JPH0937556A - 電源回路 - Google Patents
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- JPH0937556A JPH0937556A JP7183696A JP18369695A JPH0937556A JP H0937556 A JPH0937556 A JP H0937556A JP 7183696 A JP7183696 A JP 7183696A JP 18369695 A JP18369695 A JP 18369695A JP H0937556 A JPH0937556 A JP H0937556A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】低コストで力率を改善することができるととも
に、負荷の素子の耐電圧定格を下げ、且つ平滑コンデン
サへの充電電流のスイッチングを行うためのスイッチン
グ素子の電流電圧の定格を下げることのできる電源回路
を提供する 【課題解決手段】交流電圧Ｅ０を整流するブリッジ整流
回路ＢＤと、該ブリッジ整流回路ＢＤの整流出力端子間
に接続され、平滑コンデンサＣ０、インダクタＬ０およ
びスイッチング素子Ｑ０の直列回路と、インダクタＬ０
とスイッチング素子Ｑ０の直列回路に並列に接続した抵
抗Ｒ０と、コンデンサＣ０の両端電圧が出力電圧として
印加される出力端子Ｔ１、Ｔ２とを備え、スイッチング
素子Ｑ０を高周波でスイッチングする。
に、負荷の素子の耐電圧定格を下げ、且つ平滑コンデン
サへの充電電流のスイッチングを行うためのスイッチン
グ素子の電流電圧の定格を下げることのできる電源回路
を提供する 【課題解決手段】交流電圧Ｅ０を整流するブリッジ整流
回路ＢＤと、該ブリッジ整流回路ＢＤの整流出力端子間
に接続され、平滑コンデンサＣ０、インダクタＬ０およ
びスイッチング素子Ｑ０の直列回路と、インダクタＬ０
とスイッチング素子Ｑ０の直列回路に並列に接続した抵
抗Ｒ０と、コンデンサＣ０の両端電圧が出力電圧として
印加される出力端子Ｔ１、Ｔ２とを備え、スイッチング
素子Ｑ０を高周波でスイッチングする。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、交流入力を整流
し、この整流出力を平滑して直流出力を得る電源回路に
関する。
し、この整流出力を平滑して直流出力を得る電源回路に
関する。
【０００２】
【従来の技術】交流電圧が印加されるブリッジ整流回路
の出力側に平滑コンデンサを接続したコンデンサインプ
ット型の電源回路では、図８に示すように、平滑コンデ
ンサに流入する充電電流ｉが導通角の非常に狭い突入電
流となるために、力率が、０．５〜０．６程度とかなり
悪くなる。力率の悪い機器では高調波を多く発生するた
めに、このような機器が増えて送電系に負荷として接続
されると、電力供給側に逆流する高調波が無視出来ない
程度に多くなり、電力系に悪影響を及ぼすという問題が
生じる。
の出力側に平滑コンデンサを接続したコンデンサインプ
ット型の電源回路では、図８に示すように、平滑コンデ
ンサに流入する充電電流ｉが導通角の非常に狭い突入電
流となるために、力率が、０．５〜０．６程度とかなり
悪くなる。力率の悪い機器では高調波を多く発生するた
めに、このような機器が増えて送電系に負荷として接続
されると、電力供給側に逆流する高調波が無視出来ない
程度に多くなり、電力系に悪影響を及ぼすという問題が
生じる。
【０００３】そこで、特開平６−０８６５５３号におい
て、図５に示すような電源回路が提案されている。
て、図５に示すような電源回路が提案されている。
【０００４】この電源回路は、交流電圧Ｅ０を整流する
ブリッジ整流回路ＢＤの整流出力端子間に、平滑コンデ
ンサＣ０、インダクタＬ０及びスイッチング素子Ｑ０の
直列回路を接続し、また、上記インダクタＬ０とスイッ
チング素子Ｑ０の直列接続回路に並列に平滑コンデンサ
Ｃ０の放電用のダイオードＤ０を接続したものである。
この回路では、スイッチング素子Ｑ０が、高周波でスイ
ッチングされ、平滑コンデンサＣ０に流入する充電電流
をスイッチングしてインダクタＬ０に流す。このように
すると、スイッチングされた充電電流がインダクタＬ０
のインダクタンスによって抑制され、ブリッジ整流回路
ＢＤに流入する入力電流Ｉ０の導通角が広がって、力率
が改善されるようになる。図６（Ａ）〜（Ｃ）は、それ
ぞれ、入力（交流）電圧Ｅ０、出力電圧Ｅ１、入力電流
Ｉ０の波形を示している。なお、ダイオードＤ０は、平
滑コンデンサＣ０の充電電圧を負荷側に放電するための
ものであり、これによって、放電に際するインダクタＬ
０の影響を受けることがなくなる。また、平滑コンデン
サＣ０、インダクタＬ０及びスイッチング素子Ｑ０の直
列回路の両端の電圧が出力電圧Ｅ１となる。
ブリッジ整流回路ＢＤの整流出力端子間に、平滑コンデ
ンサＣ０、インダクタＬ０及びスイッチング素子Ｑ０の
直列回路を接続し、また、上記インダクタＬ０とスイッ
チング素子Ｑ０の直列接続回路に並列に平滑コンデンサ
Ｃ０の放電用のダイオードＤ０を接続したものである。
この回路では、スイッチング素子Ｑ０が、高周波でスイ
ッチングされ、平滑コンデンサＣ０に流入する充電電流
をスイッチングしてインダクタＬ０に流す。このように
すると、スイッチングされた充電電流がインダクタＬ０
のインダクタンスによって抑制され、ブリッジ整流回路
ＢＤに流入する入力電流Ｉ０の導通角が広がって、力率
が改善されるようになる。図６（Ａ）〜（Ｃ）は、それ
ぞれ、入力（交流）電圧Ｅ０、出力電圧Ｅ１、入力電流
Ｉ０の波形を示している。なお、ダイオードＤ０は、平
滑コンデンサＣ０の充電電圧を負荷側に放電するための
ものであり、これによって、放電に際するインダクタＬ
０の影響を受けることがなくなる。また、平滑コンデン
サＣ０、インダクタＬ０及びスイッチング素子Ｑ０の直
列回路の両端の電圧が出力電圧Ｅ１となる。
【０００５】上記の構成の電源回路によれば、入力電流
Ｉ０の導通角が広がるために、力率は０．８程度に向上
し、また、スイッチング素子Ｑ０のスイッチング周波数
を高周波にすることにより、所定のインダクタンスを得
るためのインダクタＬ０を小型化することができる。
Ｉ０の導通角が広がるために、力率は０．８程度に向上
し、また、スイッチング素子Ｑ０のスイッチング周波数
を高周波にすることにより、所定のインダクタンスを得
るためのインダクタＬ０を小型化することができる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、図５に
示す電源回路は、出力電圧Ｅ１の平滑性が平滑コンデン
サＣ０のみを接続した構成の電源回路の出力電圧（図８
参照）に比較してよくない。すなわち、図７に示すよう
に、図５に示す従来の電源回路の出力電圧Ｅ１は、ブリ
ッジ整流回路ＢＤで入力電圧Ｅ０を両波整流したものを
部分的に平滑した上下に凹凸のある電圧波形となってし
まう。このため、負荷に定電力負荷を接続した場合、同
図のＥ１Ｌのときの電流を流すことができて、且つＥ１
Ｈで動作する耐電圧を持つ素子で負荷を構成する必要が
ある。このため、負荷となる素子（スイッチング用トラ
ンジスタなど）が大型化したり、無駄な消費電力が生じ
るという問題があった。また、入力電圧Ｅ０の投入時
に、スイッチング素子Ｑ０がオンするまでに平滑コンデ
ンサＣ０に対して充電電流が流れないため、入力電圧Ｅ
０の投入後スイッチング素子Ｑ０がオンした時に、平滑
コンデンサＣ０の電荷０からの大きな充電電流が流れ、
また、スイッチング素子Ｑ０のオフ時に、インダクタＬ
０で高電圧が発生し、その高電圧が同スイッチング素子
Ｑ０に対して印加されるために、該スイッチング素子Ｑ
０は、電流，電圧ともに大きな定格のものを必要とする
問題があった。
示す電源回路は、出力電圧Ｅ１の平滑性が平滑コンデン
サＣ０のみを接続した構成の電源回路の出力電圧（図８
参照）に比較してよくない。すなわち、図７に示すよう
に、図５に示す従来の電源回路の出力電圧Ｅ１は、ブリ
ッジ整流回路ＢＤで入力電圧Ｅ０を両波整流したものを
部分的に平滑した上下に凹凸のある電圧波形となってし
まう。このため、負荷に定電力負荷を接続した場合、同
図のＥ１Ｌのときの電流を流すことができて、且つＥ１
Ｈで動作する耐電圧を持つ素子で負荷を構成する必要が
ある。このため、負荷となる素子（スイッチング用トラ
ンジスタなど）が大型化したり、無駄な消費電力が生じ
るという問題があった。また、入力電圧Ｅ０の投入時
に、スイッチング素子Ｑ０がオンするまでに平滑コンデ
ンサＣ０に対して充電電流が流れないため、入力電圧Ｅ
０の投入後スイッチング素子Ｑ０がオンした時に、平滑
コンデンサＣ０の電荷０からの大きな充電電流が流れ、
また、スイッチング素子Ｑ０のオフ時に、インダクタＬ
０で高電圧が発生し、その高電圧が同スイッチング素子
Ｑ０に対して印加されるために、該スイッチング素子Ｑ
０は、電流，電圧ともに大きな定格のものを必要とする
問題があった。
【０００７】本発明の目的は、低コストで力率を改善す
ることができるとともに、負荷の素子の耐電圧の定格を
下げ、且つ平滑コンデンサへの充電電流のスイッチング
を行うためのスイッチング素子の電流電圧の定格を下げ
ることのできる電源回路を提供することにある。
ることができるとともに、負荷の素子の耐電圧の定格を
下げ、且つ平滑コンデンサへの充電電流のスイッチング
を行うためのスイッチング素子の電流電圧の定格を下げ
ることのできる電源回路を提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明の請求項１に係る
電源回路は、ブリッジ整流回路の整流出力端子間に、平
滑コンデンサ、インダクタおよびスイッチング素子を直
列に接続し、インダクタとスイッチング素子の直列接続
回路に並列に抵抗を接続し、さらに、平滑コンデンサの
両端電圧を出力電圧と印加する出力端子を設けたことを
特徴としている。
電源回路は、ブリッジ整流回路の整流出力端子間に、平
滑コンデンサ、インダクタおよびスイッチング素子を直
列に接続し、インダクタとスイッチング素子の直列接続
回路に並列に抵抗を接続し、さらに、平滑コンデンサの
両端電圧を出力電圧と印加する出力端子を設けたことを
特徴としている。
【０００９】以上の構成において、図５に示す従来の電
源回路と同様に、スイッチング素子を高周波で駆動し
て、平滑コンデンサへの充電電流を高周波スイッチング
する。このようにすると、スイッチングされた上記充電
電流はインダクタによって抑制されることになって、入
力電流Ｉ０の導通角が広がり力率が改善される。また、
出力は平滑コンデンサの両端から取り出されることにな
り、その結果、図８に示すようなブリッジ整流回路と平
滑コンデンサの整流平滑回路と同じように平坦な電圧波
形を得ることができるようになる。また、平滑コンデン
サの両端に負荷を接続するために、図５に示すようなダ
イオードＤ０が不要であり、さらに、入力電圧Ｅ０の投
入時からスイッチング素子Ｑ０がオンするまでの間に抵
抗Ｒ０を通して平滑コンデンサＣ０に充電が行われるた
め、最初にスイッチング素子Ｑ０がオンした時に、平滑
コンデンサＣ０に対して大きな充電電流が流れるという
ことがなくなり、さらに、そのためにスイッチング素子
Ｑ０のオフ時に高電圧がインダクタＬ０両端に発生して
該スイッチ素子Ｑ０に印加されるということもなくな
る。
源回路と同様に、スイッチング素子を高周波で駆動し
て、平滑コンデンサへの充電電流を高周波スイッチング
する。このようにすると、スイッチングされた上記充電
電流はインダクタによって抑制されることになって、入
力電流Ｉ０の導通角が広がり力率が改善される。また、
出力は平滑コンデンサの両端から取り出されることにな
り、その結果、図８に示すようなブリッジ整流回路と平
滑コンデンサの整流平滑回路と同じように平坦な電圧波
形を得ることができるようになる。また、平滑コンデン
サの両端に負荷を接続するために、図５に示すようなダ
イオードＤ０が不要であり、さらに、入力電圧Ｅ０の投
入時からスイッチング素子Ｑ０がオンするまでの間に抵
抗Ｒ０を通して平滑コンデンサＣ０に充電が行われるた
め、最初にスイッチング素子Ｑ０がオンした時に、平滑
コンデンサＣ０に対して大きな充電電流が流れるという
ことがなくなり、さらに、そのためにスイッチング素子
Ｑ０のオフ時に高電圧がインダクタＬ０両端に発生して
該スイッチ素子Ｑ０に印加されるということもなくな
る。
【００１０】本発明の請求項２に係る発明は、上記請求
項１に係る電源回路において平滑コンデンサＣ０、イン
ダクタＬ０およびスイッチング素子Ｑ０の直列回路を２
つ対称に接続して倍電圧電源回路を構成したものであ
る。
項１に係る電源回路において平滑コンデンサＣ０、イン
ダクタＬ０およびスイッチング素子Ｑ０の直列回路を２
つ対称に接続して倍電圧電源回路を構成したものであ
る。
【００１１】
【発明の実施の形態】図１は、本発明の実施例である電
源回路の回路図を示している。
源回路の回路図を示している。
【００１２】同図に示す電源回路では、図５に示す従来
の電源回路と比較して、出力端子Ｔ１及びＴ２を平滑コ
ンデンサＣ０の両端に接続した点と、インダクタＬ０お
よびスイッチング素子Ｑ０の直列回路に並列接続するダ
イオードＤ０に代えて抵抗Ｒ０を接続した点が相違す
る。
の電源回路と比較して、出力端子Ｔ１及びＴ２を平滑コ
ンデンサＣ０の両端に接続した点と、インダクタＬ０お
よびスイッチング素子Ｑ０の直列回路に並列接続するダ
イオードＤ０に代えて抵抗Ｒ０を接続した点が相違す
る。
【００１３】上記の構成において、入力電圧Ｅ０が投入
されると、その直後に抵抗Ｒ０を介して平滑コンデンサ
Ｃ０に充電電流が流入する。その後少し遅延して高周波
スイッチングパルスがスイッチング素子Ｑ０に印加され
始める（このスイッチングパルスの遅延は、同スイッチ
ングパルスを生成する回路が電源供給から動作状態にな
るまでの遅延時間（ｍｓオーダー）で十分である）。こ
のスイッチング素子Ｑ０がスイッチング動作を始めた時
には、上記平滑コンデンサＣ０にある程度の電荷が充電
されているために、このスイッチング素子Ｑ０のオン時
に流入する充電電流は大きな充電電流となることがな
い。また、このため、スイッチング素子Ｑ０の次のオフ
タイミングにインダクタＬ０に生じる電圧も大きなもの
とならない。したがって、スイッチング素子Ｑ０が動作
を開始した時点に、大電流、大電圧が同スイッチング素
子Ｑ０に加わることがないため、該スイッチング素子Ｑ
０の電圧電流定格を大きなものにしなくてよい。
されると、その直後に抵抗Ｒ０を介して平滑コンデンサ
Ｃ０に充電電流が流入する。その後少し遅延して高周波
スイッチングパルスがスイッチング素子Ｑ０に印加され
始める（このスイッチングパルスの遅延は、同スイッチ
ングパルスを生成する回路が電源供給から動作状態にな
るまでの遅延時間（ｍｓオーダー）で十分である）。こ
のスイッチング素子Ｑ０がスイッチング動作を始めた時
には、上記平滑コンデンサＣ０にある程度の電荷が充電
されているために、このスイッチング素子Ｑ０のオン時
に流入する充電電流は大きな充電電流となることがな
い。また、このため、スイッチング素子Ｑ０の次のオフ
タイミングにインダクタＬ０に生じる電圧も大きなもの
とならない。したがって、スイッチング素子Ｑ０が動作
を開始した時点に、大電流、大電圧が同スイッチング素
子Ｑ０に加わることがないため、該スイッチング素子Ｑ
０の電圧電流定格を大きなものにしなくてよい。
【００１４】スイッチング素子Ｑ０がスイッチング動作
をしている状態では、負荷に対して供給される出力電圧
は出力端子Ｔ１，Ｔ２、すなわち平滑コンデンサＣ０の
両端の出力電圧となる。一方、平滑コンデンサＣ０への
充電電流は、スイッチング素子Ｑ０で高周波スイッチン
グしているために、この充電電流はインダクタＬ０によ
って抑制されることになり、その結果、入力電流Ｉ０の
休止期間が短くなり、導通角が広がって力率が改善され
る。また、図１に示すように、この回路では図５に示す
従来の電源回路に用いられているダイオードＤ０に代え
て抵抗Ｒ０を設けているが、図５に示す従来の電源回路
ではダイオードＤ０を通して負荷電流が流れるために、
このダイオードＤ０を大きな容量にする必要があるのに
対し、図１に示す電源回路では、抵抗Ｒ０を負荷電流が
帰還することがないため、この抵抗Ｒ０を大きな容量の
ものにする必要がなく、また、一般にダイオードよりも
抵抗Ｒ０のほうが低コストで構成できる。図２は、入力
電源の入力電圧Ｅ０とブリッジ整流回路ＢＤの出力電圧
（脈流）の各々の波形を示し、図３は、出力端子Ｔ１、
Ｔ２の出力電圧Ｅ２と、入力電流Ｉ０の電流の各々の波
形を示している。図３に示すように、負荷へ供給される
出力電圧は、図５及び図７に示す従来の電源回路におい
ての出力電圧の様に凹凸がなく平坦である。また、入力
電流Ｉ０は導通角が広いために力率が高い。
をしている状態では、負荷に対して供給される出力電圧
は出力端子Ｔ１，Ｔ２、すなわち平滑コンデンサＣ０の
両端の出力電圧となる。一方、平滑コンデンサＣ０への
充電電流は、スイッチング素子Ｑ０で高周波スイッチン
グしているために、この充電電流はインダクタＬ０によ
って抑制されることになり、その結果、入力電流Ｉ０の
休止期間が短くなり、導通角が広がって力率が改善され
る。また、図１に示すように、この回路では図５に示す
従来の電源回路に用いられているダイオードＤ０に代え
て抵抗Ｒ０を設けているが、図５に示す従来の電源回路
ではダイオードＤ０を通して負荷電流が流れるために、
このダイオードＤ０を大きな容量にする必要があるのに
対し、図１に示す電源回路では、抵抗Ｒ０を負荷電流が
帰還することがないため、この抵抗Ｒ０を大きな容量の
ものにする必要がなく、また、一般にダイオードよりも
抵抗Ｒ０のほうが低コストで構成できる。図２は、入力
電源の入力電圧Ｅ０とブリッジ整流回路ＢＤの出力電圧
（脈流）の各々の波形を示し、図３は、出力端子Ｔ１、
Ｔ２の出力電圧Ｅ２と、入力電流Ｉ０の電流の各々の波
形を示している。図３に示すように、負荷へ供給される
出力電圧は、図５及び図７に示す従来の電源回路におい
ての出力電圧の様に凹凸がなく平坦である。また、入力
電流Ｉ０は導通角が広いために力率が高い。
【００１５】図４は、本発明の他の実施例の電源回路の
回路図を示している。
回路図を示している。
【００１６】同図に示す電源回路は、図１に示す電源回
路を倍電圧対応としたものである。すなわち、交流電圧
を整流するブリッジ整流回路ＢＤの出力端子間に、平滑
コンデンサＣＯ、インダクタＬ０およびスイッチング素
子Ｑ０の第１の直列回路と、平滑コンデンサＣ１、イン
ダクタＬ１およびスイッチング素子Ｑ１の第２の直列回
路を、各々の直列回路のコンデンサＣ０及びＣ１の一端
が共通接続されるように直列接続し、且つその共通接続
点がスイッチ素子Ｓ０を介してブリッジ整流回路の入力
端子に接続したフィルタ回路を設け、前記第１及び第２
の直列回路の各々において、インダクタＬ０とスイッチ
ング素子Ｑ０およびインダクタＬ１とスイッチング素子
Ｑ１の直列接続回路の各々に、並列に抵抗Ｒ０及びＲ１
を接続し、また、この電源回路の出力電圧を、上記フィ
ルタ回路の２つの平滑コンデンサＣ０及びＣ１の直列回
路の両端に設けられている出力端子Ｔ１、Ｔ２から取り
出すようにしたものである。
路を倍電圧対応としたものである。すなわち、交流電圧
を整流するブリッジ整流回路ＢＤの出力端子間に、平滑
コンデンサＣＯ、インダクタＬ０およびスイッチング素
子Ｑ０の第１の直列回路と、平滑コンデンサＣ１、イン
ダクタＬ１およびスイッチング素子Ｑ１の第２の直列回
路を、各々の直列回路のコンデンサＣ０及びＣ１の一端
が共通接続されるように直列接続し、且つその共通接続
点がスイッチ素子Ｓ０を介してブリッジ整流回路の入力
端子に接続したフィルタ回路を設け、前記第１及び第２
の直列回路の各々において、インダクタＬ０とスイッチ
ング素子Ｑ０およびインダクタＬ１とスイッチング素子
Ｑ１の直列接続回路の各々に、並列に抵抗Ｒ０及びＲ１
を接続し、また、この電源回路の出力電圧を、上記フィ
ルタ回路の２つの平滑コンデンサＣ０及びＣ１の直列回
路の両端に設けられている出力端子Ｔ１、Ｔ２から取り
出すようにしたものである。
【００１７】上記の構成で、スイッチ素子Ｓ０を投入し
ておけば、第１の直列回路の平滑コンデンサＣ０の充電
電圧と、第２の直列回路の平滑コンデンサＣ１の充電電
圧との加算合計電圧が出力電圧Ｅ２として得られるため
に、入力電圧Ｅ０に対して倍電圧整流電圧を得ることが
できる。勿論、この場合のフィルタ回路の動作、すなわ
ち第１、第２の各直列回路での動作は図１に示す電源回
路の動作と同じである。なお、スイッチ素子Ｓ０をオフ
にすれば倍電圧整流動作を行わなくなり、出力電圧Ｅ２
は、図１に示す電源回路と同じ大きさの電圧となる。し
たがって、この図４に示す電源回路は、たとえば、出力
電圧Ｅ２として２００Ｖを得たい場合、入力電圧Ｅ０が
１００Ｖの場合スイッチ素子Ｓ０をオンし、入力電圧Ｅ
０が２００Ｖの場合スイッチ素子Ｓ０をオフするように
して使用することができる。入力電圧１００Ｖ固定用の
倍電圧電源回路を構成する場合には、このスイッチ素子
Ｓ０は不要である。
ておけば、第１の直列回路の平滑コンデンサＣ０の充電
電圧と、第２の直列回路の平滑コンデンサＣ１の充電電
圧との加算合計電圧が出力電圧Ｅ２として得られるため
に、入力電圧Ｅ０に対して倍電圧整流電圧を得ることが
できる。勿論、この場合のフィルタ回路の動作、すなわ
ち第１、第２の各直列回路での動作は図１に示す電源回
路の動作と同じである。なお、スイッチ素子Ｓ０をオフ
にすれば倍電圧整流動作を行わなくなり、出力電圧Ｅ２
は、図１に示す電源回路と同じ大きさの電圧となる。し
たがって、この図４に示す電源回路は、たとえば、出力
電圧Ｅ２として２００Ｖを得たい場合、入力電圧Ｅ０が
１００Ｖの場合スイッチ素子Ｓ０をオンし、入力電圧Ｅ
０が２００Ｖの場合スイッチ素子Ｓ０をオフするように
して使用することができる。入力電圧１００Ｖ固定用の
倍電圧電源回路を構成する場合には、このスイッチ素子
Ｓ０は不要である。
【００１８】
【発明の効果】本発明では、図５に示す従来の電源回路
と同じように平滑コンデンサへの充電電流を高周波スイ
ッチングするようにしているため入力電流Ｉ０の休止期
間が短くなって力率を向上させることができるととも
に、図７に示すような凹凸のある出力電圧の凸部をカッ
トした平坦な出力電圧波形を得ることができるために、
この電源回路の負荷となるスイッチング素子の耐電圧の
定格を下げることができる効果がある。また、入力電圧
投入直後には抵抗を介して平滑コンデンサへの充電電流
が流れるために、その後、スイッチング素子がオンした
時には平滑コンデンサに充電電荷が存在し、そのために
同スイッチング素子に対して大きな突入電流が流れるの
を防ぐことができ、また同スイッチング素子がオフした
時には大きな電圧が加わわることがなくなる。よって、
同スイッチング素子の電流電圧定格を下げることができ
る効果がある。
と同じように平滑コンデンサへの充電電流を高周波スイ
ッチングするようにしているため入力電流Ｉ０の休止期
間が短くなって力率を向上させることができるととも
に、図７に示すような凹凸のある出力電圧の凸部をカッ
トした平坦な出力電圧波形を得ることができるために、
この電源回路の負荷となるスイッチング素子の耐電圧の
定格を下げることができる効果がある。また、入力電圧
投入直後には抵抗を介して平滑コンデンサへの充電電流
が流れるために、その後、スイッチング素子がオンした
時には平滑コンデンサに充電電荷が存在し、そのために
同スイッチング素子に対して大きな突入電流が流れるの
を防ぐことができ、また同スイッチング素子がオフした
時には大きな電圧が加わわることがなくなる。よって、
同スイッチング素子の電流電圧定格を下げることができ
る効果がある。
【００１９】また、負荷電流が帰還するための大きな容
量のダイオードは不要であり、それに代えて容量の小さ
な抵抗を接続すればよいために、信頼性が高まりコスト
がより低くなる効果もある。
量のダイオードは不要であり、それに代えて容量の小さ
な抵抗を接続すればよいために、信頼性が高まりコスト
がより低くなる効果もある。
【図１】本発明の実施例の電源回路の回路図を示す。
【図２】上記電源回路の入力電圧及びブリッジ整流出力
電圧の波形を示す図である。
電圧の波形を示す図である。
【図３】上記電源回路の出力電圧波形及び入力電流波形
をそれぞれ示す図である。
をそれぞれ示す図である。
【図４】本発明の他の実施例の電源回路の回路図を示
す。
す。
【図５】従来の電源回路の回路図を示す。
【図６】（Ａ）、（Ｂ）、（Ｃ） 従来の電源回路の入力電圧波形、出力電圧波形及び入力
電流波形をそれぞれ示す。
電流波形をそれぞれ示す。
【図７】従来の電源回路の出力電圧波形を示す図
【図８】コンデンサインプット型の通常の電源回路の電
圧電流波形を示す図である。
圧電流波形を示す図である。
Ｅ０−入力電圧 Ｉ０−入力電流 ＢＤ−ブリッジ整流回路 Ｃ０−平滑コンデンサ Ｌ０−インダクタ Ｑ０−スイッチング素子 Ｒ０−抵抗 Ｔ１、Ｔ２−出力端子
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 伊藤 裕康 大阪府豊中市寺内２丁目４番１号 エリデ ック株式会社内
Claims (2)
- 【請求項１】交流電圧を整流するブリッジ整流回路と、 該ブリッジ整流回路の整流出力端子間に接続され、平滑
コンデンサ、インダクタ、およびスイッチング素子の直
列回路と、 前記インダクタとスイッチング素子を直列接続した回路
に並列に接続した抵抗と、 前記平滑コンデンサの両端電圧が出力電圧として印加さ
れる出力端子と、を具備してなる電源回路。 - 【請求項２】交流電圧を整流するブリッジ整流回路と、 該ブリッジ整流回路の整流出力端子間に接続され、平滑
コンデンサ、インダクタ、およびスイッチング素子の直
列回路を２つ、各々の直列回路のコンデンサの一端が共
通接続されるように直列接続したフィルタ回路と、 前記２つの直列回路の各々において、インダクタ及びス
イッチング素子を直列接続した回路に並列に接続した抵
抗と、 前記フィルタ回路中の２つのコンデンサの直列回路の両
端電圧が出力電圧として印加される出力端子と、を具備
してなる電源回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7183696A JPH0937556A (ja) | 1995-07-20 | 1995-07-20 | 電源回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7183696A JPH0937556A (ja) | 1995-07-20 | 1995-07-20 | 電源回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0937556A true JPH0937556A (ja) | 1997-02-07 |
Family
ID=16140349
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7183696A Pending JPH0937556A (ja) | 1995-07-20 | 1995-07-20 | 電源回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0937556A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009506481A (ja) * | 2005-06-30 | 2009-02-12 | ルートロン エレクトロニクス カンパニー インコーポレイテッド | マイクロプロセッサで制御された電源を有する調光器 |
-
1995
- 1995-07-20 JP JP7183696A patent/JPH0937556A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009506481A (ja) * | 2005-06-30 | 2009-02-12 | ルートロン エレクトロニクス カンパニー インコーポレイテッド | マイクロプロセッサで制御された電源を有する調光器 |
| JP4729617B2 (ja) * | 2005-06-30 | 2011-07-20 | ルートロン エレクトロニクス カンパニー インコーポレイテッド | マイクロプロセッサで制御された電源を有する調光器 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |