JP6625235B2 - 電動機駆動装置 - Google Patents

Description

本発明は、インバータを備えた電動機駆動装置に関する。本発明は例えば、インバータから、周波数可変で電圧可変の交流電流を供給して永久磁石型同期電動機に可変速運転をさせる電動機駆動装置に関する。

周波数可変で電圧可変のインバータを用いて電動機の回転数を変えるとともに、負荷に応じて固定子巻線の結線状態を切替えることで、電力消費を少なくし、効率を高めた電動機駆動装置が知られている。
結線状態の切替えの例として、スター（Ｙ）結線とデルタ（Δ）結線との切替え、並列結線と直列結線との切替えがある。

例えば空気調和機の圧縮機用の電動機では、年間消費電力に対する寄与度が高い中間条件（低負荷条件）ではスター結線で駆動し、定格条件（高負荷条件）ではデルタ結線で駆動することが考えられる。このようにすることで、中間条件における効率を向上させ、定格条件での高出力化も可能としている。

永久磁石を用いた電動機の場合、固定子巻線に流れる電流が過大となると磁石が減磁するため、固定子巻線に流れる電流を許容値以下に抑えるための保護が行われる。

上記の保護のため、インバータの電流を検出し、検出した電流が閾値を超えているか否かの判定を行い、閾値を超えていれば、インバータを停止させる制御が多く用いられている。

インバータの電流を検出して閾値と比較する場合、検出した電流と巻線電流との比が、結線状態に応じて異なるため、結線状態に応じて異なる閾値を用いる必要がある。
例えば、スター結線においては、インバータ出力電流と巻線電流とは大きさが同じであるが、デルタ結線においては、インバータ出力電流は巻線電流の√３倍になる。
従って、減磁の防止を目的としてインバータ電流の検出値が一定の閾値を超えないようにインバータを制御する場合、デルタ結線の際の閾値に対して、スター結線の際の閾値を１／√３倍にする必要がある。

そこで、例えば結線状態に応じて閾値（基準値）を切替えることが提案されている（特許文献１、段落００４８、００７０、第１４図（ｃ）、（ｄ））。
また、異なる結線状態に対応する比較回路を別個に設け、それらの出力をＣＰＵに入力し、ＣＰＵで異常判定を行うことも提案されている（特許文献１、段落００４２、第１４図（ｂ））。

特開２００８−２２８５１３号公報（段落００４２、００４８、００７０、第１４図（ｂ）〜（ｄ））

特許文献１の第１４図（ｃ）、（ｄ）の構成は、一つの過電流保護回路において、トランジスタを用いて抵抗を短絡することで閾値を切替えている。この構成では、トランジスタとして、低価格のデジタルトランジスタを用いた場合、デジタルトランジスタは比較的バラツキが大きく、保護レベルの精度が低下するといった問題がある。また、バラツキを考慮して閾値を低めに設定する（余裕を持たせる）こととすれば、電動機をその能力の限界まで運転させることができないという問題がある。一方、バラツキの小さいトランジスタ、抵抗は高価であり、そのような素子を用いれば、過電流保護回路が高価となるという問題がある。

特許文献１の第１４図（ｂ）の構成は、２つの比較回路の出力をＣＰＵに入力して、ＣＰＵで２つの入力に対して処理を行う構成であり、ＣＰＵの２つの入力ポートを用いる必要があるという問題、ＣＰＵでの処理に時間を要するという問題、ＣＰＵの処理負担が増えるという問題がある。

本発明は、上述の課題を解決するためになされたもので、それぞれの結線状態に応じて適切な保護レベルで、過電流保護を行うことができ、過電流保護回路の出力が一つであり、しかも、過電流保護を高速に行うことができる、電動機駆動装置を得ることを目的とする。

本発明の電動機駆動装置は、
複数の結線状態のいずれかで運転可能な電動機の前記複数の結線状態のうちのいずれかを選択する結線切替手段と、
前記電動機に交流電力を供給して、前記電動機を運転させるインバータと、
前記結線切替手段に前記結線状態の選択を行わせ、前記インバータを制御する制御装置と、
前記インバータを保護する過電流保護回路とを備え、
前記過電流保護回路は、
前記複数の結線状態にそれぞれ対応して設けられた複数の判定回路と、
前記複数の判定回路での比較の結果を合成する合成回路と、
前記複数の判定回路における比較のうちの一部を無効化する無効化回路とを有する
ことを特徴とする。

本発明によれば、複数の判定回路における比較のうちの一部を無効化しているので、それぞれの結線状態に応じて適切な保護レベルで、過電流保護を行うことができる。
また、複数の判定回路の出力を合成回路で合成することとしているので、過電流保護回路の出力が一つとなり、インバータの駆動及び停止を制御する装置の、上記過電流保護回路の出力を受ける端子は一つだけで良い。
しかも、過電流保護回路がハードウェアで構成されているので、高速に保護を行うことができる。

本発明の実施の形態１の電動機駆動装置を電動機とともに示す概略配線図である。 図１の電動機の巻線と結線切替手段とをより詳細に示す配線図である。 図１の制御装置の概略構成を示すブロック図である。 図１の過電流保護回路の概略構成を示すブロック図である。 図４の過電流保護回路の配線図である。 （ａ）及び（ｂ）は、図４及び図５の過電流保護回路の動作を示すタイムチャートである。 本発明の実施の形態２で用いられる過電流保護回路を示す配線図である。 本発明の実施の形態３で用いられる過電流保護回路を示す配線図である。 実施の形態１〜３の変形例で用いられる第２の判定回路の閾値生成回路及び無効化回路の例を示す配線図である。 図９の閾値生成回路及び無効化回路を備える過電流保護回路の動作を示すタイムチャートである。 本発明の実施の形態４で用いられる過電流保護回路の概略構成を示すブロック図である。 図１１の過電流保護回路の配線図である。 （ａ）及び（ｂ）は、図１１及び図１２の過電流保護回路の動作を示すタイムチャートである。 実施の形態４の変形例で用いられる第１の判定回路の閾値生成回路及び無効化回路の例を示す配線図である。 図１４の閾値生成回路及び無効化回路を備える過電流保護回路の動作を示すタイムチャートである。 本発明の実施の形態５における電動機の巻線と結線切替手段とを示す配線図である。 本発明の実施の形態６における電動機の巻線と結線切替手段とを示す配線図である。

以下、本発明の実施の形態について説明する。
以下の実施の形態は、本発明を、空気調和機の圧縮機を駆動する電動機の駆動装置に適用したものである。

実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１の電動機駆動装置を、電動機とともに示す概略配線図である。
図示の電動機駆動装置２は、電動機４を駆動するためのものであり、コンバータ２０と、インバータ３０と、インバータ駆動回路３２と、結線切替手段４０と、制御装置５０と、過電流保護回路６０とを有する。

インバータ３０とインバータ駆動回路３２との組合せは、ＩＰＭ（intelligent power module)１２で構成されている。ＩＰＭ１２と、コンバータ２０と、結線切替手段４０と、制御装置５０と、過電流保護回路６０とは、インバータ基板１０上に実装されている。

コンバータ２０は、交流電源６からリアクトル７を介して交流電力を受けて整流、平滑化等を行なって直流電力を出力する。コンバータ２０は、次に述べるインバータ３０に直流電力を供給する直流電源として作用する。

インバータ３０は、入力端子がコンバータ２０の出力端子に接続され、出力端子がそれぞれ、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の出力線３０ｕ、３０ｖ、３０ｗを介して電動機４の３相の巻線４ｕ、４ｖ、４ｗに接続されている。

インバータ３０は、インバータ駆動回路３２からの駆動信号Ｓｒ１〜Ｓｒ６に応じて、６つのアームのスイッチング素子がオン、オフ動作し、３相交流電流を生成し、電動機４に供給する。

インバータ駆動回路３２は、制御装置５０から後述のオン・オフ制御信号、例えばＰＷＭ信号Ｓｍ１〜Ｓｍ６に基づいて、上記の駆動信号Ｓｒ１〜Ｓｒ６を生成する。

電動機４は、複数の結線状態のいずれかで運転可能である。以下では、複数の結線状態がスター結線状態及びデルタ結線状態を含む場合について説明する。電動機４がスター結線状態及びデルタ結線状態のいずれかで運転可能である場合、結線切替手段４０として、スター結線及びデルタ結線のいずれかへの切替え（選択）が可能なものが用いられる。図２に、電動機の巻線と結線切替手段４０をより詳細に示す。

図示のように、３つの相、即ちＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各々の巻線４ｕ、４ｖ、４ｗの第１の端部４ｕａ、４ｖａ、４ｗａ及び第２の端部４ｕｂ、４ｖｂ、４ｗｂが外部端子４ｕｃ、４ｖｃ、４ｗｃ、４ｕｄ、４ｖｄ、４ｗｄに接続され、電動機４の外部との接続が可能となっている。外部端子４ｕｃ、４ｖｃ、４ｗｃには、インバータ３０の出力線３０ｕ、３０ｖ、３０ｗが接続されている。

結線切替手段４０は、図示の例では、３個の切替スイッチ４１ｕ、４１ｖ、４１ｗで構成されている。３個の切替スイッチ４１ｕ、４１ｖ、４１ｗはそれぞれ３つの相に対応して設けられたものである。

切替スイッチ４１ｕ、４１ｖ、４１ｗとしては、電磁的に駆動される機械スイッチが用いられている。そのようなスイッチは、リレー、コンタクターなどと呼ばれるものであり、図示しない励磁コイルに電流が流されているときと、電流が流されていないときとで、異なる状態を取る。

切替スイッチ４１ｕの共通接点４１ｕｃは、リード線４４ｕを介して端子４ｕｄに接続され、常閉接点４１ｕｂは、中性点ノード４２に接続され、常開接点４１ｕａは、インバータ３０のＶ相の出力線３０ｖに接続されている。
切替スイッチ４１ｖの共通接点４１ｖｃは、リード線４４ｖを介して端子４ｖｄに接続され、常閉接点４１ｖｂは、中性点ノード４２に接続され、常開接点４１ｖａは、インバータ３０のＷ相の出力線３０ｗに接続されている。
切替スイッチ４１ｗの共通接点４１ｗｃは、リード線４４ｗを介して端子４ｗｄに接続され、常閉接点４１ｗｂは、中性点ノード４２に接続され、常開接点４１ｗａは、インバータ３０のＵ相の出力線３０ｕに接続されている。

通常は、切替スイッチ４１ｕ、４１ｖ、４１ｗが図示のように、常閉接点側に切替わった状態、即ち、共通接点４１ｕｃ、４１ｖｃ、４１ｗｃが常閉接点４１ｕｂ、４１ｖｂ、４１ｗｂに接続された状態にある。この状態では、電動機４は、スター結線状態にある。
図示しない励磁コイルに電流が流されると、切替スイッチ４１ｕ、４１ｖ、４１ｗが図示とは逆に、常開接点側に切替わった状態、即ち、共通接点４１ｕｃ、４１ｖｃ、４１ｗｃが常開接点４１ｕａ、４１ｖａ、４１ｗａに接続された状態にある。この状態では、電動機４は、デルタ結線状態にある。

制御装置５０は、結線切替手段４０を制御して、電動機の結線状態の切替えを制御するとともに、インバータ３０をオン・オフ制御して電動機４に交流電力を供給させる。制御装置５０は、オン・オフ制御のため、オン・オフ制御信号Ｓｍ１〜Ｓｍ６を生成して、インバータ駆動回路３２に供給する。
以下では、オン・オフ制御として例えばＰＷＭ制御が行われる場合について説明する。ＰＷＭ制御が行われる場合には、制御信号としてＰＷＭ信号Ｓｍ１〜Ｓｍ６がインバータ駆動回路３２に供給される。この場合、インバータ３０から周波数可変で電圧可変の３相交流電流を発生させることができる。オン・オフ制御の他の例としては、矩形波駆動制御がある。矩形波駆動制御の場合には、例えば各相の巻線に１２０度ずつ通電させるための制御信号が供給される。この場合、インバータ３０から周波数可変の３相交流電流を発生させることができる。

制御装置５０は、図３に示すように、マイコン５２を備えている。
マイコン５２は、結線切替制御部５２１と、ＰＷＭ信号生成部５２４と、強制遮断部５２５とを有する。

結線切替制御部５２１は、結線選択信号Ｓｗを生成する。この信号Ｓｗは、電動機４をスター結線状態にすべきかデルタ結線状態にすべきかを指定するものである。
例えば、結線選択信号Ｓｗは、スター結線を指定するときはＬｏｗとなり、デルタ結線を指定するときはＨｉｇｈとなる。

結線選択信号Ｓｗは、結線切替手段４０に供給されて、切替スイッチ４１ｕ、４１ｖ、４１ｗの状態の制御に用いられる。具体的には、結線選択信号ＳｗがＬｏｗであるときに、切替スイッチ４１ｕ、４１ｖ、４１ｗは、図２に示すように共通接点と常閉接点とが接続された状態にあり、結線選択信号ＳｗがＨｉｇｈであるときには、切替スイッチ４１ｕ、４１ｖ、４１ｗは、図２とは逆に共通接点と常開接点とが接続された状態にある。

結線切替制御部５２１はさらに、反転結線選択信号Ｓｓを過電流保護回路６０に供給する。反転結線選択信号Ｓｓは、結線選択信号Ｓｗとは逆の論理値を取る。即ち、結線選択信号ＳｗがＬｏｗであるとき（スター結線が指定されているとき）には、反転結線選択信号ＳｓはＨｉｇｈとなり、結線選択信号ＳｗがＨｉｇｈであるとき（デルタ結線が指定されているとき）には、反転結線選択信号ＳｓはＬｏｗとなる。

ＰＷＭ信号生成部５２４は、インバータ３０をＰＷＭ制御するためのＰＷＭ信号Ｓｍ１〜Ｓｍ６を出力する。

ＰＷＭ信号Ｓｍ１〜Ｓｍ６は、それぞれ、インバータ３０の６つのアームのスイッチング素子のオン・オフ制御に用いられる。
ＰＷＭ信号Ｓｍ１〜Ｓｍ６は、それぞれ対応するスイッチング素子をオン状態に維持したい期間にＨｉｇｈの状態を維持し、それぞれ対応するスイッチング素子をオフ状態に維持したい期間にＬｏｗの状態を維持する。

上記のように、インバータ駆動回路３２は、それぞれＰＷＭ信号Ｓｍ１〜Ｓｍ６に基づいて、インバータ３０の６つのアームのスイッチング素子をオン・オフさせるための駆動信号Ｓｒ１〜Ｓｒ６を生成して出力する。

駆動信号Ｓｒ１〜Ｓｒ６は、それぞれＰＷＭ信号Ｓｍ１〜Ｓｍ６に対応して生成されるものであり、対応するＰＷＭ信号がＨｉｇｈの期間中対応するスイッチング素子をオン状態に維持し、対応するＰＷＭ信号がＬｏｗの期間中、対応するスイッチング素子をオフ状態に維持するようにスイッチング素子を制御する。
ＰＷＭ信号Ｓｍ１〜Ｓｍ６が論理回路の信号レベルの大きさ（０〜５Ｖ）のものであるのに対し、駆動信号Ｓｒ１〜Ｓｒ６は、スイッチング素子を制御するのに必要な電圧レベル、例えば１５Ｖの大きさを持つ。

インバータ駆動回路３２は、ＩＰＭ１２の過電流遮断ポートＣｉｎに接続されており、過電流遮断ポートＣｉｎに信号が入力されると（該信号がＨｉｇｈとなると）、インバータ３０のすべてのアームのスイッチング素子をオフさせる。

強制遮断部５２５は、マイコン５２のインバータ出力異常遮断ポートＰＯＥに接続されており、該ポートＰＯＥに信号が入力されると（該信号がＨｉｇｈとなると）、ＰＷＭ信号生成部５２４からのＰＷＭ信号Ｓｍ１〜Ｓｍ６の出力を停止させる。インバータ駆動回路３２は、ＰＷＭ信号Ｓｍ１〜Ｓｍ６がすべて供給されなくなると、インバータ３０のすべてのアームのスイッチング素子をオフさせる。
スイッチング素子がオフとなる結果、インバータ３０は交流電力の出力を停止する（インバータ３０が停止状態になる）。

強制遮断部５２５は、マイコン５２で実行されている制御プログラムから独立して動作するハードウェアで構成されている。
インバータ出力異常遮断ポートＰＯＥへの信号に応じてＰＷＭ信号生成部５２４からＰＷＭ信号Ｓｍ１〜Ｓｍ６の出力を停止させる処理は、ハードウェアで構成された強制遮断部５２５で行われ、マイコン５２のソフトウェアによる処理を介さないので、高速に行われる。

以上のようにインバータ３０を停止させるための処理を二重に行うのは、動作をより高速に、かつより確実に行うためである。

過電流保護回路６０は、例えば図４及び図５に示すように構成されている。
図４は、過電流保護回路６０の概略構成を示すブロック図、図５は、過電流保護回路６０の配線図である。
図４に示されるように、過電流保護回路６０は、電流値検出回路６１と、第１の判定回路６２と、第２の判定回路６３と、無効化回路６５と、合成回路６６とを有する。

電流値検出回路６１は、図５に示すように、抵抗Ｒ６１１と、平滑回路６１２とを有する。
抵抗Ｒ６１１は、コンバータ２０の出力端子と、インバータ３０の入力端子とを結ぶ母線に挿入され、第１の端部がグランドに接続されている。
平滑回路６１２は、抵抗Ｒ６１３、Ｒ６１４とコンデンサＣ６１５とを有する。
抵抗Ｒ６１３の第１の端部は抵抗Ｒ６１１の第２の端部に接続されている。
抵抗Ｒ６１４の第１の端部は制御電源Ｖｄに接続され、抵抗Ｒ６１４の第２の端部は抵抗Ｒ６１３の第２に端部に接続されている。
コンデンサＣ６１５の第１の端子は抵抗Ｒ６１３の第２の端部に接続され、コンデンサＣ６１５の第２の端子は、グランドに接続されている。
電流値検出回路６１では、抵抗Ｒ６１１の両端間の電圧を平滑化した電圧がコンデンサＣ６１５の両端子間に現れ、コンデンサＣ６１５の両端子間の電圧が、電流検出値を示す信号（電流値信号）Ｓｃとして第１の判定回路６２及び第２の判定回路６３に供給される。

第１の判定回路６２は、第１の閾値生成回路６２１と、比較器６２２とを有する。比較器６２２は例えば演算増幅器で構成されている。
第１の閾値生成回路６２１は、互いに直列接続された抵抗Ｒ６２３及びＲ６２４から成る分圧回路と、平滑用コンデンサＣ６２５とを有する。
抵抗Ｒ６２３の第１の端部は制御電源Ｖｄに接続され、抵抗Ｒ６２４の第１の端部は抵抗Ｒ６２３の第２の端部に接続され、抵抗Ｒ６２４の第２の端部は、グランドに接続されている。コンデンサＣ６２５は、抵抗Ｒ６２４に並列接続されている。

制御電源Ｖｄの電圧（制御電圧）Ｖｄは、抵抗Ｒ６２３及びＲ６２４からなる分圧回路で分圧されて、その分圧比に応じた電圧ＶｔΔが抵抗Ｒ６２３と抵抗Ｒ６２４の接続点、即ち分圧回路の分圧ノードに現れる。
電圧ＶｔΔは、
ＶｔΔ＝Ｖｄ×Ｒ６２４／（Ｒ６２３＋Ｒ６２４） （１）
で与えられる。
電圧ＶｔΔがデルタ結線用の閾値（第１の閾値）であり、第１の基準値Ｖｒｅｆ１として比較器６２２の非反転入力端子（＋端子）に供給される。

比較器６２２の反転入力端子（−端子）には、電流値検出回路６１からの電流値信号Ｓｃが供給される。
比較器６２２は、電流値信号Ｓｃを基準値Ｖｒｅｆ１と比較し、電流値信号Ｓｃが基準値Ｖｒｅｆ１よりも高ければ、その出力がＬｏｗとなり、そうでなければその出力がＨｉｇｈとなる。

第２の判定回路６３は、第２の閾値生成回路６３１と、比較器６３２とを有する。
比較器６３２は例えば演算増幅器で構成されている。
第２の閾値生成回路６３１は、互いに直列接続された抵抗Ｒ６３３及びＲ６３４から成る分圧回路と、平滑用コンデンサＣ６３５とを有する。
抵抗Ｒ６３３の第１の端部は、制御電源Ｖｄに接続され、抵抗Ｒ６３４の第１の端部は抵抗Ｒ６３３の第２の端部に接続され、抵抗Ｒ６３４の第２の端部は、グランドに接続されている。コンデンサＣ６３５は、抵抗Ｒ６３４に並列接続されている。

制御電圧Ｖｄは、抵抗Ｒ６３３及びＲ６３４からなる分圧回路で分圧されて、その分圧比に応じた電圧ＶｔＹが抵抗Ｒ６３３と抵抗Ｒ６３４の接続点、即ち分圧回路の分圧ノードに現れる。
電圧ＶｔＹは、
ＶｔＹ＝Ｖｄ×Ｒ６３４／（Ｒ６３３＋Ｒ６３４） （２）
で与えられる。
電圧ＶｔＹがスター結線用の閾値（第２の閾値）であり、スター結線時には、第２の基準値Ｖｒｅｆ２として、比較器６３２の非反転入力端子（＋端子）に供給される。

上記のＶｔΔと、ＶｔＹとの間には、以下の関係がある。
ＶｔΔ＝√３×ＶｔＹ （３）
即ち、式（３）の関係が満たされるように、抵抗Ｒ６２３、Ｒ６２４、Ｒ６３３、Ｒ６３４の抵抗値が定められている。

なお、ＶｔΔがＶｔＹの√３倍よりも小さい値になるように（但し、ＶｔＹよりは大きい値に）構成してもよい。これは例えば、デルタ結線では巻線に循環電流が流れるが、循環電流はインバータ電流には反映されないためである。

比較器６３２の反転入力端子（−端子）には、電流値検出回路６１からの電流値信号Ｓｃが供給される。
比較器６３２は、電流値信号Ｓｃを基準値Ｖｒｅｆ２と比較し、電流値信号Ｓｃが基準値Ｖｒｅｆ２よりも高ければ、その出力がＬｏｗとなり、そうでなければその出力がＨｉｇｈとなる。

無効化回路６５は、第２の判定回路６３における閾値（スター結線に対応する閾値）ＶｔＹとの比較を無効化するものであり、ｎｐｎ型のデジタルトランジスタＱ６５１を有する。該デジタルトランジスタＱ６５１は、エミッタ及びコレクタが抵抗Ｒ６３３の第１の端部及び第２の端部にそれぞれ接続されている。

デジタルトランジスタＱ６５１は、制御装置５０から出力される反転結線選択信号Ｓｓがベースに入力されており、該信号ＳｓがＨｉｇｈのとき（スター結線時）にはオフ状態にあり、Ｌｏｗのとき（デルタ結線時）にはオン状態となる。

デジタルトランジスタＱ６５１がオフのとき(スター結線時）には、上記のように、第２の閾値生成回路６３１では上記の閾値ＶｔＹが生成されて、第２の基準値Ｖｒｅｆ２として、比較器６３２に供給される。

デジタルトランジスタＱ６５１がオンのとき(デルタ結線時）には、抵抗Ｒ６３３がデジタルトランジスタＱ６５１で短絡されるため、制御電圧Ｖｄに近い電位、即ち、制御電圧ＶｄよりもデジタルトランジスタＱ６５１のオン時のエミッタ・コレクタ間の電圧降下Ｖｏｎだけ低い電位Ｖｐ＝（Ｖｄ−Ｖｏｎ）が、抵抗Ｒ６３３と抵抗Ｒ６３４の接続点、即ち分圧回路の分圧ノードに現れる。この電位Ｖｐ＝（Ｖｄ−Ｖｏｎ）が、閾値ＶｔＹの代わりに、第２の基準値Ｖｒｅｆ２として、比較器６３２の非反転入力端子（＋端子）に供給される。
比較器６３２は、閾値ＶｔＹの代わりに、Ｖｐ＝（Ｖｄ−Ｖｏｎ）を第２の基準値Ｖｒｅｆ２として用いて、電流値信号Ｓｃとの比較を行う。

以上のように、デジタルトランジスタＱ６５１がオフのときは、閾値ＶｔＹが基準値Ｖｒｅｆ２として用いられ、デジタルトランジスタＱ６５１がオンのときは、Ｖｐ＝（Ｖｄ−Ｖｏｎ）が基準値Ｖｒｅｆ２として用いられる。

合成回路６６は、ワイヤードＯＲ回路６６１と、反転回路６６２とを有する。
ワイヤードＯＲ回路６６１は、第１の端部が制御電源Ｖｄに接続され、第２の端部が比較器６２２及び６３２の出力端子に接続された抵抗Ｒ６６３で構成されている。
ワイヤードＯＲ回路６６１では、比較器６２２及び６３２の出力端子の少なくとも一方がＬｏｗ（出力端子とグランドとの間がＬｏｗインピーダンス）となれば、その出力（抵抗Ｒ６６３の第２の端部）がＬｏｗ（Ｌｏｗレベル）となり、比較器６２２及び６３２の出力端子の双方がＨｉｇｈとなれば、その出力（抵抗Ｒ６６３の第２の端部）がＨｉｇｈとなる。

反転回路６６２は、エミッタが制御電源Ｖｄに接続され、ベースがワイヤードＯＲ回路の出力（抵抗Ｒ６６３の第２の端部）に接続されたデジタルトランジスタＱ６６４と、第１の端部がデジタルトランジスタＱ６６４のコレクタに接続され、第２の端部がグランドに接続された抵抗Ｒ６６５とを有する。
デジタルトランジスタＱ６６４のコレクタ端子には、ワイヤードＯＲ回路６６１の出力の論理状態を反転した信号が現れる。
この信号（過電流検出信号）Ｓｅが、反転回路６６２の出力であり、かつ合成回路６６の出力であり、従って、過電流保護回路６０の出力である。

過電流保護回路７０の出力は、ＩＰＭ１２の過電流遮断ポートＣｉｎに供給されるとともに、マイコン５２のインバータ出力異常遮断ポートＰＯＥに供給される。

ＩＰＭ１２の過電流遮断ポートＣｉｎに信号が供給されると（該信号がＨｉｇｈとなると）、インバータ駆動回路３２がインバータ３０のすべてのアームのスイッチング素子をオフさせる。
また、マイコン５２のインバータ出力異常遮断ポートＰＯＥに信号が供給されると（該信号がＨｉｇｈとなると）、強制遮断部５２５の動作により、ＰＷＭ信号生成部５２４からのＰＷＭ信号Ｓｍ１〜Ｓｍ６の出力が停止され、その結果、インバータ駆動回路３２には、ＰＷＭ信号が供給されなくなる。すると、インバータ駆動回路３２は、インバータ３０のすべてのアームのスイッチング素子をオフさせる。
インバータ３０のそれぞれのアームのスイッチング素子がオフとなると、インバータ３０は交流電力を出力しない状態（停止状態）となる。
上記のように、合成回路６６の出力がＨｉｇｈとなると、インバータを停止させる処理が二重に行われる。

以下、判定回路６２、６３、及び合成回路６６の動作を図６（ａ）及び（ｂ）を参照して説明する。

デジタルトランジスタＱ６５１のベースに供給される反転結線選択信号Ｓｓは、上記のように制御装置５０の結線切替制御部５２１から供給される。
この信号Ｓｓは、スター結線時には、図６（ａ）に示すようにＨｉｇｈとなり、デルタ結線時には、図６（ｂ）に示すようにＬｏｗとなる。
そのため、デジタルトランジスタＱ６５１は、スター結線時には、図６（ａ）に示すようにオフとなり、デルタ結線時には、図６（ｂ）に示すようにオンとなる。

従って、比較器６３２の＋端子には、スター結線時にはＶｔＹが第２の基準値Ｖｒｅｆ２として供給され（図６（ａ））、デルタ結線時にはＶｐ＝（Ｖｄ−Ｖｏｎ）が第２の基準値Ｖｒｅｆ２として供給される（図６（ｂ））。

比較器６２２の＋端子には、スター結線時にもデルタ結線時にもＶｔΔが第１の基準値Ｖｒｅｆ１として供給される。

スター結線時には、上記のように、比較器６３２の＋端子にＶｔＹが第２の基準値Ｖｒｅｆ２として供給される（図６（ａ））。また上記のように、ＶｔＹ＜ＶｔΔの関係がある。
このため、インバータ３０の入力電流が次第に大きくなり、これに伴い、電流値信号Ｓｃが次第に大きくなっていくと、比較器６３２で、電流値信号Ｓｃが基準値Ｖｒｅｆ２よりも大きくなったとの判定がなされ、その出力がＬｏｗとなる。
するとその時点で、ワイヤードＯＲ回路６６１の出力がＬｏｗとなる。その結果、反転回路６６２の出力（従って、合成回路６６の出力）ＳｅがＨｉｇｈとなる。

このように、スター結線時には、電流値信号Ｓｃが、スター結線用に定められた閾値ＶｔＹを超えた時点で、過電流検出信号ＳｅがＨｉｇｈとなる。

デルタ結線時には、上記のように、比較器６３２の＋端子にＶｐ＝（Ｖｄ−Ｖｏｎ）が第２の基準値Ｖｒｅｆ２として供給される（図６（ｂ））。
電流値信号ＳｃはＶｐ＝（Ｖｄ−Ｖｏｎ）を上回ることがないように構成されており、比較器６３２の出力は、Ｈｉｇｈに維持される。

従って、インバータ３０の入力電流が次第に大きくなり、これに伴い、電流値信号Ｓｃが次第に大きくなっていくと、比較器６２２で、電流値信号Ｓｃが基準値Ｖｒｅｆ１よりも大きくなったとの判定がなされ、その出力がＬｏｗとなる。
するとその時点で、ワイヤードＯＲ回路６６１の出力がＬｏｗとなる。その結果、反転回路６６２の出力（従って、合成回路６６の出力）ＳｅがＨｉｇｈとなる。

このように、デルタ結線時には、電流値信号Ｓｃが、デルタ結線用に定められた閾値ＶｔΔを超えた時点で、過電流検出信号ＳｅがＨｉｇｈとなる。

以上のように、デルタ結線時には、第２の判定回路６３におけるスター結線に対応する閾値ＶｔＹを用いた比較が無効化される。従って、スター結線時にも、デルタ結線時にもそれぞれの場合に適切な閾値（それぞれの結線状態に対応する閾値）との比較の結果に基づいて過電流検知を行うことができる。

なお、過電流検出信号ＳｅがＨｉｇｈとなると、上記のようにインバータ３０が停止し、その結果、電流値信号Ｓｃが低下するが、図６（ａ）、（ｂ）では、比較器６２２、６３２の動作を分かり易くするため、電流値信号Ｓｃが低下しないものとして図示している。後述の図１０、図１３（ａ）、（ｂ）、図１５についても同様である。

閾値との比較の無効化を行う無効化回路６５は、デジタルトランジスタによって構成することができる。デジタルトランジスタは安価であるので、コストを抑制することができる。さらに、判定回路６２、６３は、比較的安価な演算増幅器で構成された比較器、抵抗などによって構成することができるので、コストを抑制することができる。

判定回路６２、６３における閾値ＶｔΔ、ＶｔＹの生成は、デジタルトランジスタの回路定数の影響を受けない。従って、閾値の生成及び閾値を用いた比較を正確に行うことができる。このため、過電流保護を高精度に行うことができる。

過電流保護を高精度に行うことができる結果、減磁電流に対して過電流保護レベルを極力高く設定することが可能となるため、高出力化が可能である。

複数の判定回路が設けられている場合、それらの出力をマイコン、ＩＰＭに入力しようとすれば、マイコン、ＩＰＭ等にも、複数の入力端子が必要となる。一方、一般的なマイコン（汎用品）は、インバータ出力異常遮断ポートＰＯＥを一つしか備えておらず、また、一般的なＩＰＭ（汎用品）は、過電流遮断ポートＣｉｎを一つしか備えていない。従って、複数の判定回路の出力をそのままマイコン、ＩＰＭに入力する構成であれば、上記のような汎用品を用いることができないという問題がある。
これに対して、本発明では複数の判定回路での判定結果を合成して出力しているため、マイコンとしてインバータ出力異常遮断ポートＰＯＥを一つしか備えていないものを用いることができ、ＩＰＭとして過電流遮断ポートＣｉｎを一つしか備えていないものを用いることができる。

また、過電流保護回路６０、特にその判定回路６２、６３がハードウェアにより構成されているため、保護のための動作が高速に行われる。

さらに、強制遮断部５２５は、ハードウェアで構成されており、マイコン５２の制御プログラムから独立して動作するため、動作を高速に行うことができ、またマイコン５２が暴走した場合にも、駆動信号の供給を確実に停止させることができる。
従って、信頼性の高いシステムを得ることができる。

実施の形態２．
図７は、実施の形態２で用いられる過電流保護回路を示す配線図である。
実施の形態２の過電流保護回路６０は、図４及び図５に示すのと概して同じである。但し、以下の点で異なる。
まず、電流値検出回路６１から出力される電流値信号Ｓｃが、比較器６２２及び比較器６３２の＋端子に供給され、第１の閾値生成回路６２１からの基準値Ｖｒｅｆ１が、比較器６２２の−端子に供給され、第２の閾値生成回路６３１からの基準値Ｖｒｅｆ２が、比較器６３２の−端子に供給される。

さらに、合成回路６６が、ダイオードＯＲ回路６７１で構成されている。
ダイオードＯＲ回路６７１は、抵抗Ｒ６７２、Ｒ６７３と、ダイオードＤ６７４、Ｄ６７５と、抵抗Ｒ６７６とを有する。

抵抗Ｒ６７２は第１の端部が制御電源Ｖｄに接続され、第２の端部が比較器６２２の出力端子に接続されている。ダイオードＤ６７４は、アノードが比較器６２２の出力端子に接続され、カソードが抵抗Ｒ６７６の第１の端部に接続されている。
抵抗Ｒ６７３は第１の端部が制御電源Ｖｄに接続され、第２の端部が比較器６３２の出力端子に接続されている。ダイオードＤ６７５は、アノードが比較器６３２の出力端子に接続され、カソードが抵抗Ｒ６７６の第１の端部に接続されている。
抵抗Ｒ６７６の第２の端部はグランドに接続されている。

ダイオードＯＲ回路６７１では、比較器６２２及び６３２の出力端子の少なくとも一方がＨｉｇｈとなれば、その出力（抵抗Ｒ６７６の第１の端部の電位）がＨｉｇｈとなり、比較器６２２及び６３２の出力端子の双方がＬｏｗとなれば、その出力（抵抗Ｒ６７６の第１の端部の電位）がＬｏｗとなる。
抵抗Ｒ６７６の第１の端部の信号が、ダイオードＯＲ回路６７１の出力であり、かつ合成回路６６の出力であり、従って過電流保護回路６０の出力である。

実施の形態１と同様に、デジタルトランジスタＱ６５１のベースに供給される反転結線選択信号Ｓｓは、制御装置５０から供給される。
インバータ電流が次第に大きくなっていくときの図７の回路の動作は、実施の形態１に関し図６（ａ）及び（ｂ）を参照して説明したのと同様である。但し、比較器６２２、６３２の出力の論理値が図６（ａ）及び（ｂ）とは逆になる。

実施の形態３．
上記の実施の形態２では、合成回路６６がダイオードＯＲ回路６７１で構成されているが、代わりに、トランジスタ、例えばＭＯＳトランジスタを組み合わせることで構成されたＯＲ回路６８１を用いてもよい。その場合の構成例を図８に示す。

変形例．
実施の形態１〜３では、第２の判定回路６３における閾値ＶｔＹを用いた比較を無効にする際に、第２の判定回路６３の閾値生成回路６３１の分圧ノードにＶｐ＝（Ｖｄ−Ｖｏｎ）が現れるように構成している。しかしこの点は、必須ではない。要するに、第１の判定回路６２の閾値生成回路６２１から出力される閾値ＶｔΔよりも高い電位Ｖｐが第２の判定回路６３の閾値生成回路の分圧ノードに現れて、基準値Ｖｒｅｆ２として比較器６３２に供給されるように構成すれば良い。

例えば、図５の第２の判定回路６３の閾値生成回路６３１の代わりに、図９に示される閾値生成回路６３１ｂを用い、この閾値生成回路６３１ｂに無効化回路６５を図９に示すように接続しても良い。
図９に示される閾値生成回路６３１ｂは、図５に示される閾値生成回路６３１と同様であるが、抵抗Ｒ６３３の代わりに、抵抗Ｒ６３３Ａ及びＲ６３３Ｂの直列接続が用いられ、従って、互いに直列接続された抵抗Ｒ６３３Ａ、Ｒ６３３Ｂ、Ｒ６３４により分圧回路が構成されており、デジタルトランジスタＱ６５１が、抵抗Ｒ６３３Ａ (分圧ノードと制御電源との間に接続された抵抗)を短絡するように設けられている。

例えば、抵抗Ｒ６３３Ａ、Ｒ６３３Ｂの抵抗値Ｒ６３３Ａ、Ｒ６３３Ｂが、実施の形態１の抵抗Ｒ６３３の抵抗Ｒ６３３に対して、
Ｒ６３３Ａ＋Ｒ６３３Ｂ＝Ｒ６３３ （４）
という関係を満たすように定められている。
この場合、デジタルトランジスタＱ６５１がオフのときの動作（スター結線時の動作）は、図５の回路に関し、図６（ａ）を参照して説明したのと同じである。

デジタルトランジスタＱ６５１がオンのとき（デルタ結線時）には、図１０に示すように、
Ｖｐ＝（Ｖｄ−Ｖｏｎ）×Ｒ６３４／（Ｒ６３３Ｂ＋Ｒ６３４）
（５）
で与えられる電位Ｖｐが閾値生成回路６３１ｂの分圧ノードに現れ、基準値Ｖｒｅｆ２として比較器６３２に供給される。

ＶｐがＶｔΔよりも大きいので、デルタ結線時には、比較器６３２でＳｃがＶｐを超えたとの判定がなされる前に、比較器６２２でＳｃがＶｔΔを超えたとの判定がなされる。従って、ＳｃがＶｔΔを超えた時点で過電流検出信号ＳｅがＨｉｇｈとなる。このように、過電流検出信号ＳｅがＨｉｇｈとなるのは、図５の回路に関し、図６（ｂ）を参照して説明したのと同じくＳｃがＶｔΔを超えた時点である。

設計に当たっては、素子の定数のバラツキを考慮して、ＶｐがＶｔΔよりも十分大きくなるように素子の定数を定めるのが望ましい。即ち、式（５）で与えられるＶｐが、ＶｔΔに余裕分を加算した値よりも大きくなるように、抵抗Ｒ６３３Ｂ、Ｒ６３４の抵抗値を定めるのが望ましい。

実施の形態４．
以上のように、実施の形態１、２、３では、デルタ結線の際に第２の判定回路６３における、電流値信号Ｓｃとスター結線用閾値ＶｔＹとの比較を無効化している。代わりに、スター結線の際に第１の判定回路６２における、電流値信号Ｓｃと、デルタ結線用閾値ＶｔΔとの比較を無効化することとしてもよい。この場合、例えば、スター結線の際には、第１の判定回路６２では、基準値を極めて低くすることで、「電流値信号Ｓｃが基準値を上回っている」との判定結果が常時得られるようにし、第１の判定回路６２の判定結果と、第２の判定回路６３の判定結果とを合成回路６６で、ＡＮＤ合成するようにしてもよい。
その場合にも、上記と同様の効果を得ることができる。

そのような構成の例を図１１及び図１２に示す。
図１１は、実施の形態４の過電流保護回路６０ｂの概略構成を示すブロック図、図１２は、過電流保護回路６０ｂの配線図である。
図１１に示される過電流保護回路６０ｂは、実施の形態１〜３で用いられる過電流保護回路６０と概して同じであるが、無効化回路６５の代わりに、無効化回路６５ｂを備えている。

無効化回路６５ｂは、第２の判定回路６３ではなく、第１の判定回路６２での比較を無効化するように設けられており、この点で実施の形態１〜３と異なる。
また、実施の形態１〜３の無効化回路６５がｐｎｐ型のデジタルトランジスタＱ６５１で構成されているのに対し、本実施の形態の無効化回路６５ｂは、ｎｐｎ型のデジタルトランジスタＱ６５３で構成されている。

第２の判定回路６３では、制御電圧Ｖｄは、抵抗Ｒ６３３及びＲ６３４からなる分圧回路で分圧されて、その分圧比に応じた電圧ＶｔＹが分圧ノードに現れる。
電圧ＶｔＹは、
ＶｔＹ＝Ｖｄ×Ｒ６３４／（Ｒ６３３＋Ｒ６３４） （６）
で与えられる。
電圧ＶｔＹはスター結線用の閾値（第２の閾値）であり、第２の基準値Ｖｒｅｆ２として比較器６３２の反転入力端子（−端子）に供給される。

無効化回路６５ｂのデジタルトランジスタＱ６５３は、コレクタ及びエミッタが抵抗Ｒ６２４の第１の端部及び第２の端部にそれぞれ接続されている。

デジタルトランジスタＱ６５３のベースには、制御装置５０から、実施の形態１〜３の反転結線選択信号Ｓｓが供給される。デジタルトランジスタＱ６５３は、該信号ＳｓがＬｏｗのとき（デルタ結線時）にはオフ状態にあり、Ｈｉｇｈのとき（スター結線時）にはオン状態となる。

デジタルトランジスタＱ６５３がオフのとき（デルタ結線時）には、制御電圧Ｖｄは、抵抗Ｒ６２３及びＲ６２４からなる分圧回路で分圧されて、その分圧比に応じた電圧ＶｔΔが分圧ノードに現れる。
電圧ＶｔΔは、
ＶｔΔ＝Ｖｄ×Ｒ６２４／（Ｒ６２３＋Ｒ６２４） （７）
で与えられる。
電圧ＶｔΔは、デルタ結線用の閾値（第１の閾値）であり、デルタ結線時には第１の基準値Ｖｒｅｆ１として、比較器６２２の反転入力端子（−端子）に供給される。

上記のＶｔΔと、ＶｔＹとの間に、上記の式（３）の関係が満たされるように、或いはＶｔΔがＶｔＹの√３倍よりも小さい値となるように（但し、ＶｔＹよりは大きい値に）、抵抗Ｒ６２３、Ｒ６２４、Ｒ６３３、Ｒ６３４の抵抗値が定められている。

デジタルトランジスタＱ６５３がオンのとき（スター結線時）には、抵抗Ｒ６２４がデジタルトランジスタＱ６５３で短絡されるため、グランドの電位０Ｖに近い電位、即ち、グランドの電位０ＶよりもデジタルトランジスタＱ６５３のオン時のコレクタ・エミッタ間の電圧降下Ｖｏｎだけ高い電位Ｖｑ（＝Ｖｏｎ）が、分圧回路の分圧ノードに現れる。
この電位Ｖｑ（＝Ｖｏｎ）が、閾値ＶｔΔの代わりに、第１の基準値Ｖｒｅｆ１として、比較器６２２の反転入力端子（−端子）に供給される。

比較器６２２及び６３２の非反転入力端子（＋端子）には、電流値検出回路６１からの電流値信号Ｓｃが供給される。
比較器６２２は、電流値信号Ｓｃを第１の基準値Ｖｒｅｆ１と比較し、電流値信号Ｓｃが第１の基準値Ｖｒｅｆ１よりも高ければ、その出力がＨｉｇｈとなり、そうでなければその出力がＬｏｗとなる。
デジタルトランジスタＱ６５３がオフのとき（デルタ結線時）には、第１の閾値ＶｔΔが第１の基準値Ｖｒｅｆ１として用いられ、デジタルトランジスタＱ６５３がオンのとき（スター結線時）には、Ｖｑ＝Ｖｏｎが第１の基準値Ｖｒｅｆ１として用いられる。

比較器６３２は、電流値信号Ｓｃを第２の基準値Ｖｒｅｆ２と比較し、電流値信号Ｓｃが第２の基準値Ｖｒｅｆ２よりも高ければ、その出力がＨｉｇｈとなり、そうでなければその出力がＬｏｗとなる。
閾値生成回路６３１には、デジタルトランジスタＱ６５３が接続されていないので、比較器６３２では、デルタ結線時もスター結線時も、ＶｔＹが第２の基準値Ｖｒｅｆ２として用いられる。

合成回路６６はＡＮＤ回路６８３で構成されている。
ＡＮＤ回路６８３では、比較器６２２及び６３２の出力端子の双方がＨｉｇｈとなれば、その出力がＨｉｇｈとなり、比較器６２２及び６３２の出力端子の少なくとも一方がＬｏｗとなれば、その出力がＬｏｗとなる。
ＡＮＤ回路６８３の出力Ｓｅは、合成回路６６の出力であり、従って過電流保護回路６０ｂの出力である。

過電流保護回路６０ｂの出力は、ＩＰＭ１２の過電流遮断ポートＣｉｎ及びマイコン５２のインバータ出力異常遮断ポートＰＯＥに供給される。

以下、判定回路６２、６３、及び合成回路６６の動作を図１３（ａ）及び（ｂ）を参照して説明する。

デジタルトランジスタＱ６５３のベースに供給される反転結線選択信号Ｓｓは、上記のように制御装置５０の結線切替制御部５２１から供給される。
この信号Ｓｓは、スター結線時には、図１３（ａ）に示すようにＨｉｇｈとなり、デルタ結線時には、図１３（ｂ）に示すようにＬｏｗとなる。
そのため、デジタルトランジスタＱ６５３は、スター結線時には、図１３（ａ）に示すようにオンとなり、デルタ結線時には、図１３（ｂ）に示すようにオフとなる。

従って、比較器６２２の−端子には、デルタ結線時にはＶｔΔが第１の基準値Ｖｒｅｆ１として供給され（図１３（ｂ））、スター結線時にはＶｑ（＝Ｖｏｎ）が第１の基準値Ｖｒｅｆ１として供給される（図１３（ａ））。

比較器６３２の−端子には、スター結線時にもデルタ結線時にもＶｔＹが第２の基準値Ｖｒｅｆ２として供給される。

デルタ結線時には、上記のように、比較器６２２の−端子にＶｔΔが第１の基準値Ｖｒｅｆ１として供給される（図１３（ｂ））。また、上記のように、ＶｔＹ＜ＶｔΔの関係がある。
このため、インバータ３０の入力電流が次第に大きくなり、これに伴い、電流値信号Ｓｃが次第に大きくなっていくと、比較器６３２で、電流値信号Ｓｃが基準値Ｖｒｅｆ２よりも大きくなったとの判定がなされ、その出力がＨｉｇｈとなり、そのあとで、比較器６２２で、電流値信号Ｓｃが基準値Ｖｒｅｆ１よりも大きくなったとの判定がなされて、その出力がＨｉｇｈとなる。
するとその時点で、ＡＮＤ回路６８３の出力（過電流検出信号）ＳｅがＨｉｇｈとなる。

このように、デルタ結線時には、電流値信号Ｓｃが、デルタ結線用に定められた閾値ＶｔΔを超えた時点で、過電流検出信号ＳｅがＨｉｇｈとなる。

スター結線時には、上記のように、比較器６２２の−端子にＶｑ（＝Ｖｏｎ）が第１の基準値Ｖｒｅｆ１として供給される（図１３（ａ））。
電流値信号ＳｃはＶｑ（＝Ｖｏｎ）以下となることがないように構成されており、比較器６２２の出力は、Ｈｉｇｈに維持される。

インバータ３０の入力電流が次第に大きくなり、これに伴い、電流値信号Ｓｃが次第に大きくなっていくと、比較器６３２で、電流値信号Ｓｃが基準値Ｖｒｅｆ２よりも大きくなったとの判定がなされ、その出力がＨｉｇｈとなる。
すると、その時点で、ＡＮＤ回路６８３の出力ＳｅがＨｉｇｈとなる。

このように、スター結線時には、電流値信号Ｓｃが、スター結線用に定められた閾値ＶｔＹを超えた時点で、過電流検出信号ＳｅがＨｉｇｈとなる。

以上のように、スター結線時には、第１の判定回路６２におけるデルタ結線に対応する閾値ＶｔΔを用いた比較が無効化され、それにより、スター結線時にも、デルタ結線時にもそれぞれの場合に適切な閾値（それぞれの結線状態に対応する閾値）との比較の結果に基づいて過電流検知を行うことができる。

変形例．
実施の形態４では、第１の判定回路６２における閾値ＶｔΔを用いた判定を無効にする際に、第１の判定回路６２の閾値生成回路６２１の分圧ノードにＶｑ（＝Ｖｏｎ）が現れるように構成している。しかしこの点は、必須ではない。要するに、第２の判定回路６３の閾値生成回路６３１から出力される閾値ＶｔＹよりも低い電位Ｖｑが第１の判定回路６２の閾値生成回路の分圧ノードに現れるように構成すれば良い。

例えば、第１の判定回路６２の閾値生成回路６２１の代わりに、図１４に示される閾値生成回路６２１ｃを用い、この閾値生成回路６２１ｃに無効化回路６５ｂを図１４に示すように接続しても良い。
図１４に示される閾値生成回路６２１ｃは、図１２に示される閾値生成回路６２１と同様であるが、抵抗Ｒ６２４の代わりに、抵抗Ｒ６２４Ａ及びＲ６２４Ｂの直列接続が用いられ、従って、互いに直列接続された抵抗Ｒ６２３、Ｒ６２４Ａ、Ｒ６２４Ｂにより分圧回路が構成されており、デジタルトランジスタＱ６５３が、抵抗Ｒ６２４Ｂ（分圧ノードとグランドの間に接続された抵抗）を短絡するように設けられている。

例えば、抵抗Ｒ６２４Ａ、Ｒ６２４Ｂの抵抗値Ｒ６２４Ａ、Ｒ６２４Ｂが、実施の形態４の抵抗Ｒ６２４の抵抗値Ｒ６２４に対して、
Ｒ６２４Ａ＋Ｒ６２４Ｂ＝Ｒ６２４ （８）
という関係を満たすように定められている。
この場合、デジタルトランジスタＱ６５３がオフのときの動作（デルタ結線時の動作）は、図１２の回路に関し、図１３（ｂ）を参照して説明したのと同じである。

デジタルトランジスタＱ６５３がオンのとき（スター結線時）には、図１５に示すように、
Ｖｑ＝｛（Ｖｄ−Ｖｏｎ）×Ｒ６２４Ａ／（Ｒ６２３＋Ｒ６２４Ａ）｝＋Ｖｏｎ
（９）
で与えられる電位Ｖｑが閾値生成回路６２１ｃの分圧ノードに現れ、基準値Ｖｒｅｆ１として比較器６２２に供給される。

ＶｑがＶｔＹよりも小さいので、スター結線時には、比較器６２２でＳｃがＶｑを超えたとの判定がなされた後に、比較器６３２でＳｃがＶｔＹを超えたとの判定がなされる。従って、ＳｃがＶｔＹを超えた時点で過電流検出信号ＳｅがＨｉｇｈとなる。このように、過電流検出信号ＳｅがＨｉｇｈとなるのは、図１２の回路に関し、図１３（ａ）を参照して説明したのと同じくＳｃがＶｔＹを超えた時点である。

設計に当たっては、素子の定数のバラツキを考慮して、ＶｑがＶｔＹよりも十分小さくなるように、素子の定数を定めるのが望ましい。即ち、式（９）で与えられるＶｑがＶｔＹから余裕分を減算した値よりも小さくなるように、抵抗Ｒ６２３、Ｒ６２４Ａの抵抗値を定めておくのが望ましい。

実施の形態５．
実施の形態１〜４では結線切替手段４０として、切替スイッチを用いている。代わりに、常閉スイッチと常開スイッチとの組み合わせで結線切替手段を構成してもよい。その場合の結線切替手段の構成例を図１６に示す。

図１６の構成では、切替スイッチ４１ｕの代わりに常閉スイッチ４６ｕと常開スイッチ４７ｕとの組合せが用いられ、切替スイッチ４１ｖの代わりに常閉スイッチ４６ｖと常開スイッチ４７ｖとの組合せが用いられ、切替スイッチ４１ｗの代わりに常閉スイッチ４６ｗと常開スイッチ４７ｗとの組合せが用いられている。

図示のように、常閉スイッチ４６ｕ、４６ｖ、４６ｗが閉じ（オンしており）、常開スイッチ４７ｕ、４７ｖ、４７ｗが開いた（オフしている）状態では、電動機はスター結線されており、図示とは逆に、常閉スイッチ４６ｕ、４６ｖ、４６ｗが開き、常開スイッチ４７ｕ、４７ｖ、４７ｗが閉じた状態では、電動機はデルタ結線されている。

結線切替手段４０で用いるスイッチとしては、オン時の導通損失が小さいものが好適であり、リレー、コンタクタ等の機械スイッチが好適である。
しかしながら、図１６に示すように、常閉スイッチと常開スイッチとの組合せを用いる場合、ＳｉＣやＧａＮといったＷＢＧ半導体を用いてもよい。これらは、オン抵抗が小さく、低損失で素子発熱も少ない。これらはまた、切替え動作を高速に行うことができる。従って、電動機の駆動中に結線状態を切替えるには半導体で構成した方が好適である。

また、電動機が空気調和機の圧縮機の駆動に用いられるものである場合であって、図１６に示すように、常閉スイッチと常開スイッチとの組合せを用いる場合、圧縮機の負荷が小さいときに用いられる結線状態（例えばスター結線状態）が選択された際にオンとなるスイッチとして、ノーマリオン型の半導体スイッチを用いるのが望ましい。そのようにすることで、軽負荷時の損失を低減することができ、運転時間のうち軽負荷での運転が占める割合が高い空気調和機の圧縮機の駆動に用いられる電動機に適用した場合に、総合的効率が高くなるからである。

実施の形態６．
実施の形態１〜５では、固定子巻線をスター結線又はデルタ結線に切替え得る電動機に本発明を適用している。
本発明は、結線の切替えが他の方法で行われる場合にも適用できる。
例えば各相の巻線として２以上の巻線部分から成るものを用い、並列結線及び直列結線のいずれかに切替え得る電動機にも適用できる。
この場合、各相の巻線を構成する２以上の巻線部分の各々の両端部を、電動機の外部に接続可能として、結線切替手段で結線状態を切替える。

図１７には、スター結線された電動機において各相の巻線を２つの巻線部分で構成し、該巻線部分の各々の両端部を、電動機の外部に接続可能として、結線切替手段で結線状態を切替える構成を示す。

具体的には、Ｕ相の巻線４ｕが２つの巻線部分４ｕｅ、４ｕｆで構成され、Ｖ相の巻線４ｖが２つの巻線部分４ｖｅ、４ｖｆで構成され、Ｗ相の巻線４ｗが２つの巻線部分４ｗｅ、４ｗｆで構成されている。
巻線部分４ｕｅ、４ｖｅ、４ｗｅの第１の端部は、外部端子４ｕｃ、４ｖｃ、４ｗｃを介してインバータ３０の出力線３０ｕ、３０ｖ、３０ｗに接続されている。
巻線部分４ｕｅ、４ｖｅ、４ｗｅの第２の端部は、外部端子４ｕｇ、４ｖｇ、４ｗｇを介して切替スイッチ４８ｕ、４８ｖ、４８ｗの共通接点に接続されている。
巻線部分４ｕｆ、４ｖｆ、４ｗｆの第１の端部は、外部端子４ｕｈ、４ｖｈ、４ｗｈを介して切替スイッチ４９ｕ、４９ｖ、４９ｗの共通接点に接続されている。
巻線部分４ｕｆ、４ｖｆ、４ｗｆの第２の端部は、外部端子４ｕｄ、４ｖｄ、４ｗｄを介して中性点ノード４２に接続されている。
切替スイッチ４８ｕ、４８ｖ、４８ｗの常閉接点は、切替スイッチ４９ｕ、４９ｖ、４９ｗの常閉接点に接続されている。
切替スイッチ４８ｕ、４８ｖ、４８ｗの常開接点は、中性点ノード４２に接続されている。
切替スイッチ４９ｕ、４９ｖ、４９ｗの常開接点は、インバータ３０の出力線３０ｕ、３０ｖ、３０ｗに接続されている。
切替スイッチ４８ｕ、４８ｖ、４８ｗ、４９ｕ、４９ｖ、４９ｗにより、結線切替手段４０が構成されている。

このような場合にも、実施の形態１〜５で示したのと同様の過電流保護回路を用いることができる。但し、判定回路６２、６３の閾値の決定にあたっては、以下の点を考慮する必要がある。

図１７に示される構成の場合、切替スイッチ４８ｕ、４８ｖ、４８ｗ、４９ｕ、４９ｖ、４９ｗが図示のように常閉接点側に切替えられた状態では、電動機は、直列結線状態となり、切替スイッチ４８ｕ、４８ｖ、４８ｗ、４９ｕ、４９ｖ、４９ｗが図示とは逆の常開接点側に切替えられた状態では、電動機は並列結線状態となる。直列結線状態と並列結線状態とでは、電動機の巻線に流れる電流と、インバータ電流との比が異なる。即ち、直列結線状態では、電動機の巻線に流れる電流と、インバータ３０の出力電流とは等しいが、並列結線状態では、電動機の巻線に流れる電流に対して、インバータ３０の出力電流は２倍となる。
従って、減磁の防止を目的として、インバータ電流の検出値が一定の閾値を超えないようにインバータを制御する場合、直列結線の際の閾値に対して、並列結線の際の閾値を２倍にする必要がある。即ち、それぞれの結線状態に対応する判定回路を設ける場合、直列結線に対応する判定回路で用いる閾値に対して、並列結線に対応する判定回路で用いる閾値を２倍に定める。
なお、実施の形態６でも実施の形態５で述べたように、切替スイッチの代わりに常閉スイッチと、常開スイッチとの組合せを用いることができる。

以上、スター結線された電動機において、直列結線状態と並列結線状態との切替えを行う場合について説明したが、デルタ結線された電動機において、直列結線状態と並列結線状態との切替えを行う場合にも、上記と同様に本発明を適用することができる。

変形例．
以上の実施の形態１〜６では、インバータ３０の入力電流を検出している。
代わりに、インバータ３０の出力電流を検出してもよい。この場合、一つの相にのみ電流検出素子、例えば変流器を設けて、該一つの相の電流に基づいて過電流の検出を行ってもよい。代わりに、３つの相にそれぞれ電流検出素子、例えば変流器を設け、３つの相についての電流の平均を用いて過電流の検出を行ってもよく、３つの相の電流の各瞬時における最大値を用いて過電流の検出を行ってもよい。さらにまた、２つの相にそれぞれ電流検出素子、例えば変流器を設け、２つの相についての電流の平均を用いて過電流の検出を行ってもよく、２つの相の電流の各瞬時における最大値を用いて過電流の検出を行ってもよい。

上記の実施の形態１〜６では、電動機が２つの結線状態のいずれかを取り得るものであり、２つの結線状態にそれぞれ対応する２つの閾値をそれぞれ用いて判定を行う２つの判定回路が設けられており、結線状態に対応する閾値以外の閾値を用いた比較を必要に応じて無効化している。
本発明は、電動機が取り得る結線状態が３つ以上の場合にも適用可能である。即ち、一般化していえば、本発明は、電動機が、複数の（ｎ個の）結線状態のいずれかを選択可能なものである場合に適用可能である。

その場合、過電流保護回路として、
上記複数の結線状態にそれぞれ対応して設けられた複数の判定回路と、
上記複数の判定回路での比較の結果を合成する合成回路と、
上記複数の判定回路における比較のうちの一部を無効化する無効化回路とを有する
ものを用いれば良い。

この場合、例えば、上記過電流保護回路としては、上記インバータの入力電流又は出力電流を検出し、検出された電流が過大になったときに、上記インバータを停止させるものが用いられる。
また、上記複数の判定回路としては、上記複数の結線状態にそれぞれ対応して設けられ、上記複数の結線状態にそれぞれ対応する閾値を基準値として用いて、上記検出された電流との比較を行うものが用いられる。
また、上記無効化回路としては、上記複数の判定回路における比較のうち、選択されている結線状態に対応する閾値以外の閾値を用いた比較を必要に応じて無効化し、該無効化により、上記複数の判定回路のうち、上記選択されている結線状態に対応する判定回路の出力に、上記合成回路の出力が一致するようにするものが用いられる。

そして、実施の形態１〜３（図１〜図１０）の構成において、結線状態の数を２から複数（ｎ個）に一般化した場合、
上記合成回路としては、上記複数の判定回路の出力の論理和を取るＯＲ回路を有するものを用い、
上記無効化回路としては、上記選択された結線状態に対応する閾値よりも小さい閾値の代わりに、上記選択された結線状態に対応する閾値よりも大きい値を上記基準値として用いた比較を行わせるものを用いることとすれば良い。

その場合、例えば、上記複数の判定回路の各々が、制御電源の電圧を分圧する分圧回路を備え、該分圧により上記分圧回路の分圧ノードに現れる電圧を、上記閾値として出力する閾値生成回路と、
上記閾値生成回路から出力された上記閾値を基準値として、上記検出された電流が該基準値よりも大きいか否かを判定する比較器とを有し、
上記分圧回路が、上記制御電源とグランドとの間に直列接続された複数の抵抗を有し、
上記無効化回路が、上記直列接続された複数の抵抗のうちの一つを短絡して、上記閾値の代わりに、上記選択された結線状態に対応する閾値よりも大きい値を上記分圧ノードから出力させることとすれば良い。
上記の短絡される抵抗は、例えば、上記分圧ノードと上記制御電源との間に接続された抵抗である。

また、実施の形態４（図１１〜図１５）の構成において、結線状態の数を２から複数（ｎ個）に一般化した場合、
上記合成回路としては、上記複数の判定回路の出力の論理積を取るＡＮＤ回路を有するものを用い、
上記無効化回路としては、上記選択された結線状態に対応する閾値よりも大きい閾値の代わりに、上記選択された結線状態に対応する閾値よりも小さい値を上記基準値として用いた比較を行わせるものを用いることとすれば良い。

その場合、例えば、上記複数の判定回路の各々が、制御電源の電圧を分圧する分圧回路を備え、該分圧により上記分圧回路の分圧ノードに現れる電圧を、上記閾値として出力する閾値生成回路と、
上記閾値生成回路から出力された上記閾値を基準値として、上記検出された電流が該基準値よりも大きいか否かを判定する比較器とを有し、
上記分圧回路が、上記制御電源とグランドとの間に直列接続された複数の抵抗を有し、
上記無効化回路が、上記直列接続された複数の抵抗のうちの一つを短絡して、上記閾値の代わりに、上記選択された結線状態に対応する閾値よりも小さい値を上記分圧ノードから出力させることとすれば良い。
上記の短絡される抵抗は、例えば、上記分圧ノードと上記グランドとの間に接続された抵抗である。

４ 電動機、 ４ｕ、４ｖ、４ｗ 巻線、 １２ ＩＰＭ、 ２０ コンバータ、 ３０ インバータ、 ３２ インバータ駆動回路、 ４０ 結線切替手段、 ５０ 制御装置、 ５２ マイコン、 ５２１ 結線切替制御部、 ５２４ ＰＷＭ信号生成部、 ５２５ 強制遮断部、 ６０、６０ｂ 過電流保護回路、 ６１ 電流値検出回路、 ６２ 第１の判定回路、 ６２１ 閾値生成回路、 ６２２ 比較器、 ６３ 第２の判定回路、 ６３１ 閾値生成回路、 ６３２ 比較器、 ６５、６５ｂ 無効化回路、 ６６ 合成回路。

Claims (17)

1. 複数の結線状態のいずれかで運転可能な電動機の前記複数の結線状態のうちのいずれかを選択する結線切替手段と、
   前記電動機に交流電力を供給して、前記電動機を運転させるインバータと、
   前記結線切替手段に前記結線状態の選択を行わせ、前記インバータを制御する制御装置と、
   前記インバータを保護する過電流保護回路とを備え、
   前記過電流保護回路は、
   前記複数の結線状態にそれぞれ対応して設けられた複数の判定回路と、
   前記複数の判定回路での比較の結果を合成する合成回路と、
   前記複数の判定回路における比較のうちの一部を無効化する無効化回路とを有する
   ことを特徴とする電動機駆動装置。
2. 前記インバータは、前記電動機に周波数可変の交流電力を供給して、前記電動機を可変速運転させ、
   前記制御装置は、前記結線切替手段を制御して前記結線状態の選択を行わせ、前記インバータをオン・オフ制御して前記電動機に前記交流電力を供給させる
   ことを特徴とする請求項１に記載の電動機駆動装置。
3. 前記過電流保護回路は、前記インバータの入力電流又は出力電流を検出し、検出された電流が過大になったときに、前記インバータを停止させ
   前記複数の判定回路は、
   前記複数の結線状態にそれぞれ対応して設けられ、前記複数の結線状態にそれぞれ対応する閾値を基準値として用いて、前記検出された電流との比較を行い、
   前記無効化回路は、
   前記複数の判定回路における比較のうち、選択されている結線状態に対応する閾値以外の閾値を用いた比較を必要に応じて無効化し、該無効化により、前記複数の判定回路のうち、前記選択されている結線状態に対応する判定回路の出力に、前記合成回路の出力が一致するようにする
   ことを特徴とする請求項１又は２に記載の電動機駆動装置。
4. 前記合成回路が前記複数の判定回路の出力の論理和を取るＯＲ回路を有し、
   前記無効化回路は、前記選択された結線状態に対応する閾値よりも小さい閾値の代わりに、前記選択された結線状態に対応する閾値よりも大きい値を前記基準値として用いた比較を行わせることを特徴とする請求項３に記載の電動機駆動装置。
5. 前記複数の判定回路の各々が、制御電源の電圧を分圧する分圧回路を備え、該分圧により前記分圧回路の分圧ノードに現れる電圧を、前記閾値として出力する閾値生成回路と、
   前記閾値生成回路から出力された前記閾値を基準値として、前記検出された電流が該基準値よりも大きいか否かを判定する比較器とを有し、
   前記分圧回路が、前記制御電源とグランドとの間に直列接続された複数の抵抗を有し、
   前記無効化回路が、前記直列接続された複数の抵抗のうちの一つを短絡して、前記閾値の代わりに、前記選択された結線状態に対応する閾値よりも大きい値を前記分圧ノードから出力させる
   ことを特徴とする請求項４に記載の電動機駆動装置。
6. 短絡される抵抗が、前記分圧ノードと前記制御電源との間に接続された抵抗であることを特徴とする請求項５に記載の電動機駆動装置。
7. 前記合成回路が前記複数の判定回路の出力の論理積を取るＡＮＤ回路を有し、
   前記無効化回路は、前記選択された結線状態に対応する閾値よりも大きい閾値の代わりに、前記選択された結線状態に対応する閾値よりも小さい値を前記基準値として用いた比較を行わせることを特徴とする請求項３に記載の電動機駆動装置。
8. 前記複数の判定回路の各々が、制御電源の電圧を分圧する分圧回路を備え、該分圧により前記分圧回路の分圧ノードに現れる電圧を、前記閾値として出力する閾値生成回路と、
   前記閾値生成回路から出力された前記閾値を基準値として、前記検出された電流が該基準値よりも大きいか否かを判定する比較器とを有し、
   前記分圧回路が、前記制御電源とグランドとの間に直列接続された複数の抵抗を有し、
   前記無効化回路が、前記直列接続された複数の抵抗のうちの一つを短絡して、前記閾値の代わりに、前記選択された結線状態に対応する閾値よりも小さい値を前記分圧ノードから出力させる
   ことを特徴とする請求項７に記載の電動機駆動装置。
9. 短絡される抵抗が、前記分圧ノードと前記グランドとの間に接続された抵抗であることを特徴とする請求項８に記載の電動機駆動装置。
10. 前記無効化回路は、前記抵抗の短絡を行うためのトランジスタを有する
    ことを特徴とする請求項５、６、８又は９に記載の電動機駆動装置。
11. 前記トランジスタがデジタルトランジスタである
    ことを特徴とする請求項１０に記載の電動機駆動装置。
12. 前記複数の結線状態が、第１の結線状態及び第２の結線状態を含み、
    前記第１の結線状態がスター結線状態であり、前記第２の結線状態がデルタ結線状態である
    ことを特徴とする請求項３から１１のいずれか１項に記載の電動機駆動装置。
13. 前記デルタ結線状態に対応する閾値が前記スター結線状態に対応する閾値の√3倍以下であることを特徴とする請求項１２に記載の電動機駆動装置。
14. 前記結線切替手段のスイッチ素子が半導体素子で構成されていることを特徴とする請求項１から１３のいずれか１項に記載の電動機駆動装置。
15. 前記半導体素子としてＷＢＧ半導体素子が用いられていることを特徴とする請求項１４に記載の電動機駆動装置。
16. 前記インバータに駆動信号を供給するインバータ駆動回路をさらに備え、
    前記インバータと前記インバータ駆動回路とがＩＰＭで構成され、
    前記合成回路の出力が、前記ＩＰＭの過電流遮断ポートに入力され、
    前記インバータ駆動回路は、前記過電流遮断ポートに入力された前記合成回路の出力に応じて前記インバータを停止させる
    ことを特徴とする請求項１から１５のいずれか１項に記載の電動機駆動装置。
17. 前記制御装置は、インバータをオン・オフ制御するためのオン・オフ制御信号を出力して、前記インバータ駆動回路に供給するマイコンを備え、
    前記合成回路の出力が前記マイコンに供給され、
    前記マイコンは、前記合成回路の出力に応じて前記オン・オフ制御信号の出力を停止することを特徴とする請求項１６に記載の電動機駆動装置。

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