负载2向电容器31移动的电能的量，减小电容器31的电容。
本公开的第十五方面发明在第十四方面发明的基础上，其特征在于：所述导通控制以所述逆变电路40的平均输出功率大致为零的方式实施。
本公开的第十六方面发明在第十四方面发明或者第十五方面发明的基础上，其特征在于：所述导通控制是使所述逆变电路40为零矢量的状态。
本公开的第十七方面发明在第十四方面发明或者第十五方面发明的基础上，其特征在于：所述导通控制以在所述开关元件41a～46a的开关周期所述逆变电路40的输出功率切换为正或负、且各开关周期中的所述逆变电路40的平均输出功率大致为零的方式实施。
本公开的第十八方面发明在第十四方面发明或者第十五方面发明的基础上，其特征在于：所述导通控制以在所述开关元件41a～46a的多个连续的开关周期内所述逆变电路40的输出功率切换为正或负、且该多个连续的开关周期内的所述逆变电路40的平均输出功率大致为零的方式实施。
本公开的第十九方面发明在第十四方面发明到第十八方面发明中任一方面发明的基础上，其特征在于：所述导通控制基于从所述逆变电路40流向所述电容器31的电流和所述电容器31的电压中的至少一者，对控制所述开关元件41a～46a的开关信号进行控制。
本公开的第二十方面发明在第十四方面发明到第十九方面发明中任一方面发明的基础上，其特征在于：所述导通控制中的所述开关元件41a～46a的开关周期被设定为比处于向所述负载供电中的所述开关周期短。
本公开的第二十一方面发明在第十四方面发明到第二十方面发明中任一方面发明的基础上，其特征在于：所述负载是永磁马达，实施所述导通控制，以便当将所述导通控制中的所述负载的d轴电流设为Id、将所述负载的q轴电流设为Iq、将在所述负载的磁体引起不可逆退磁的d轴电流的大小的最小值设为Im、将所述磁体的磁通设为Φm、将所述负载的d轴电感设为Ld时，下式成立。
(Id+Φm/Ld)2+Iq2＜Im2
本公开的第二十二方面发明在第十四方面发明到第二十方面发明中任一方面发明的基础上，其特征在于：实施所述导通控制，以便当将所述导通控制中的所述负载的dq轴电流矢量的大小设为Idq、将在所述负载的磁体引起不可逆退磁的d轴电流的大小的最小值设为Im、将所述磁体的磁通设为Φm、将所述负载的d轴电感设为Ld时，下式成立。
Idq＜Im－Φm/Ld
本公开的第二十三方面发明在第一方面发明到第二十二方面发明中任一方面发明的基础上，其特征在于：所述开关元件41a～46a是以包括碳化硅、氮化镓或金刚石在内的宽禁带半导体为主要材料的元件。
能够使构成逆变电路40的元件的芯片面积较小。
本公开的第二十四方面发明在第一方面发明到第二十三方面发明中任一方面发明的基础上，其特征在于：所述半导体元件52是以包括碳化硅、氮化镓或金刚石在内的宽禁带半导体为主要材料的元件。
能够使构成过电压保护电路50的元件的芯片面积较小。
本公开的第二十五方面发明是一种功率转换装置，包括逆变电路40和过电压保护电路50，所述逆变电路40具有多个开关元件41a～46a，将直流电转换为交流电，向负载供给；所述过电压保护电路50具有相互串联的电阻51和半导体元件52，与所述逆变电路40的直流部并联，保护所述逆变电路40免受施加于该逆变电路40的过电压破坏，所述逆变电路40和所述过电压保护电路50收纳于同一封装体P1内。
在冷却逆变电路40时，也能够同时冷却过电压保护电路50。
本公开的第二十六方面发明在第二十五方面发明的基础上，其特征在于：所述开关元件41a～46a是以包括碳化硅、氮化镓或金刚石在内的宽禁带半导体为主要材料的元件。
能够使构成逆变电路40的元件的芯片面积较小。
本公开的第二十七方面发明在第二十五方面发明或者第二十六方面发明的基础上，其特征在于：所述半导体元件52是以包括碳化硅、氮化镓或金刚石在内的宽禁带半导体为主要材料的元件。
能够使构成过电压保护电路50的元件的芯片面积较小。
附图说明
图1是第一实施方式的功率转换装置的电路图；
图2是示出第一实施方式中的各电路的工作情况的时序图；
图3是第二实施方式的功率转换装置的电路图；
图4是示出第二实施方式中的各电路的工作情况的时序图；
图5是第三实施方式的功率转换装置的电路图；
图6是示出第三实施方式中的各电路的工作情况的时序图；
图7是第四实施方式的功率转换装置的电路图；
图8是示出第四实施方式中的电源接通前后的各电路的工作情况的时序图；
图9是示出第四实施方式中的负载发生异常前后的各电路的工作情况的时序图；
图10是第五实施方式的功率转换装置的电路图；
图11是示出第五实施方式中的各电路的工作情况的时序图；
图12是示例出第六实施方式中的导通控制时的逆变电路的状态的电路图；
图13是说明逆变电路的8种矢量的说明图；
图14是示出第八实施方式中的各电路的工作情况的时序图；
图15是示出第八实施方式的第一变形例中的各电路的工作情况的时序图；
图16是示出实现第一控制部的对开关信号的控制功能的构成的功能框图；
图17是示出第九实施方式中的各电路的工作情况的时序图；
图18是示出第十实施方式中的各电路的工作情况的时序图；
图19是示出第十实施方式的变形例中的各电路的工作情况的时序图。
具体实施方式
(第一实施方式)
＜概要＞
图1是本第一实施方式的功率转换装置10的电路图。功率转换装置10与交流电源1和负载2相连接。
图1中示例出交流电源1为三相交流电源的情况。在本第一实施方式中，负载2是空调装置的制冷剂回路中的压缩机的永磁马达。需要说明的是，作为负载2能够使用无需再生制动的系统的马达、变压器。
从交流电源1向功率转换装置10输入三相交流的电源电力。功率转换装置10将该电源电力转换为具有所希望频率和所希望电压的交流电，向负载2供给。其结果是，负载2运转。
＜结构＞
如图1所示，功率转换装置10包括整流电路20、直流链路部30、逆变电路40、过电压保护电路50、作为控制电路的第一控制部60以及第二控制部70。
(整流电路)
整流电路20具有多个半导体元件。整流电路20将从交流电源1输出的电源电力转换为直流电。
本第一实施方式中，示例出整流电路20为全波整流电路的情况。整流电路20具有六个二极管21～26作为多个半导体元件。六个二极管21～26结线为桥状。
(直流链路部)
直流链路部30位于整流电路20与逆变电路40之间，具有电容器31。电容器31连接于整流电路20的一对输出节点之间，与整流电路20和逆变电路40分别并联。
从整流电路20向电容器31输入与直流电相对应的直流电压。电容器31使用该直流电压，生成直流链路电压Vdc。直流链路电压Vdc随着与电源电力相对应的电源电压Vac的频率脉动。
说明直流链路电压Vdc包括与电源电压Vac的频率相对应的脉动分量的理由。以虽然几乎无法使整流电路20的输出电压平滑化但能够抑制因逆变电路40的开关操作所导致的波纹电压的方式，设定电容器31的电容值。波纹电压是与开关元件41a～46a的开关频率相对应的电压变动。
总而言之，电容器31允许整流电路20的输出电压的变动，吸收因开关操作所导致的逆变电路40的输出电压的变动。详细而言，电容器31的电容，以将电容器31在开关周期间的电压变动抑制在电容器31的电压的平均值的1/10以下的方式设定。因此，需要电容器31具有的最低限度的电容根据开关频率和在负载2与电容器31之间流动的负载电流决定。
通过将电容器31的电容值C设定为满足下式(A)，由此而能够将电容器31在开关周期的电压变动抑制在电容器31的电压的平均值的1/10以下。在式(A)中，忽略整流电路20的叠加在直流链路电压Vdc上的输出电压变动不计，将直流链路电压Vdc的平均值设为VAdc，将负载电流在交流电为最大功率时的峰值设为Imax，将开关周期设为Ts。
C≥(10·Imax·Ts)/VAdc……(A)
此处，开关周期是开关元件41a～46a反复进行导通/断开的周期。本第一实施方式中，通过PWM(脉冲宽度调制)控制来控制开关元件41a～46a，因此开关周期为载波的载波周期。
另外，决定所述电容器31的电容值C，以满足基于电源电压Vac和由逆变电路40输出的交流电的最大功率Pmax的下式(1)。
【公式1】
Figure BDA0003186579890000081
并且，当将电容器31的电容设为C，将电容器31的击穿电压设为Vc1，将开关操作中的电容器31的峰值电压设为Vc2，将储存于所述负载2的电感成分的最大磁能设为E时，下式(2)成立。
C(Vc12－Vc22)/2＜E……(2)
在一般的功率转换装置中，使用电解电容器作为用于使整流电路20的输出电压平滑化的平滑电容器。另一方面，本实施方式的电容器31的电容值为该平滑电容器的约0.01倍，实际上为几十μF左右。作为一例，电容器31由薄膜电容器构成。
电容器31的电容较小，因此在直流链路部30，整流电路20的输出电压几乎不会被平滑化。其结果是，与电源电压Vac的频率相对应的脉动分量残留于直流链路电压Vdc中。本第一实施方式的情况下，交流电源1为三相电源，因此与电源电压Vac的频率相对应的脉动分量为电源电压的频率的六倍。
直流链路部30还具有电压检测部32。电压检测部32是位于电容器31附近的传感器，检测直流链路电压Vdc。
(逆变电路)
逆变电路40的一对输入节点与电容器31的两端相连接。逆变电路40具有多个开关元件41a～46a和回流二极管41b～46b。多个开关元件41a～46a分别包括多个上支路开关元件41a～43a和多个下支路开关元件44a～46a。上支路开关元件41a～43a分别与所对应的下支路开关元件44a～46a串联。上支路开关元件41a～43a与下支路开关元件44a～46a的中点与负载2的各相绕组(U相、V相、W相绕组)分别相连接，构成逆变电路40的输出节点。以下，将从逆变电路40流向负载2的U相的逆变电路40的输出电流称为U相电流Iu，将从逆变电路40流向负载2的V相的逆变电路40的输出电流称为V相电流Iv，将从逆变电路40流向负载2的W相的逆变电路40的输出电流称为W相电流Iw。
直流链路电压Vdc被作为输入电压施加于逆变电路40。逆变电路40通过开关操作，将与直流链路电压Vdc相对应的直流电转换为交流电，向负载2供给。此处，逆变电路40的开关操作是指使开关元件41a～46a导通/断开的操作。
开关元件41a～46a是以包括碳化硅(SiC)、氮化镓(GaN)或者金刚石(C)在内的宽禁带半导体为主要材料的元件。
(过电压保护电路)
过电压保护电路50在整流电路20与直流链路部30之间与整流电路20和电容器31并联。过电压保护电路50具有电阻51和半导体元件52。电阻51和半导体元件52相互串联。
在对该逆变电路40施加了将成为过电压的直流链路电压Vdc时，过电压保护电路50对该逆变电路40进行保护。
电阻51的电阻值被设定为比国际公开第2017/098836号公报的制动电路的情况小。电阻值，根据负载2的向处于开关操作停止中的逆变电路40回流的电流，换言之根据储存于负载2的电感成分的磁能决定。
半导体元件52是开关元件。半导体元件52是以包括碳化硅(SiC)、氮化镓(GaN)或者金刚石(C)在内的宽禁带半导体为主要材料的元件。
宽禁带半导体在约200度的高温下也能够工作。过电压保护电路50虽然尺寸较小，但能够将过电压的能量转换为热。
(第一控制部)
第一控制部60由各种元件、微型计算机和存储器等构成。第一控制部60的输出端子与逆变电路40中的各开关元件41a～46a的门端子相连接。
第一控制部60向逆变电路40输出控制信号G_INV，控制各开关元件41a～46a的开关操作。该控制包括使负载2的转速接近所希望的转速的控制等。第一控制部60进行根据与各相的调制波和规定的三角波即载波的比较结果相对应的开关信号控制多个开关元件41a～46a的PWM(脉宽调制)控制。详细而言，如果调制波大于载波，则使上支路开关元件41a～43a导通并且使下支路开关元件44a～46a断开，另一方面，如果调制波小于载波，则使上支路开关元件41a～43a断开并且使下支路开关元件44a～46a导通。
(第二控制部)
第二控制部70具有一个输入端子。向该输入端子输入由电压检测部32检测出的直流链路电压Vdc。
第二控制部70具有一个输出端子。该输出端子与过电压保护电路50中的半导体元件52的输入端子相连接。第二控制部70控制过电压保护电路50。
所述第二控制部70具有两个设定器72、73、两个比较器74、75以及一个判断器76。
设定器72设定和存储第一规定值。设定器73设定和存储第二规定值。第一规定值和第二规定值是电压的阈值，被用于控制对半导体元件52的操作。第二规定值被设定为小于第一规定值。
比较器74具有两个输入端子。一个输入端子与设定器72相连接，另一个输入端子与电压检测部32相连接。比较器74对第一规定值与电压检测部32的检测结果即直流链路电压Vdc进行比较。
比较器75具有两个输入端子。一个输入端子与设定器73相连接，另一个输入端子与电压检测部32相连接。比较器75对第二规定值与直流链路电压Vdc进行比较。
判断器76具有两个输入端子。两个输入端子分别与各比较器74、75的输出端子相连接。判断器76利用来自各比较器74、75的输出信号进行逻辑运算。判断器76的输出端子与半导体元件52的输入端子相连接，由判断器76输出的工作信号G_OVDPOR施加于半导体元件52。半导体元件52导通或断开，过电压保护电路50工作或停止工作。
＜工作情况＞
参照图2的时序图，说明功率转换装置10所包括的各电路的工作情况。图2示出直流链路电压Vdc、逆变电路40的工作情况、各比较器74、75的输出信号以及过电压保护电路50的工作情况各自的经时变化情况。
在从时刻t0到时刻t1的那段时间内，逆变电路40进行着开关操作。其间，施加于逆变电路40的直流链路电压Vdc为小于第二规定值的值，稳定。其间，两个比较器74、75各自的输出信号全部为“断开”。由此，判断器76输出的工作信号G_OVDPOR为“断开”，过电压保护电路50停止工作。
假设在时刻t1时，第一控制部60将控制信号G_INV从“导通”切换为“断开”，使逆变电路40停止开关操作。本第一实施方式中，在停止开关操作的过程中，逆变电路40的开关元件41a～46a全部断开。直流链路电压Vdc因负载2磁能的再生而开始上升。
假设在时刻t2时，直流链路电压Vdc超过了第二规定值。比较器75将输出信号从“断开”切换为“导通”。
假设直流链路Vdc进一步继续上升，结果在时刻t3时，直流链路电压Vdc变为第一规定值以上。比较器74将输出信号从“断开”切换为“导通”。
在时刻t3时，从各比较器74、75输入判断器76的输出信号全部为“导通”。判断器76将工作信号G_OVDPOR从“断开”切换为“导通”。接收该工作信号G_OVDPOR后，半导体元件52导通，过电压保护电路50开始工作。直流链路电压Vdc开始下降。
如上所述，在直流链路部30再生的能量仅为储存于负载2的磁能，因此在过电压保护电路50工作的过程中，由电阻51消耗的损失比国际公开第2017/098836号公报的制动电路小。
假设在时刻t3后的时刻t4时，下降中的直流链路电压Vdc变为第一规定值以下且大于第二规定值的值。仅比较器74的输出信号从“导通”切换为“断开”。
但是，判断器76不会仅因为比较器74的输出信号切换为“断开”而实施对工作信号G_OVDPOR的切换。判断器76是因为比较器74的输出信号和比较器75的输出信号都变为“断开”，才对工作信号G_OVDPOR进行切换的。这是为了尽量降低直流链路电压Vdc之故。即使在时刻t4时，比较器74的输出信号切换为“断开”，判断器76也是从时刻t3起持续维持“导通”的工作信号G_OVDPOR。过电压保护电路50在时刻t4之后也工作，直流链路电压Vdc继续下降。
假设在时刻t5时，直流链路电压Vdc变为第二规定值以下。比较器75将输出信号从“导通”切换为“断开”。由于两个比较器74、75的输出信号都为“断开”，因此判断器76将工作信号G_OVDPOR从“导通”切换为“断开”。接收该工作信号G_OVDPOR后，半导体元件52断开，过电压保护电路50停止工作。直流链路电压Vdc停止下降，保持在第二规定值以下。
这样一来，在逆变电路40停止开关操作的那段时间内，能够抑制直流链路电压Vdc因储存于负载2的电感成分的磁能的再生而上升，整流电路20的二极管21～26和逆变电路40的开关元件41a～46a遭受破坏。从时刻t3到时刻t5的那段时间即过电压保护电路50的工作时间较短，过电压保护电路50所消耗的能量也较小。因此，电阻51和半导体元件52能够选择对功率的容许值较小的元件。
＜单体封装化＞
如图1所示，逆变电路40和过电压保护电路50收纳于同一个封装体P1内。
另外，整流电路20、电容器31、逆变电路40、过电压保护电路50以及控制电路60、70安装于同一基板80上。
在国际公开第2017/098836号公报中，引用了以实施马达的再生制动为目的的文献，为了将负载2的再生能量全部消耗掉，需要选择功率容许值较大的元件作为构成制动电路的构成元件。
本第一实施方式中，如上所述，电阻51能够选择功率容许值较小的元件。过电压保护电路50的工作时间也较短，损失较小。本第一实施方式中，能够选择尺寸较小的元件作为电阻51。
而且，过电压保护电路50中的半导体元件52和逆变电路40中的开关元件41a～46a是以宽禁带半导体为主要材料的元件。能够使构成逆变电路40的元件的芯片面积较小。即使使半导体元件52具有也能够承受较大电流的尺寸，也能够使构成过电压保护电路50的元件的芯片面积较小。
因此，本第一实施方式中，将逆变电路40和过电压保护电路50收纳于同一封装体P1内变得容易。
开关元件41a～46a会因实施开关操作而发热，因此需要冷却。电阻51也会因电流流动而发热。本第一实施方式中，逆变电路40和过电压保护电路50收纳于同一封装体P1中，因此在冷却开关元件41a～46a时，电阻51也会被冷却。无需分别设置开关元件41a～46a的冷却机构与电阻51的冷却机构。
＜效果＞
本第一实施方式中，储存于负载2的电感成分的磁能能够由过电压保护电路50进行消耗，因此能够减小电容器31的电容。
电容器31的电容小到允许整流电路20的输出电压的变动、吸收因开关操作所导致的逆变电路40的输出电压的变动那种程度。过电压保护电路50所消耗的电力在储存于负载2的电感的能量那种程度即可。因此，与出于对负载2进行再生制动的目的而使过电压保护电路50消耗电力的情况相比，能够选择功率容许值较小的元件作为过电压保护电路50所包括的电阻51和半导体元件52。
功率容许值较小的电阻51和半导体元件52，元件尺寸也较小。其结果是，能够容易地将过电压保护电路50与逆变电路40一起收纳于同一封装体P1内，在冷却逆变电路40时，也能够同时冷却过电压保护电路50。因此，能够由逆变电路40和过电压保护电路50共用性能良好的散热机构，因此能够将装置小型化并且降低成本。另外，由于利用性能良好的散热机构冷却过电压保护电路50，因此构成过电压保护电路50的元件也能够小型化。需要说明的是，当进一步将整流电路20也收纳于同一封装体P1时，能够使装置更加小型化。
开关元件41a～46a和半导体元件52是以包括碳化硅、氮化镓或金刚石在内的宽禁带半导体为主要材料的元件。能够使构成逆变电路40和过电压保护电路50的元件的芯片面积都较小。
另外，由于用电阻51和半导体元件52构成过电压保护电路50，因此在任意时刻能够都使过电压保护电路50消耗能量。因此，与由非线性电阻或齐纳二极管构成过电压保护电路50的情况相比，通过延长能量的消耗时间，减小每单位时间的耗能即耗电，便能够使构成过电压保护电路50的部件更加小型化。
另外，过电压保护电路50使用耐热温度一般比非线性电阻或齐纳二极管高的电阻51，因此与由非线性电阻或齐纳二极管构成的情况相比，容易使过电压保护电路50小型化。
另外，由于至电容器31的电压超过额定工作电压而达到击穿电压为止电容器31所能够保有的电能比储存于负载2的最大磁能小，因此如果没有过电压保护电路50，在逆变电路40停止开关操作时，负载2的磁能就会被电容器31吸收，电容器31的电压就会超过其击穿电压。但是，本第一实施方式中，因为设置有过电压保护电路50，所以能够减少被电容器31吸收的功率，无需增大电容器31的静电容、击穿电压，就能防止电容器31的电压超过其击穿电压。因此，能够使电容器31小型化并且能够降低电容器31的成本。
(第二实施方式)
参照图3和图4说明本第二实施方式的功率转换装置10。
＜结构＞
本第二实施方式中，第二控制部70的构成与上述第一实施方式不同。除第二控制部70外，图3中的功率转换装置10的构成都与图1相同。以下，对第二控制部70进行说明。
(第二控制部)
与上述第一实施方式相同，第二控制部70的一个输入端子与电压检测部32相连接。第二控制部70的一个输出端子与过电压保护电路50的半导体元件52中的输入端子相连接。第二控制部70控制过电压保护电路50。
与上述第一实施方式不同，第二控制部70具有两个设定器72、81、一个比较器74以及一个判断器82。
由两个设定器72、81中的设定器72设定和存储第三规定值。
比较器74比较第三规定值与电压检测部32的检测结果即直流链路电压Vdc。
另一个设定器81存储预先设定好的规定时间。以下，为了与设定器72进行区分，将设定器81称为导通时间设定器。
导通时间设定器81具有一个输入端子和一个输出端子。导通时间设定器81的输入端子与比较器74的输出端子相连接。导通时间设定器81的输出端子与判断器82的输入端子相连接。
导通时间设定器81根据比较器74的输出信号掌握是否已对逆变电路40施加了第三规定值以上的直流链路电压Vdc。导通时间设定器81在从对逆变电路40施加了第三规定值以上的直流链路电压Vdc时起到经过规定时间为止的那段时间内，使输出信号为“导通”。
规定时间基于过电压保护电路50的电阻51和半导体元件52各自的发热量的极限值而预先设定好。本第二实施方式中，规定时间是固定值。
向判断器82输入来自比较器74的输出信号和来自导通时间设定器81的输出信号。判断器82对这些信号进行逻辑运算。由判断器82输出的工作信号G_OVDPOR施加于半导体元件52。半导体元件52导通或断开。
＜工作情况＞
图4中示出直流链路电压Vdc、逆变电路40的工作情况、比较器74的输出信号、导通时间设定器81的输出信号以及过电压保护电路50的工作情况各自的经时变化情况。
在从时刻t0到时刻t1的那段时间内，逆变电路40进行着开关操作。其间，直流链路电压Vdc小于第三规定值，稳定。比较器74和导通时间设定器81各自的输出信号和工作信号G_OVDPOR都为“断开”，过电压保护电路50停止工作。
假设在时刻t1时，第一控制部60使逆变电路40停止开关操作。直流链路电压Vdc由于负载2电感能量的回流而开始上升。
假设在时刻t2时，直流链路电压Vdc超过了第三规定值。比较器74将输出信号从“断开”切换为“导通”。
接收该比较器74的输出信号后，导通时间设定器81在比较器74对输出信号进行切换的切换时刻的同时，将自身的输出信号从“断开”切换为“导通”。导通时间设定器81从将自身的输出信号切换为“导通”时起，开始时间的计数。
在时刻t2时，输入到判断器82的输出信号全部变为“导通”，因此判断器82将工作信号G_OVDPOR从“断开”切换为“导通”。接收该工作信号G_OVDPOR后，半导体元件52导通，过电压保护电路50开始工作。直流链路电压Vdc开始下降。
假设在时刻t3时，下降中的直流链路电压Vdc小于第三规定值。仅比较器74的输出信号从“导通”切换为“断开”。导通时间设定器81和判断器82维持“导通”的输出信号。
假设在时刻t4时，导通时间设定器81从时刻t2起开始计数的时间达到了规定时间。导通时间设定器81将输出信号从“导通”切换为“断开”。由于比较器74的输出信号和导通时间设定器81的输出信号都为“断开”，因此判断器82将工作信号G_OVDPOR从“导通”切换为“断开”。接收该工作信号G_OVDPOR后，半导体元件52断开，过电压保护电路50停止工作。直流链路电压Vdc停止下降，保持在第三规定值以下。
因此，与上述第一实施方式相同，在逆变电路40停止开关操作的那段时间内，能够抑制直流链路电压Vdc因储存于负载2的电感成分的能量的再生而上升，整流电路20的二极管20～26和逆变电路40的开关元件41a～46a遭受破坏。从时刻t2至时刻t4的那段时间即过电压保护电路50的工作时间较短，过电压保护电路50所消耗的能量也较少。能够选择功率容许值较小的元件作为电阻51和半导体元件52。
与上述第一实施方式相同，过电压保护电路50中的半导体元件52和逆变电路40中的开关元件41a～46a是以宽禁带半导体为主要材料的元件。能够使构成逆变电路40和过电压保护电路50的元件的芯片面积都较小。
因此，将逆变电路40和过电压保护电路50收纳于同一封装体P1内变得容易。冷却开关元件41a～46a时，也冷却电阻51。
＜效果＞
与上述第一实施方式不同，本第二实施方式中，当施加于逆变电路40的直流链路电压Vdc变为第三规定值以上时，第二控制部70使过电压保护电路50开始工作。当过电压保护电路50开始工作后经过规定时间时，第二控制部70使过电压保护电路50停止工作。直流链路电压Vdc由于过电压保护电路50工作而降低。能够根据第三规定值和规定时间选定过电压保护电路50的部件的最佳电力容量，能够实现装置的小型化和低成本化。
(第三实施方式)
参照图5和图6说明本第三实施方式的功率转换装置10。
＜结构＞
本第三实施方式的功率转换装置10在上述第一实施方式的图1的构成的基础上，还包括连接第一控制部60与第二控制部70的一条布线L1。另外，第一控制部60在第一实施方式的图1的构成的基础上，还具有两个输入端子和一个输出端子，第二控制部70在第一实施方式的图1的构成的基础上，还具有一个输入端子和“与”运算器78。
图5中的第一控制部60具有两个输入端子。向一个输入端子输入第二控制部70的输出即工作信号G_OVDPOR。向另一个输入端子输入由电压检测部32检测出的直流链路电压Vdc。
第一控制部60使用第二控制部70的输出信号G_OVDPOR和直流链路电压Vdc，使处于开关操作停止中的逆变电路40的开关元件41a～46a进行开关操作。
第一控制部60的一个输出端子输出用于将判断器76的输出控制为断开的控制信号ES1。另外，第二控制部70的一个输入端子借助布线L1与第一控制部60的一个输出端子相连接，接收控制信号ES1。第二控制部70的一个输入端子与“与”运算器78的输入相连接。“与”运算器78运算控制信号ES1与判断器76的输出信号的逻辑积。“与”运算器78的输出信号成为控制部70的输出信号G_OVDPOR。
由第二控制部70中的设定器73设定和存储第五规定值。由设定器72设定和存储第四规定值。第四规定值和第五规定值是电压的阈值，被用于控制对半导体元件52的操作。第五规定值被设定为小于第四规定值。
第一控制部60存储第六规定值。第六规定值是电压的阈值，被用于对控制信号ES1进行控制。第六规定值被设定为小于在第四规定值且大于第五规定值。
比较器74比较第四规定值与直流链路电压Vdc。比较器75比较第五规定值与直流链路电压Vdc。
除上述外，本第三实施方式的功率转换装置10的构成都与图1相同。
＜工作情况＞
图6示出直流链路电压Vdc、逆变电路40的工作情况、第一控制器60的输出信号ES1、各比较器74、75的输出信号以及过电压保护电路50的工作情况各自的经时变化情况。
在从时刻t0到时刻t1的那段时间内，逆变电路40进行着开关操作。其间，直流链路电压Vdc为小于第五规定值的值，稳定。控制信号ES1和两个比较器74、75各自的输出信号和工作信号G_OVDPOR都为“断开”，过电压保护电路50停止工作。
假设在时刻t1时，第一控制部60使逆变电路40停止开关操作。此时，第一控制部60的控制信号ES1从“断开”切换为“导通”。控制信号ES1表示开关操作的停止。时刻t1之后，直流链路电压Vdc因储存于负载2的电感成分能量的再生而开始上升。
假设在时刻t2时，直流链路电压Vdc超过了第五规定值。比较器75将输出信号从“断开”切换为“导通”。
假设直流链路Vdc进一步继续上升，结果在时刻t3时，直流链路电压Vdc变为第四规定值以上。比较器74将输出信号从“断开”切换为“导通”。
在时刻t3时，从各比较器74、75输入判断器76的输出信号全部变为“导通”。判断器76将输出信号从“断开”切换为“导通”。此时，“与”运算器78的输入信号全部变为“导通”。“与”运算器78将工作信号G_OVDPOR从“断开”切换为“导通”。接收该工作信号G_OVDPOR后，半导体元件52导通，过电压保护电路50开始工作。直流链路电压Vdc开始下降。
假设在时刻t3后的时刻t4时，下降中的直流链路电压Vdc变为第四规定值以下且大于第五规定值的值。仅比较器74的输出信号从“导通”切换为“断开”，但判断器76的输出信号从时刻t3起持续为“导通”，工作信号G_OVDPOR也维持“导通”。这是为了尽量降低直流链路电压Vdc之故。过电压保护电路50在时刻t4之后也工作，直流链路电压Vdc继续下降。
假设在时刻t5时，直流链路电压Vdc变为第六规定值以下。第一控制部60接收第六规定值以下的直流链路电压Vdc和“导通”状态的工作信号G_OVDPOR后，向逆变电路40输出用于使处于开关操作停止中的逆变电路40的多个开关元件41a～46a中的至少一个导通(开关)的控制信号G_INV。另外，第一控制部60在将多个开关元件41a～46a中的至少一个导通后，将控制信号ES1从“导通”切换为“断开”。
“与”运算器78借助控制信号ES1被切换为“断开”，而将输出信号切换为“断开”。工作信号G_OVDPOR由此从“导通”切换为“断开”。
过电压保护电路50中的半导体元件52断开，过电压保护电路50停止工作。直流链路电压Vdc保持在第六规定值以下。
本第三实施方式中，使第一控制部60生成了用于表示开关元件41a～46a的开关操作的状态的控制信号ES1，但也可以另外设置用控制信号G_INV生成相同信号的电路。例如，运算所有开关元件41a～46a的驱动信号的逻辑和，并反转运算结果，由此能够获得与所述控制信号ES1相同的信号。
与上述第一、二实施方式相同，在逆变电路40停止开关操作的那段时间内，能够抑制直流链路电压Vdc因储存于负载2的电感成分的能量的再生而上升，整流电路20的二极管20～26和逆变电路40的开关元件41a～46a遭受破坏。从时刻t3至时刻t6的那段时间即过电压保护电路50的工作时间较短，过电压保护电路50所消耗的能量也较少。
而且，本第三实施方式中，第一控制部60和第二控制部70在使开关元件41a～46a中的至少一个导通(开关)后，使过电压保护电路50停止工作，因此过电压保护电路50的负担被减轻。能够选择电力容许值更小的元件作为电阻51和半导体元件52，能够进一步抑制电阻51的发热。
假设在过电压保护电路50停止工作后，使开关元件41a～46a导通。如果在开关元件41a～46a导通了以后，直流链路电压Vdc为开关元件41a～46a的电压容许值以上，则开关元件41a～46a有可能遭受破坏。相对于此，本第三实施方式中，在过电压保护电路50停止工作之前，使开关元件41a～46a中的至少一个导通。之后，过电压保护电路50停止工作。由此而能够抑制开关元件41a～46a遭受破坏。
与上述第一、二实施方式相同，过电压保护电路50中的半导体元件52和逆变电路40中的开关元件41a～46a是以宽禁带半导体为主要材料的元件。能够使构成逆变电路40和过电压保护电路50的元件的芯片面积都较小。
因此，将逆变电路40和过电压保护电路50收纳于同一封装体P1内变得容易。在冷却开关元件41a～46a时，也冷却电阻51。
＜效果＞
与上述第一、二实施方式不同，本第三实施方式中，当施加于处于开关操作停止中的逆变电路40的直流链路电压Vdc变为第四规定值以上时，第二控制部70使过电压保护电路50工作。直流链路电压Vdc由于过电压保护电路50的工作而降低。过电压保护电路50开始工作后，第一控制部60使处于开关操作停止中的逆变电路40的多个开关元件41a～46a中的至少一个导通(开关)。由于过电压保护电路50的负担得到减轻，因此能够选择功率容许值更小的元件作为电阻51和半导体元件52。
进而，第二控制部70在使开关元件41a～46a中的至少一个导通后，使过电压保护电路50停止工作。能够抑制开关元件41a～46a遭受破坏。
(第四实施方式)
参照图7说明本第四实施方式的功率转换装置10。
＜结构＞
本第四实施方式中，在第三实施方式的构成的基础上，还在第一控制部60设置有一个输入端子和一个输出端子，在第二控制部70设置有两个输入端子、一个导通时间设定器79以及一个“或”电路77，设置有连接第一控制部60与第二控制部70的一条布线L2。
第一控制部60在第三实施方式的构成的基础上，还包括供表示负载2有无异常产生的异常停止信号ABS输入的输入端子。在该输入端子上连接有用于从外部的未图示的控制装置接收异常停止信号ABS的布线。如果在开关操作的过程中异常停止信号ABS从表示无异常产生的状态转变为表示有异常产生的状态，第一控制部60就会通过使各开关元件41a～46a的开关操作同时停止来停止向负载2供给交流电。负载2的异常例如为过电流流到负载2等。
第一控制部60在第三实施方式的构成的基础上，还包括输出将第二控制部70的输出信号G_OVDPOR控制为导通或断开的控制信号ES2的输出端子。第一控制部60在向功率转换装置10输入的交流电源1的电压刚急剧上升后，识别是否为所述电容器31被充电的充电期间。第一控制部60能够基于由电压检测部32检测出的直流链路电压Vdc，识别是否处于所述充电期间中。当已识别出正处于所述充电过程中时，控制信号ES2基于第七规定值和第八规定值选择“导通”或“断开”。第七规定值和第八规定值是与直流链路电压Vdc的比较值，存储于第一控制部60中。第七规定值大致为正常时的交流电源1的电压峰值，第八规定值大于第七规定值。
作为向功率转换装置10输入的交流电源1的电压急剧上升的情况的例子，有将功率转换装置10接通电源、交流电源1自瞬停的恢复以及交流电源1自瞬时电压降低的恢复。本第四实施方式中，示例的是电源接通时。
第二控制部70在第三实施方式的构成的基础上，还包括供控制信号ES2输入的输入端子。该输入端子通过布线L2与输出控制信号ES2的第一控制部60的输出端子相连接。控制信号ES2被输入“或”电路77，因此在交流电源的电压急剧上升以后，过电压保护电路50工作。
第二控制部70还包括供表示在负载2有无异常产生的异常停止信号ABS输入的输入端子。在该输入端子上连接有用于接收异常停止信号ABS的布线。异常停止信号ABS被输入导通时间设定器79，导通时间设定器79的输出信号被输入“或”电路77，在异常停止时，使过电压保护电路50工作。
“或”电路77输出“与”运算器78的输出信号、来自第一控制部60的控制信号ES2以及导通时间设定器79的输出信号的逻辑和。
＜工作情况＞
图8示出直流链路电压Vdc、逆变电路40的工作情况、控制信号ES2、异常停止信号ABS以及过电压保护电路50的工作情况各自在交流电源1接通前后的经时变化情况。
在从时刻t0到时刻t1的那段时间内，未从交流电源1向功率转换装置10输入交流电。其间，逆变电路40停止开关操作。
在时刻t1，开始从交流电源1向功率转换装置10输入交流电。由此，在从时刻t1至时刻t2的那段时间内即从刚开始从交流电源1输入交流电后起，对电容器31进行充电，直流链路电压Vdc上升。
假设在时刻t2时，直流链路电压Vdc超过了第七规定值。第一控制部60将控制信号ES2从“断开”切换为“导通”。控制信号ES2变为“导通”，由此过电压保护电路50的工作信号G_OVDPOR变为“导通”，半导体元件52导通，过电压保护电路50开始工作。
半导体元件52导通，由此蓄积于电容器31的电荷的一部分流向电阻51和半导体元件52，直流链路电压Vdc的上升变得缓慢。不久直流链路电压Vdc开始下降，在时刻t3时，变为第八规定值以下。
在时刻t3，第一控制部60将控制信号ES2从“导通”切换为“断开”。控制信号ES2变为“断开”，过电压保护电路50的工作信号G_OVDPOR由此变为“断开”，半导体元件52断开，过电压保护电路50停止工作。如上所述，在所述充电期间中直流链路电压Vdc刚变为第七规定值以上之后的期间，过电压保护电路50工作。
图9示出直流链路电压Vdc、逆变电路40的工作情况、控制信号ES2、异常停止信号ABS、过电压保护电路50的工作情况以及导通时间设定器79的输出信号各自在负载2产生异常前后的经时变化情况。
在时刻t4到时刻t5的那段时间内，逆变电路40进行着开关操作。
在时刻t5时，产生过电流流至负载2等异常，异常停止信号ABS从表示无异常产生的状态转变为表示有异常产生的状态。导通时间设定器79由此而将输出信号从“断开”切换为“导通”。导通时间设定器79的输出信号变为“导通”，过电压保护电路50的工作信号G_OVDPOR由此变为“导通”，半导体元件52导通，过电压保护电路50开始工作。
半导体元件52导通，流到负载2的电流的一部分由此而流向电阻51和半导体元件52，直流链路电压Vdc的上升也变得缓慢，不久直流链路电压Vdc开始下降。
在经过了导通时间设定器79所设定的时间的时刻t5时，导通时间设定器79将输出信号从“导通”切换为“断开”。导通时间设定器79的输出信号变为“断开”，过电压保护电路50的工作信号G_OVDPOR由此变为“断开”，半导体元件52断开，过电压保护电路50停止工作。
需要说明的是，在不基于异常停止信号ABS的正常停止时，如第一实施方式所示，过电压保护电路50根据直流链路电压Vdc工作。另外，也可以这样，在正常停止时，第一控制部60使控制信号ES2“导通”一规定时间，使过电压保护电路50工作。
＜效果＞
根据本第四实施方式，当在电容器31的充电过程中直流链路电压Vdc变为第一规定值以上时，使过电压保护电路50工作，因此能够防止电容器31的电压因为由充电路径的电感成分L与电容器31构成的谐振电路的谐振而大大地超过第七规定值。在不使过电压保护电路50工作的情况下，电容器31的电压会因为由充电路径的电感成分L和电容器31构成的谐振电路的谐振而上升至交流电源1的电压的峰值的两倍。但是，通过将第一规定值设定为交流电源1的电压的峰值，就能够使在电容器31的充电过程中流到充电路径的电感成分L的分量的一部分流入电压保护电路50，从而能够抑制电容器31的电压上升。因此，能够减小电容器31的击穿电压，能够将电容器31小型化并且降低成本。
另外，在因负载2的异常而使开关元件41a～46a停止开关操作时，使过电压保护电路50工作，由电阻消耗到那时为止储存于负载2的电感能量，相应地能够抑制电容器31的电压上升。因此，能够减小电容器31的击穿电压，将电容器31小型化并且降低成本。
需要说明的是，本第四实施方式中，第一控制部60在所述充电期间中和负载2产生异常时，为了停止向负载2供给交流电，而使开关元件41a～46a停止开关操作，但也可以仅使所有的上支路开关元件44b～46b停止开关操作或者仅使所有的下支路开关元件44a～46a停止的开关操作。
(第五实施方式)
参照图10说明本第五实施方式的功率转换装置10。
＜结构＞
本第五实施方式中，整流电路20在第四实施方式的构成的基础上，还包括检测整流电路20的输出电流的电流检测部27。
另外，第二控制部70在第四实施方式的构成的基础上，还包括图10所示的谐振推测电路90。谐振推测电路90包括微分电路91、阈值设定器92、阈值超过判断器93、零交叉判断器94以及导通时间设定器95。
微分电路91输出对由电流检测部27检测出的电流进行微分得到的波形。
阈值设定器92设定和存储电流微分值的规定的阈值。
当微分电路91的输出波形超过由阈值设定器92设定的阈值时，阈值超过判断器93输出“高”电平作为阈值超过信号。
零交叉判断器94判断微分电路91的输出波形是否为零。
导通时间设定器95基于零交叉判断器94的判断结果，当在阈值超过信号为“高”电平的状态下微分电路91的输出波形变为零时，使输出为“高”电平，开始时间的计数，并且将阈值超过信号切换为“低”电平。另外，当计数出的时间达到导通时间时，导通时间设定器95使输出为“低”电平。
而且，“或”电路77输出来自“与”运算器78的输出信号、导通时间设定器79的输出信号、异常停止信号ABS、控制信号ES2以及导通时间设定器95的输出信号的逻辑和。
＜工作情况＞
参照图11的时序图，说明功率转换装置10包括的各电路的工作情况。图11示出直流链路电压Vdc、整流电路20的输出电流、整流电路20的输出电流的微分、阈值超过信号、导通时间设定器95的输出信号以及过电压保护电路50的动工作情况各自的经时变化情况。
在时刻t1时，整流电路20的输出电流的微分值的波形超过阈值，阈值超过信号变为“高”电平。
接下来，在时刻t2时，整流电路20的输出电流的微分值的波形变为零，导通时间设定器95使其输出信号为“高”电平，开始时间的计数。另外，使阈值超过信号为“低”电平。
在从时刻t2起经过了导通时间的时刻t3时，导通时间设定器95使其输出信号为“低”电平。
过电压保护电路50在从时刻t2到时刻t3的期间即导通时间设定器95的输出信号为“高”电平的期间工作。
＜效果＞
本第五实施方式中，在由充电路径的电感成分L和电容器31构成的谐振电路产生谐振的期间的一部分，使过电压保护电路50工作，使流到电感成分L的成分的一部分流入过电压保护电路50，因此能够抑制电容器31的电压上升。
需要说明的是，也可以在过电压保护电路50的工作期间即工作信号G_OVDPOR为“导通”时，半导体元件52以规定的占空比周期性地反复进行导通/断开。通过缩小导通期间的占空比，能够增大过电压保护电路50实质的电阻值，能够根据谐振使适当的电流流入过电压保护电路50。
(第六实施方式)
＜结构＞
本第六实施方式中，如图1中的双点划线的箭头所示，第一控制部60接收由第二控制部70输出的工作信号G_OVDPOR。而且，在工作信号G_OVDPOR为“导通”时，第一控制部60以逆变电路40的三相的输出节点与电容器31的共用电极相连接的方式执行使一个或两个开关元件41a～46a导通的导通控制。此处，导通的开关元件41a～46a为逆变电路40的输出电流的方向相同的两个相或者逆变电路40的输出电流的方向与其他两个相不同的相。处于导通控制中的开关周期被设定为与处于在向负载2供电的过程中的开关周期相等。
＜工作情况＞
例如，在图2的流程图的时刻t3，当工作信号G_OVDPOR从“断开”切换为“导通”时，第一控制部60以逆变电路40的三相的输出节点与电容器31的共用电极相连接的方式，执行使一个或两个开关元件41a～46a导通的导通控制。例如，如图12所示，当在逆变电路40的输出电流中，U相电流Iu为正值，V相电流Iv和W相电流Iw为负值时，通过使V相和W相的下支路开关元件45a、46a导通，便能够使逆变电路40的三相全部的输出节点为电容器31的负极电位，使逆变电路40的输出节点间的电压大致为零。因此，逆变电路40的输出功率大致为零，导通控制中的逆变电路40的平均输出功率也大致为零。此处，“逆变电路40的输出节点间的电压大致为零”也包括逆变电路40的输出节点间的电压在与零之间产生与回流二极管41b～46b和开关元件41a～46a的压降相对应的误差的情况。另外，“逆变电路40的输出功率大致为零”也包括逆变电路40的输出功率，在与零之间产生因回流二极管41b～46b、开关元件41a～46a、负载2的电阻成分中的功耗和负载2的铁损所导致的误差的情况。
其他构成和工作情况都与第一实施方式相同，因此省略其详细说明。
＜效果＞
因此，本第六实施方式中，在过电压保护电路50的工作过程中由逆变电路40输出的功率大致为零，因此能够使从负载2向电容器31移动的电能的量大致为零，能够减小电容器31的电容。
(第七实施方式)
＜逆变电路的矢量＞
如图13所示，两电平三相电压式逆变器能够取8种矢量V0～V7的状态。图13中，()内的数字从左起依次表示U、V、W相的输出节点与电容器31(直流链路部30)的连接状态，“1”是输出节点与电容器31的正极相连接的状态，“0”是输出节点与电容器31的负极相连接的状态。也就是说，“1”表示上支路开关元件41a～43a导通，下支路开关元件44a～46a断开，“0”表示上支路开关元件41a～43a断开，下支路开关元件44a～46a导通。矢量V1～V6被称为基本矢量。矢量的大小随着在所述载波的载波周期内输出的时间的比率而变化，当输出载波周期的1/2的时间输出时，矢量的大小为1/2的大小。V0是下支路开关元件44a～46a全部导通，V7是上支路开关元件41a～43a全部导通，它们因为输出电压为零而都被称为零矢量。
＜结构＞
本第七实施方式中，在工作信号G_OVDPOR为“导通”时，第一控制部60执行使逆变电路40为零矢量的状态的工作作为导通控制。也就是，设为使下支路开关元件44a～46a全部导通并且使上支路开关元件41a～43a全部断开的矢量V0的状态或者使上支路开关元件41a～43a全部导通并且使下支路开关元件44a～46a全部断开的矢量V7的状态。
＜工作情况＞
例如，当在图2的时序图中的时刻t3，工作信号G_OVDPOR从“断开”切换为“导通”时，第一控制部60使逆变电路40为零矢量的状态。由此，能够使逆变电路40的三相全部的输出节点为电容器31的负极电位或正极电位，能够使逆变电路40的输出节点间的电压大致为零。因此，逆变电路40的输出功率大致为零，导通控制中的逆变电路40的平均输出功率也大致为零。
其他构成和工作情况都与第六实施方式相同，因此省略其详细说明。
需要说明的是，在本第七实施方式中，在导通控制中，使逆变电路40为矢量V0和矢量V7中任一者的状态，但也可以在导通控制中设置矢量V0的状态的期间和矢量V7的状态的期间这两个期间。
(第八实施方式)
＜结构＞
本第八实施方式中，第一控制部60在工作信号G_OVDPOR为“导通”时，执行以在开关元件41a～46a的各开关周期中各开关周期中的逆变电路40的平均输出功率大致为零的方式将逆变电路40的输出功率切换为正或负的控制作为导通控制。具体而言，如图14所示，执行在各载波周期即各开关周期使逆变电路40的状态以矢量V7→矢量V6→矢量V0→矢量V1→矢量V7的方式转变的控制作为导通控制。需要说明的是，在使各开关元件41a～46a导通/断开时，设置实际上将上支路开关元件41a～43a和下支路开关元件44a～46a两者都断开的死区时间，但在图14中，省略该死区时间的图示。另外，在图14中，为了说明，省略图示直流链路部电压Vdc和逆变电路40的输出电流在载波周期内的变化情况。在导通控制中使逆变电路40的状态为矢量V1、V6的期间以电容器31不超过击穿电压的方式设定。
另外，以当设导通控制中的负载2的d轴电流为Id、设所述负载2的q轴电流为Iq、设在所述负载2的磁体引起不可逆退磁的d轴电流的大小的最小值为Im、所述磁体的磁通为Φm、负载2的d轴电感为Ld时下式(3)成立的方式实施导通控制。由此，能够防止负载2的磁体的不可逆退磁。
(Id+Φm/Ld)2+Iq2＜Im2……(3)
＜工作情况＞
一般而言，逆变电路40的输入电流与电压矢量和逆变电路40的输出电流相对应。在图14的例子中，逆变电路40的输出电流中，U相电流Iu为正值，V相电流Iv和W相电流Iw皆为负值。在该情况下，逆变电路40的输入电流在使逆变电路40的状态为矢量V6时，成为将W相电流Iw的符号反转了的电流，在使逆变电路40的状态为矢量V1时，成为W相电流Iw，在使逆变电路40的状态为矢量V0、V7时，成为零安培。矢量V6和矢量V1在各载波周期中的出现时间相等，因此如图13中双点划线所示，矢量V6与矢量V1的大小相等。逆变电路40的输出功率在忽略电路损失不计的情况下，与逆变电路40的输入功率相等。在图14中，逆变电路40的输入功率(输出功率)为直流链路部电压Vdc与逆变电路40的输入电流的积。关于在使逆变电路40的状态为矢量V6、V1时的逆变电路40的输出功率(输入功率)，其时间积(功率量)的绝对值相等，极性不同。另外，使逆变电路40的状态为矢量V0、V7时的输出功率为零。由此，平均输出功率(时间平均)为零。以上关系成立，与相电流极性的组合无关
其他构成和工作情况都与第六实施方式相同，因此省略其详细说明。
(第八实施方式的第一变形例)
＜结构＞
在第八实施方式的第一变形例中，如图15所示，第一控制部60执行在各载波周期即各开关周期使逆变电路40的状态以矢量V7→矢量V6→矢量V2→矢量V0→矢量V1→矢量V5→矢量V7的方式转变的控制作为导通控制。在图15中，也省略所述死区时间的图示和直流链路部电压Vdc和逆变电路40的输出电流在载波周期内的变化情况的图示。导通控制中使逆变电路40的状态为矢量V1、V2、V5、V6的期间以电容器31不超过击穿电压的方式设定。
＜工作情况＞
在图15的例子中，也是在逆变电路40的输出电流中，U相电流Iu为正值，V相电流Iv和W相电流Iw皆为负值。在该情况下，逆变电路40的输入电流在使逆变电路40的状态为矢量V6时，成为将W相电流Iw的符号反转了的电流，在使逆变电路40的状态为矢量V2时，成为V相电流Iv，在使逆变电路40的状态为矢量V1时，成为W相电流Iw，在使逆变电路40的状态为矢量V5时，成为将V相电流Iv的符号反转了的电流，在使逆变电路40的状态为矢量V0、V7时，成为零安培。各载波周期中的矢量V6与矢量V1的出现时间相等，并且矢量V2与矢量V5的出现时间相等，因此如图13中双点划线所示，矢量V6与矢量V1的大小相等，并且如图13中的点划线所示，矢量V2与矢量V5的大小相等。逆变电路40的输出功率在忽略电路损失不计的情况下，与逆变电路40的输入功率相等。由此，平均输出功率(时间平均)为零。以上关系成立，与相电流的极性的无关
其他构成和工作情况都与第八实施方式相同，因此省略其详细说明。
(第八实施方式的第二变形例)
＜结构＞
在第八实施方式的第二变形例中，第一控制部60在工作信号G_OVDPOR为“导通”且为方向相反的一对矢量中任一者的状态时，如图16所示，基于由电压检测部32检测出的直流链路电压Vdc和直流链路电压指令，对控制开关元件41a～46a的开关信号进行控制。具体而言，如图16的框线图所示，第一控制部60具有PI控制器61。在矢量V6和矢量V1中任一者的状态下，第一控制部60基于直流链路电压Vdc与直流链路电压指令的偏差，将由PI控制器61计算出的指令值修正量与U相、V相和W相的调制波相加。
需要说明的是，在本第二变形例中，可以使PI控制器61的输入为在逆变电路40与电容器31之间流动的电流在开关周期间的平均值与平均电流指令之间的偏差。平均电流指令被以直流链路电压Vdc不成为过电压的方式设定。作为实现这样的设定的方法，可以构成将本PI控制器61作为局部回路的直流链路电压Vdc的PI控制器。直流链路电压指令被设定为过电压以下的值。作为检测逆变电路40的输入电流的电流检测器，能够使用设置于直流部的具有分流电阻的价格低廉的电流检测器。另外，也可以在由电流检测器检测出的逆变电路40的输出电流变为零时，断开全部开关元件41a～46a。
(第八实施方式的第三变形例)
＜结构＞
在第八实施方式的第三变形例中，功率转换装置10包括检测逆变电路40的输出电流即在逆变电路40与电容器31之间流动的电流的电流检测器(未图示)。而且，第一控制部60基于由该电流检测器检测出的电流和由电压检测部32检测出的直流链路电压Vdc，计算逆变电路40的输出功率，以在下一个开关周期(载波周期)使输出功率接近零的方式计算指令值修正量。而且，将U相、V相和W相的调制波与该指令值修正量相加。作为电流检测器，能够使用设置于直流部、具有分流电阻且价格低廉的电流检测器。
(第九实施方式)
＜结构＞
本第九实施方式中，在工作信号G_OVDPOR为“导通”时，第一控制部60执行在开关元件41a～46a的两个连续的开关周期(载波周期)内以逆变电路40的平均输出功率大致为零的方式将逆变电路40的输出功率切换为正或负的控制作为导通控制。具体而言，如图17所示，执行在连续的两个开关周期中的前面的一个开关周期使逆变电路40的状态以矢量V7→矢量V6→矢量V2→矢量V0→矢量V2→矢量V6→矢量V7的方式转变、在后面的另一个开关周期使逆变电路40的状态以矢量V7→矢量V5→矢量V1→矢量V0→矢量V1→矢量V5→矢量V7的方式转变的控制作为导通控制。导通控制中使逆变电路40的状态为矢量V1、V2、V5、V6的期间以电容器31不超过击穿电压的方式设定。
＜工作情况＞
图17的例子中，逆变电路40的输出电流中，U相电流Iu为正值，V相电流Iv和W相电流Iw皆为负值。在该情况下，逆变电路40的输入电流在使逆变电路40的状态为矢量V6时，成为将W相电流Iw的符号反转了的电流，在使逆变电路40的状态为矢量V2时，成为V相电流Iv，在使逆变电路40的状态为矢量V1时，成为W相电流Iw，在使逆变电路40的状态为矢量V5时，成为将V相电流Iv的符号反转了的电流，在使逆变电路40的状态为矢量V0、V7时，成为零安培。一个开关周期中的矢量V6的出现时间与另一个开关周期中的矢量V1的出现时间相等，一个开关周期中的矢量V2的出现时间与另一个开关周期中的矢量V5的出现时间相等，因此如图13中双点划线所示，矢量V6与矢量V1的大小相等，如图13中点划线所示，矢量V2与矢量V5的大小相等。因此，使逆变电路40的状态为矢量V6、V1时的逆变电路40的输出功率(输入功率)，其时间积(功率量)的绝对值相等，极性不同。另外，使逆变电路40的状态为矢量V2、V5时的逆变电路40的输出功率(输入功率)，其时间积(功率量)的绝对值相等，极性不同。另外，使逆变电路40的状态为矢量V0、V7时的输出功率为零。由此，两个开关周期中的平均输出功率(时间平均)为零。
其他构成和工作情况都与第八实施方式相同，因此省略其详细说明。
本第九实施方式中，第一控制部60以两个连续的开关周期内的逆变电路40的平均输出功率大致为零的方式实施了导通控制，但也可以以三个以上的多个连续的开关周期内的逆变电路40的平均输出功率大致为零的方式实施导通控制。
(第十实施方式)
＜结构＞
本第十实施方式中，如图18所示，第一控制部60使导通控制中的开关周期大于处于向负载2供电中的开关周期。
其他构成和工作情况都与第八实施方式的第一变形例相同，因此省略其详细说明。
＜效果＞
因此，本第十实施方式中，由于使导通控制中的开关周期比处于向负载2供电中的开关周期大，因此与处于向负载2供电中的开关周期相同的情况相比，能够减小直流链路电压Vdc的波纹，能够在导通控制中，更加可靠地抑制电容器31的电压上升。
需要说明的是，在第八实施方式、第八实施方式的第二、三变形例以及第九实施方式中，也可以由第一控制部60使导通控制中的开关周期大于处于向负载2供电中的开关周期。
(第十实施方式的变形例)
＜结构＞
本第十实施方式的变形例子中，如图19所示，在向负载2供电的负载驱动期间与实施导通控制的输出功率大致为零期间之间，设置将逆变电路40的全部开关元件41a～46a断开的全部开关断开期间。全部开关断开期间的长度被设定为使直流链路电压Vdc不超过与直流链路部30连接的元件的击穿电压。
在负载驱动期间和输出功率大致为零期间，也与全部开关断开期间相同，直流链路电压Vdc变动，但图19省略其变动的图示，示出平均值。
其他构成和工作情况都与第十实施方式相同，因此省略其详细说明。
(其他实施方式)
能够使交流电源1为单相电源来替代三相电源。在单相电源的情况下，与电源电压Vac的频率相对应的直流链路电压Vdc的脉动分量是相对于电源电压Vac的频率约二倍的频率。在该情况下，直流链路电压Vdc以其最大值为其最小值的二倍以上的方式脉动。
电容器31的电容也可以不满足上式(1)。
逆变电路40的开关元件41a～46a也可以是以宽禁带半导体为主要材料的元件以外的元件。
过电压保护电路50中的半导体元件52也可以是以宽禁带半导体为主要材料的元件以外的元件。
仅将逆变电路40和过电压保护电路50收纳于同一封装体P1内并非是必须的。还可以将其他电路与逆变电路40和过电压保护电路50一起收纳于同一封装体P1。
另外，在上述第六实施方式中，可以使用构成与第六实施方式不同的逆变电路40，使来自负载2的电流不通过电容器31而经由该逆变电路40所包括的半导体元件回流，由此使逆变电路40的输出功率大致为零。作为构成不同的逆变电路的例子，有多电平逆变器。
另外，在上述第一到十实施方式以及它们的变形例中，通过PWM控制生成了控制开关元件41a～46a的开关信号，但也可以通过使从共用的脉冲信号源供给的脉冲信号在每个相延迟不同的相位而生成。
另外，在上述第八到十实施方式以及它们的变形例中，以满足式(3)的方式实施了导通控制，但也可以替代它，以下式(4)成立的方式实施。在式(4)中，Idq是导通控制中的所述负载的dq轴电流矢量的大小。
Idq＜Im－Φm/Ld……(4)
由此，在马达控制失调时等不能准确地知道转子的位置的情况下，也能可靠地防止负载2的磁体的不可逆退磁。
作为求取dq轴电流矢量的大小的方法，运算逆变电路40的各相电流Iu、Iv、Iw的平方和的平方根即可。在不能准确地知道转子位置的状态下，难以求取d轴电流Id和q轴电流Iq。相对于此，使用逆变电路40的各相电流的运算方法，仅使用电流的检测值即能够实现，能够通过所述运算得到与dq轴电流矢量的大小相同的值。通过输出零矢量以外的电压矢量，能够在逆变电路40的输入侧进行逆变电路40输出侧的相电流的检测。
另外，在上述第六到十实施方式以及它们的变形例中，第一控制部60以逆变电路40的平均输出功率大致为零的方式实施导通控制。但是，第一控制部60也可以以逆变电路40的平均输出功率的绝对值与多个开关元件41a～46a断开全部的情况相比变小的方式，实施使多个开关元件41a～46a中的至少一个导通的其他控制作为导通控制。
另外，在上述第六到十实施方式以及它们的变形例中，在工作信号G_OVDROR为“导通”时，使逆变电路40的平均输出功率大致为零，但也可以在停止向负载2供电时，使逆变电路40的平均输出功率大致为零。由此，不使过电压保护电路50工作的负载2的运转停止机会增加，能够延长过电压保护电路50的寿命。
以上，说明了实施方式，但应理解为能够不脱离权利要求范围的主旨和范围地进行方式和详情的多样变更。以上的实施方式及变形例只要不损害本公开的对象的功能，则也可以适当组合或置换。
本公开作为功率转换装置是有用的。
－符号说明－
10 功率转换装置
20 整流电路
31 电容器
40 逆变电路
41a～43a 上支路侧开关元件
44a～46a 下支路侧开关元件
50 过电压保护电路
51 电阻
52 半导体元件
60 第一控制部(控制电路)
70 第二控制部(控制电路)
80 基板
Vdc 直流链路电压(输入电压)。

Claims (27)

1.一种功率转换装置，其特征在于：包括整流电路(20)、逆变电路(40)、电容器(31)、过电压保护电路(50)以及控制电路(60、70)，
所述整流电路(20)将从交流电源(1)输出的交流的电源电力转换为直流电；
所述逆变电路(40)具有多个开关元件(41a～46a)，将所述直流电转换为交流电，向负载供给；
所述电容器(31)在所述整流电路(20)和所述逆变电路(40)之间与所述整流电路(20)和所述逆变电路(40)分别并联，允许所述整流电路(20)的输出电压的变动，吸收因开关操作所导致的所述逆变电路(40)的输出电压的变动；
所述过电压保护电路(50)具有相互串联的电阻(51)和半导体元件(52)，与所述电容器(31)并联，保护所述逆变电路(40)免受施加于该逆变电路(40)的过电压破坏；
所述控制电路(60、70)控制所述逆变电路(40)和所述过电压保护电路(50)。
2.根据权利要求1所述的功率转换装置，其特征在于：
所述电容器(31)的电容被设定为将该电容器(31)在所述开关元件(41a～46a)的开关周期的电压变动抑制在该电容器(31)的电压的平均值的1/10以下。
3.根据权利要求1或2所述的功率转换装置，其特征在于：
当将所述电容器(31)的电容设为C、将所述电容器(31)的击穿电压设为Vc1、将所述开关操作中的电容器(31)的峰值电压设为Vc2、将储存于所述负载的最大磁能设为E时，下式成立，
C(Vc12－Vc22)/2＜E。
4.根据权利要求1到3中任一项权利要求所述的功率转换装置，其特征在于：
所述整流电路(20)、所述逆变电路(40)、所述过电压保护电路(50)以及所述控制电路(60、70)安装于同一基板上。
5.根据权利要求1到4中任一项权利要求所述的功率转换装置，其特征在于：
至少所述逆变电路(40)和所述过电压保护电路(50)收纳于同一封装体(P1)内。
6.根据权利要求1到5中任一项权利要求所述的功率转换装置，其特征在于：
决定所述电容器(31)的电容C，以便满足基于所述电源电力的电源电压Vac和所述交流电的最大功率Pmax的下式，
【公式3】
Figure FDA0003186579880000021
7.根据权利要求1到6中任一项权利要求所述的功率转换装置，其特征在于：
所述控制电路(60、70)在使所述逆变电路(40)停止向负载供电时，使所述过电压保护电路(50)工作。
8.根据权利要求1到7中任一项权利要求所述的功率转换装置，其特征在于：
所述控制电路(60、70)在所述交流电源(1)的电压刚急剧上升后所述电容器(31)被充电期间的一部分，使所述过电压保护电路(50)工作。
9.根据权利要求1到8中任一项权利要求所述的功率转换装置，其特征在于：
所述控制电路(60、70)在包括所述电容器(31)的电路产生谐振的期间的一部分，使所述过电压保护电路(50)工作。
10.根据权利要求1到9中任一项权利要求所述的功率转换装置，其特征在于：
在经由所述电容器(31)施加于所述逆变电路(40)的输入电压变为第一规定值以上的情况下，所述控制电路(60、70)使所述半导体元件(52)导通，使所述过电压保护电路(50)工作，
在所述过电压保护电路(50)开始工作后施加于所述逆变电路(40)的所述输入电压变为第二规定值以下的情况下，使所述半导体元件(52)断开，使所述过电压保护电路(50)停止工作，
所述第二规定值被设定得小于所述第一规定值。
11.根据权利要求1到9中任一项权利要求所述的功率转换装置，其特征在于：
在经由所述电容器(31)施加于所述逆变电路(40)的输入电压变为第三规定值以上的情况下，所述控制电路(60、70)使所述半导体元件(52)导通，使所述过电压保护电路(50)开始工作，
在所述过电压保护电路(50)开始工作后经过了规定时间的情况下，所述控制电路(60、70)使所述半导体元件(52)断开，使所述过电压保护电路(50)停止工作。
12.根据权利要求1到9中任一项权利要求所述的功率转换装置，其特征在于：
在经由所述电容器(31)施加于处于所述开关操作停止中的所述逆变电路(40)的输入电压变为第四规定值以上的情况下，所述控制电路(60、70)使所述半导体元件(52)导通，使所述过电压保护电路(50)工作，
在所述过电压保护电路(50)开始工作后，将处于所述开关操作停止中的所述逆变电路(40)的多个所述开关元件(41a～46a)中的至少一个从断开切换为导通。
13.根据权利要求12所述的功率转换装置，其特征在于：
所述控制电路(60、70)在使所述开关元件(41a～46a)中的至少一个导通后，使所述过电压保护电路(50)的所述半导体元件(52)断开，使所述过电压保护电路(50)停止工作。
14.根据权利要求1到13中任一项权利要求所述的功率转换装置，其特征在于：
所述控制电路(60、70)在所述过电压保护电路(50)工作的过程中，执行使多个所述开关元件(41a～46a)中的至少一个导通的导通控制，以便使所述逆变电路(40)的平均输出功率的绝对值比使多个所述开关元件(41a～46a)全部断开的情况小。
15.根据权利要求14所述的功率转换装置，其特征在于：
所述导通控制以所述逆变电路(40)的平均输出功率大致为零的方式实施。
16.根据权利要求14或15所述的功率转换装置，其特征在于：
所述导通控制是使所述逆变电路(40)为零矢量的状态。
17.根据权利要求14或15所述的功率转换装置，其特征在于：
所述导通控制以在所述开关元件(41a～46a)的开关周期所述逆变电路(40)的输出功率切换为正或负、且各开关周期内的所述逆变电路(40)的平均输出功率大致为零的方式实施。
18.根据权利要求14或15所述的功率转换装置，其特征在于：
所述导通控制以在所述开关元件(41a～46a)的多个连续的开关周期内所述逆变电路(40)的输出功率切换为正或负、且该多个连续的开关周期内的所述逆变电路(40)的平均输出功率大致为零的方式实施。
19.根据权利要求14到18中任一项权利要求所述的功率转换装置，其特征在于：
所述导通控制基于从所述逆变电路(40)流向所述电容器(31)的电流和所述电容器(31)的电压中的至少一者，对控制所述开关元件(41a～46a)的开关信号进行控制。
20.根据权利要求14到19中任一项权利要求所述的功率转换装置，其特征在于：
所述导通控制中的所述开关元件(41a～46a)的开关周期被设定为比处于向所述负载供电中的所述开关周期短。
21.根据权利要求14到20中任一项权利要求所述的功率转换装置，其特征在于：
所述负载是永磁马达，
实施所述导通控制，以便当将所述导通控制中的所述负载的d轴电流设为Id、将所述负载的q轴电流设为Iq、将在所述负载的磁体引起不可逆退磁的d轴电流的大小的最小值设为Im、将所述磁体的磁通设为Φm、将所述负载的d轴电感设为Ld时，下式成立，
(Id+Φm/Ld)2+Iq2＜Im2。
22.根据权利要求14到20中任一项权利要求所述的功率转换装置，其特征在于：
实施所述导通控制，以便当将所述导通控制中的所述负载的dq轴电流矢量的大小设为Idq、将在所述负载的磁体引起不可逆退磁的d轴电流的大小的最小值设为Im、将所述磁体的磁通设为Φm、将所述负载的d轴电感设为Ld时，下式成立，
Idq＜Im－Φm/Ld。
23.根据权利要求1到22中任一项权利要求所述的功率转换装置，其特征在于：
所述开关元件(41a～46a)是以包括碳化硅、氮化镓或金刚石在内的宽禁带半导体为主要材料的元件。
24.根据权利要求1到23中任一项权利要求所述的功率转换装置，其特征在于：
所述半导体元件(52)是以包括碳化硅、氮化镓或金刚石在内的宽禁带半导体为主要材料的元件。
25.一种功率转换装置，其特征在于：包括逆变电路(40)和过电压保护电路(50)，
所述逆变电路(40)具有多个开关元件(41a～46a)，将直流电转换为交流电，向负载供给，
所述过电压保护电路(50)具有相互串联的电阻(51)和半导体元件(52)，与所述逆变电路(40)的直流部并联，保护所述逆变电路(40)免受施加于该逆变电路(40)的过电压破坏，
所述逆变电路(40)和所述过电压保护电路(50)收纳于同一封装体(P1)内。
26.根据权利要求25所述的功率转换装置，其特征在于：
所述开关元件(41a～46a)是以包括碳化硅、氮化镓或金刚石在内的宽禁带半导体为主要材料的元件。
27.根据权利要求25或26所述的功率转换装置，其特征在于：
所述半导体元件(52)是以包括碳化硅、氮化镓或金刚石在内的宽禁带半导体为主要材料的元件。
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