JPH0818341A - 周波数逓倍回路 - Google Patents

周波数逓倍回路

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JPH0818341A
JPH0818341A JP6152132A JP15213294A JPH0818341A JP H0818341 A JPH0818341 A JP H0818341A JP 6152132 A JP6152132 A JP 6152132A JP 15213294 A JP15213294 A JP 15213294A JP H0818341 A JPH0818341 A JP H0818341A
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signal
frequency
sawtooth wave
phase
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JP6152132A
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Riichiro Yoshida
理一郎 吉田
Toru Miyazaki
通 宮崎
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Toshiba Corp
Toshiba AVE Co Ltd
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Toshiba Corp
Toshiba AVE Co Ltd
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Abstract

(57)【要約】 【目的】できるだけハード規模が少なくて済みジッター
の少ない周波数逓倍回路を得る。 【構成】カウンタ１１３、係数器１１４は、周波数ｆ0
、振幅が２m −１のｍビットの鋸歯状波を発生し、４
周期ＳＩＮ波発生器１１８は、前期鋸歯状波は入力と
し、この鋸歯状波の下位ｎビットの変化を抽出して周波
数を２(m-n) 逓倍した出力を得る。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は繰り返し信号の周波数を
逓倍する周波数逓倍回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】ここではアスペクト比１６：９のワイド
映像である第２世代ＥＤＴＶ放送に対応したテレビジョ
ン受信機に利用した例を用いて説明する。第２世代ＥＤ
ＴＶ放送ではアスペクト比１６：９の横長テレビジョン
信号を現行ＮＴＳＣ方式に変換して伝送し、これを第２
世代ＥＤＴＶ対応受信機で受信したときにはアスペクト
比１６：９の横長テレビジョン信号の再生が行われる。
放送開始当初は、番組によって、現行放送と第２世代Ｅ
ＤＴＶ放送が切り替わることが予想され、第２世代ＥＤ
ＴＶ放送であることを識別する機能が必要不可欠で、識
別制御信号（吹抜ほか、「ＥＤＴＶ−ＩＩ識別制御信号
の検討」 ＩＴＥＴｅｃｈｎｉｃｌ Ｒｅｐｏｒｔ Ｖ
ｏｌ．１７，Ｎｏ６５，ｐｐ．４３〜４８，ＢＣＳ′９
３−４６，（Ｏｃｔ．１９．９３））の検討がされた。
【０００３】この識別制御信号（図２８）は画像エリア
の最上部（２２Ｈ，２８５Ｈ）に挿入され、第２世代Ｅ
ＤＴＶ信号であることを意味するリファレンスタイミン
グ信号２８０１、第２世代ＥＤＴＶ放送を受信したとき
に必要な識別コマンド２８０２、確認機能の正弦波２８
０３（周波数２．０４ＭＨｚ）が挿入されている。この
正弦波２８０３はカラーバースト信号（周波数ｆｓｃ＝
３．５８ＭＨｚ）に対して４／７逓倍した周波数（４／
７）×ｆｓｃであり、特定関係の位相の信号である。
【０００４】また第２世代ＥＤＴＶ放送では輝度信号を
水平低域輝度信号と水平高域輝度信号に分離し、水平高
域輝度信号を正弦波２８０３を４逓倍した周波数（１６
／７）×ｆｓｃの正弦波で変調し、現行ＮＴＳＣ信号の
帯域内に多重して伝送する。受信側では変調された水平
高域輝度信号を抽出し、復調して水平低域輝度信号に加
算して元の輝度信号を再生する。復調するためには正弦
波２８０３を基準位相として、（１６／７）×ｆｓｃの
正弦波を再生し、この正弦波を復調キャリアとすること
により水平高域輝度信号の復調が行われる。
【０００５】ここでは第２世代ＥＤＴＶ対応受信機にお
いて、識別制御信号から（１６／７）×ｆｓｃの信号を
再生する復調キャリア再生回路を例として従来の技術に
ついて説明する。正弦波２８０３（以下、基準信号と呼
ぶ）がカラーバースト信号に対して特定の周波数、特定
の位相であれば色副搬送波再生回路との共有化が考えら
れる。つまり色副搬送波再生回路で再生した周波数ｆｓ
ｃの信号を逓倍することにより周波数（１６／７）×ｆ
ｓｃの信号を発生し、この信号と基準信号との位相制御
を行うことにより基準信号に位相同期した（１６／７）
×ｆｓｃの正弦波の再生が可能である。
【０００６】以下、従来の技術の具体的な一例を図２９
から図３０の図面を参照して説明する。図２９は従来例
の構成図、図３０は従来例の動作波形図を示す。入力端
１０１から入力された識別制御信号Ｓ１（図３０の
（Ａ））はバースト抽出器１０３、タイミング発生器１
０４、基準信号抽出器１０５に供給される。タイミング
発生器１０４から図３０（Ｂ）のカラーバースト信号の
多重位置を示す信号ＦＰ１をバースト抽出器１０３に供
給する。この信号ＦＰ１は毎Ｈ（Ｈ：水平同期周波数）
出力する。バースト抽出器１０３ではカラーバースト信
号を信号ＦＰ１により抽出し、信号Ｓ２（図３０
（Ｃ））を位相比較器１０５に供給する。位相比較器１
０５では、信号Ｓ２とＶＣＸＯ２９０１から出力される
周波数ｆｓｃの信号Ｓ５との位相比較を行い、位相誤差
を検出し、位相誤差信号Ｓ３をループフィルタ１０６に
供給する。ループフィルタ１０６は位相誤差信号Ｓ３か
らＶＣＸＯ２９０１の発振周波数を制御する周波数制御
信号Ｓ４をＶＣＸＯ２９０１に供給する。ＶＣＸＯ２９
０１は中心周波数ｆｓｃで発振する発振器であり、周波
数制御信号Ｓ４により信号Ｓ５の周波数が制御される。
信号Ｓ５は位相比較器１０５、出力端１１９、１／７分
周器２９０２に供給される。
【０００７】位相比較器１０５、ループフィルタ１０
６、ＶＣＸＯ２９０１によりＰＬＬ（位相同期ロックル
ープ）回路が構成され、信号Ｓ５が信号Ｓ２に同期する
ように位相同期制御動作が行われる。よって、出力端１
１９からカラーバースト信号に同期した周波数ｆｓｃの
信号が再生される。
【０００８】１／７分周器２９０２は信号Ｓ５を１／７
分周し、周波数（１／７）×ｆｓｃの信号Ｓ６を位相比
較器２９０３に供給する。位相比較器２９０３は信号Ｓ
６と１／１６分周器２９０７から出力される周波数（１
／７）×ｆｓｃの信号Ｓ１３との位相比較を行い、位相
誤差を検出し位相誤差信号Ｓ９を加算器２９０４に供給
する。
【０００９】一方、タイミング発生器１０４は識別制御
信号Ｓ１から図３０（Ｄ）の基準信号の多重位置を示す
信号ＦＰ２を基準信号抽出器１１０に供給する。基準信
号抽出器１１０では識別制御信号Ｓ１に多重されている
基準信号を信号ＦＰ２のタイミングにより抽出し、信号
Ｓ７（図３０（Ｅ））を得て、位相比較器１１１に供給
する。位相比較器１１１では信号Ｓ７と１／４分周器２
９０４から出力される周波数（４／７）×ｆｓｃの信号
Ｓ１４との位相誤差を検出し、この位相誤差信号Ｓ８を
加算器２９０４に供給する。加算器２９０４は位相誤差
信号Ｓ８、位相誤差信号Ｓ９を加算し、ループフィルタ
２９０４に供給する。ループフィルタ２９０４は、ＶＣ
ＸＯ２９０６の発振周波数を制御する周波数制御信号Ｓ
１１を得てＶＣＸＯ２９０６に供給する。ＶＣＸＯ２９
０６は中心周波数（１６／７）×ｆｓｃで発振する発振
器であり、周波数制御信号Ｓ１１により信号Ｓ１２の周
波数が制御される。信号Ｓ１２は出力端１２０、１／１
６分周器２９０７、１／４分周器２９０８に供給され
る。１／１６分周器２９０７は信号Ｓ１２を１／１６分
周し、周波数（１／７）×ｆｓｃの信号Ｓ１３を位相比
較器２９０３に供給する。
【００１０】１／４分周器２９０８は、信号Ｓ１２を１
／４分周し、周波数（４／７）×ｆｓｃの信号Ｓ１４を
得て、位相比較器１１１に供給する。１／７分周器２９
０２、位相比較器２９０３、ループフィルタ２９０５、
ＶＣＸＯ２９０６、１／１６分周器２９０７によりＰＬ
Ｌ回路が構成され、信号Ｓ５を１６／７逓倍する周波数
逓倍回路が構成される。さらに位相比較器１１１の位相
誤差信号Ｓ８を加算器２９０４により位相比較器２９０
３の位相誤差信号Ｓ９に加算することによって、出力端
１２０から基準信号に位相同期した周波数（１６／７）
×ｆｓｃの信号Ｓ１２が再生される。
【００１１】以上説明したように、従来の周波数逓倍回
路では位相比較器、ループフィルタ、ＶＣＸＯによるＰ
ＬＬ回路を構成していた。しかしながら、この構成では
ハード規模が大きくなるという問題があった。また従来
例のようにｆｓｃ再生を行うＰＬＬ回路に対して、ｆｓ
ｃを１６／７逓倍する周波数逓倍回路を直列接続するこ
とにより、ジッターが大きくなる問題があった。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】上記したように従来の
周波数逓倍回路では位相比較器２９０３、ループフィル
タ２９０５、ＶＣＸＯ２９０６によりｆｓｃを１６／７
逓倍するＰＬＬ回路を構成しなければならないため、ハ
ード規模が大きくなる問題があった。
【００１３】また従来例のようにｆｓｃ再生ＰＬＬ回路
に従来の周波数逓倍回路を直列接続するとｆｓｃ再生Ｐ
ＬＬ回路のジッターに対して、さらに、従来の周波数逓
倍回路のジッターが加算されるため全体的なジッター大
きくなる問題があった。そこで本発明では、できるだけ
ハード規模が少なくて済みジッターの少ない周波数逓倍
回路を提供することを目的とする。
【００１４】
【課題を解決するための手段】本発明は、最大振幅値が
２m −１のｍビットの鋸歯状波を発生し、下位ｎビット
を抽出することにより周波数を２(m-n) 逓倍するもので
ある。本発明は、最大振幅値がＬ（Ｌ≠２m −１）のｍ
ビットの鋸歯状波を発生し、鋸歯状波の振幅値が任意値
（Ｌ／ｎの整数倍で、Ｌ／ｎから（ｎ−１）／ｎ×Ｌま
で）以上か否かを判別する判別手段と、任意値以上であ
れば鋸歯状波から任意値を減算する減算手段により周波
数をｎ逓倍するものである。
【００１５】本発明は、第１の基準信号と第２の基準信
号を入力し、第１の基準信号に位相同期したｍビットの
鋸歯状波を発生し、前記鋸歯状波と位相制御信号を加算
して位相調整を行う位相調整手段と、前記位相調整され
た鋸歯状波と第２の基準信号の位相比較制御を行い前記
位相制御信号を出力する位相制御手段により第２の基準
信号に位相同期した鋸歯状波を再生し、前記位相調整手
段の前あるいは前記位相調整手段の後に前記鋸歯状波と
周波数の異なる信号を発生する信号発生手段を備えるこ
とにより、第２の基準信号に位相同期しかつ第１の基準
信号と周波数の異なる信号を出力するものである。
【００１６】
【作用】上記の手段により、本発明の周波数逓倍回路で
は従来のようなＰＬＬ回路を構成しないため、ハード規
模を従来に比べ格段と小さくすることができ、ジッター
も発生しない。
【００１７】よって、ｆｓｃ再生ＰＬＬ回路と本発明の
周波数逓倍回路を直列接続してもｆｓｃ再生ＰＬＬ回路
のジッターのみで済み、従来例と比べてジッターは低減
される。すなわち、具体的には最大振幅値が２m −１
（ｍは正の整数）のｍビットの鋸歯状波を発生する鋸歯
状波発生手段と、鋸歯状波の下位ｎビット（ｎは正の整
数）を抽出するビット抽出手段を用いることにより、鋸
歯状波はオーバーフローし最大振幅値が２n −１で周波
数を２(m-n) 倍した鋸歯状波を発生する。または最大振
幅値Ｌ（Ｌは正の整数でＬ≠２m −１を満たす）のｍビ
ットの鋸歯状波を発生する鋸歯状波発生手段と、鋸歯状
波の振幅値がａ×（Ｌ／ｎ）（ａは正の整数で１≦ａ≦
ｎ−１を満たす）以上か否かを判別する判別手段と、ａ
×（Ｌ／ｎ）以上であれば鋸歯状波からａ×（Ｌ／ｎ）
を減算する減算手段による振幅制御手段により、最大振
幅値Ｌ／ｎで周波数をｎ倍した鋸歯状波を発生する。
【００１８】また、第１の基準信号と第２の基準信号を
入力し、第１の基準信号の位相同期したｍビットの鋸歯
状波を発生する鋸歯状波発生手段と、前記鋸歯状波と位
相制御信号を加算して位相調整を行う位相調整手段と、
前記位相調整された鋸歯状波と第２の基準信号の位相比
較制御を行い前記位相制御信号を出力する位相制御手段
により第２の基準信号に位相同期した鋸歯状波を再生
し、鋸歯状波の最大振幅が２m −１のとき下位ｎビット
を抽出することにより周波数を２(m-n) 逓倍する逓倍手
段を位相調整の前あるいは位相調整の後に備え、または
最大振幅値Ｌが（Ｌ≠２m −１）のとき鋸歯状波の振幅
値がａ×（Ｌ／ｎ）以上か否かを判別する判別手段とａ
×（Ｌ／ｎ）以上であれば鋸歯状波からａ×（Ｌ／ｎ）
を減算する減算手段により周波数をｎ逓倍する逓倍手段
を位相調整の前あるいは位相調整の後に備え、または位
相制御された鋸歯状波を入力としアドレス空間内に複数
サイクルの信号波形を記憶した波形記憶手段によりｎ逓
倍する逓倍手段を位相調整の後に備えることにより、第
２の基準信号に位相同期しかつ第１の基準信号と周波数
の異なる信号を出力することができる。
【００１９】
【実施例】以下、この発明の実施例を図面を参照して説
明する。 （第１の実施例）第１の実施例について図１から図７の
図面を参照して説明する。この実施例は、カラーバース
ト信号に位相同期したクロックを再生するシステムにお
いて、カラーバースト信号に同期した周波数ｆｓｃの信
号と、基準信号に位相同期した周波数（１６／７）×ｆ
ｓｃのサイン（以下ＳＩＮと記す）波を再生する例であ
る。
【００２０】図１は、第１の実施例の構成図、図２、図
３、図４は実施例にかかる動作波形図、図５は４周期Ｓ
ＩＮ波発生器１１８の具体的な例、図６はＳＩＮ波発生
ＲＯＭの特性図、図７はシフタ５０２の動作波形図を示
す。
【００２１】まず図１の構成図について説明する。従来
例と同じ動作をするブロックは従来例と同じブロック番
号を記し、主要な信号線も従来例と同じものは同じ信号
名を記した。
【００２２】入力端１０１から入力された識別制御信号
Ｓ１は、アナログデジタル（Ａ／Ｄ）変換器１０２でデ
ジタル変換され、バースト抽出器１０３、タイミング発
生器１０４、基準信号抽出器１１０に供給される。バー
スト抽出器１０３ではタイミング発生１０４から出力さ
れる信号ＦＰ１によりカラーバースト信号を抽出するも
ので、抽出した信号Ｓ２を位相比較器１０５に供給す
る。位相比較器１０５は信号Ｓ２と１／８分周器１０８
から出力される周波数ｆｓｃの信号Ｓ５との位相比較を
行い、位相誤差信号Ｓ３を得て、ループフィルタ１０６
に供給する。ループフィルタ１０６では位相誤差信号Ｓ
３からＶＣＸＯ１０７の発振周波数を制御するための周
波数制御信号Ｓ４を得て、ＶＣＸＯ１０７に供給する。
ＶＣＸＯ１０７は、中心周波数８ｆｓｃで発振する発振
器であり、周波数制御信号Ｓ４により発振周波数が制御
される。ＶＣＸＯ１０７の出力は１／８分周器１０８、
１／２分周器１０９、及び周波数８ｆｓｃのクロックｆ
ｃｋ８としてカウンタ１１３、４周期ＳＩＮ波発生器１
１８に供給される。１／８分周器１０８ではＶＣＸＯ１
０７の出力を１／８分周し、信号Ｓ５を得て、位相比較
器１０５、出力端１１９に供給する。
【００２３】位相比較器１０５、ループフィルタ１０
６、ＶＣＸＯ１０７、分周器１０８によりＰＬＬ回路が
構成され、信号Ｓ５が信号Ｓ２に同期するように位相同
期制御が行われる。よって、出力端１１９からカラーバ
ースト信号に同期した周波数ｆｓｃの信号が再生され
る。
【００２４】１／２分周器１０９は、クロックｆｃｋ８
を１／２分周し、周波数４ｆｓｃのクロックｆｃｋ４を
出力する。クロックｆｃｋ４は、図１の点線で囲んだＡ
／Ｄ変換器１０２からＳＩＮ波発生ＲＯＭ１１７までの
各ブロックに供給される。
【００２５】一方、基準信号抽出器１１０ではタイミン
グ発生器１０４から出力される信号ＦＰ２により基準信
号を抽出し、信号Ｓ７を位相比較器１１１に供給する。
位相比較器１１１は、信号Ｓ７とＳＩＮ波発生ＲＯＭ１
１７から出力される周波数（４／７）×ｆｓｃのＳＩＮ
波信号Ｓ１４との位相比較を行い、位相誤差信号Ｓ８を
得て、ループフィルタ１１２に供給する。ループフィル
タ１１２は位相誤差信号Ｓ８から、ＳＩＮ波発生ＲＯＭ
１１７から出力される信号Ｓ１４の位相を制御するため
の位相制御信号Ｓ１０１を発生する。この位相制御信号
Ｓ１０１は加算器１１５に供給される。
【００２６】カウンタ１１３はクロックｆｃｋ８を累積
積分し、１４クロック周期毎にリセットされ再度累積積
分を開始する４ビット出力の累積積分器で、図２（Ａ）
に示す周波数（４／７）×ｆｓｃの鋸歯状波信号Ｓ１０
２を生成して係数器１１４に供給する。係数器１１４は
信号Ｓ１０２の最大値を２のべき乗で表せるように４ビ
ットからｘビットに拡張する係数器であり、乗算器など
の剰余演算により信号Ｓ１０２の振幅値を２x ／１４倍
する。
【００２７】この係数器の目的は２点ある。第１の目的
は後述する加算器１１５の位相補正動作の精度をあげる
ことである。つまり、カウンタ１１３の出力信号Ｓ１０
２に位相制御信号Ｓ１０１を加算して位相補正を行うと
１ＬＳＢ当り３６０／１４度の精度しかないので、ある
程度の精度を確保するためにビットを拡張する必要があ
る。第２の目的は加算器１１５のみでオーバーフロー／
アンダーフローによる位相補正動作を行うためである。
つまり、信号Ｓ１０２の最大振幅値は２のべき乗で表さ
れないためオーバーフローするには上限に余裕があり、
正確に位相補正を行うことができない。逆にアンダーフ
ローしたときは２4 から加算器１１５出力を減算した振
幅値に変換されるため鋸歯状波の直線性が保てない。こ
の２点から鋸歯状波の最大振幅値を２のべき乗で表せる
振幅値に変換する必要がある。よって、信号Ｓ１０３は
図２（Ｂ）、図３（Ａ）に示すような出力波形となる。
【００２８】信号Ｓ１０３は加算器１１５に供給され
る。加算器１１５は信号Ｓ１０３に位相制御信号Ｓ１０
１を加算することにより信号Ｓ１０３の位相補正を行
う。加算器１１５の位相補正動作について図３の動作波
形図を用いて説明する。
【００２９】係数器１１４から図３（Ａ）の信号Ｓ１０
３が加算器１１５に入力されるとともに、ループフィル
タ１１２から図３（Ｂ）に示す任意値Ｃ（Ｃ＞０）の信
号Ｓ１０１が加算器１１５に入力される。図３（Ａ）の
鋸歯状波と図３（Ｂ）の位相制御信号を加算すると加算
器１１５の出力はＣから（１３／１４）×（２x −１）
＋Ｃまで変化する鋸歯状波となる。ここで加算器１１５
の出力の下位ｘビットを抽出することにより、加算出力
が２x 以上ではオーバーフローし、図３（Ｃ）の実線で
示した出力波形となる。これは図３（Ｃ）に示すに一点
鎖線の位相の鋸歯状波が実線で示した鋸歯状波の位相ま
で進んだことになる。逆に位相制御信号Ｓ１０１が任意
値−Ｃ（Ｃ＞０）であれば加算器１１５の出力は−Ｃか
ら（１３／１４）（２x −１）−Ｃまで変化する鋸歯状
波となり、−１以下ではアンダーフローすることによ
り、鋸歯状波の位相が遅れることになる。
【００３０】図１に戻り説明を続ける。信号Ｓ１０４は
サブサンプル器１１６と４周期ＳＩＮ波発生器１１８に
供給される。サブサンプル器１１６は図４（Ａ）に示す
ｆｃｋ８クロックレートの信号Ｓ１０４のａ，ｃ，ｅ，
ｇ，ｉ，ｋ，ｍ点のサンプルを抽出するサブサンプル処
理を行い、図４（Ｂ）に示すｆｃｋ４クロックレートの
信号Ｓ１０５に変換するレート変換処理を行う。信号Ｓ
１０５はＳＩＮ波発生ＲＯＭ１１７に供給される。
【００３１】図６（Ａ）にＳＩＮ波発生ＲＯＭ１１７の
特性図を示す。ＳＩＮ波発生ＲＯＭ１１７は図６の
（Ａ）のように入力アドレスが０から２x −１にリニア
に変化したとき１周期のＳＩＮ波を出力する特性をもつ
ＲＯＭである。よって、信号Ｓ１０５を入力アドレスと
することにより周波数（４／７）×ｆｓｃのＳＩＮ波信
号Ｓ１４を出力する。信号Ｓ１４は位相比較器１１１に
供給される。
【００３２】位相比較器１１１、ループフィルタ１１
２、加算器１１５、ＳＩＮ波発生ＲＯＭ１１７によりＡ
ＰＣ回路が構成され、信号Ｓ１０４が信号Ｓ７に同期す
るように位相同期制御を行う。よって、加算器１１５か
ら基準信号に位相同期した周波数（４／７）×ｆｓｃの
鋸歯状波信号Ｓ１０４が再生される。
【００３３】４周期ＳＩＮ波発生器１１８は、信号Ｓ１
０４を入力し、信号Ｓ１０４の４倍の周波数（１６／
７）×ｆｓｃのＳＩＮ波信号Ｓ１２を出力する。４周期
ＳＩＮ波発生器１１８について具体的な例を挙げ、図５
から図７の図面を用いて動作を説明する。４周期ＳＩＮ
発生器１１８の具体的な例を図５（Ａ）、（Ｂ）に示
す。まず図５（Ａ）の例１について説明する。４周期Ｓ
ＩＮ波発生ＲＯＭ５０１は図６（Ｂ）のように入力アド
レスが０から２x −１にリニアに変化したとき４周期の
ＳＩＮ波を出力する特性のＲＯＭである。よって、信号
Ｓ１０４を入力アドレスとすることにより、周波数（１
６／７）×ｆｓｃのＳＩＮ波信号Ｓ１２を再生する。
【００３４】次に図５（Ｂ）の例２について図７の動作
波形図を用いて説明する。この例は鋸歯状波の周波数を
（４／７）×ｆｓｃから（１６／７）×ｆｓｃに逓倍
し、この逓倍出力を入力アドレス周期と同周期のＳＩＮ
波発生ＲＯＭに供給する例である。図５（Ｂ）に示すよ
うに信号Ｓ１０４は、シフタ５０２に供給される。シフ
タ５０２は、図７（Ａ）のｘビットの鋸歯状波の下位ｘ
−２ビットを抽出するビットシフト手段によりオーバー
フローして、図７（Ｂ）に示すような最大振幅値（１／
４）×２x −１の周波数（１６／７）×ｆｓｃの鋸歯状
波信号Ｓ５０１を得る。またシフタ５０２は、位相補正
前であっても同様に周波数を逓倍することができる。た
だし、このときは加算器１１５とサブサンプル器１１６
の間に１／４分周する分周器が必要である。信号Ｓ５０
１は、ＳＩＮ波発生ＲＯＭ５０３に供給される。ＳＩＮ
波発生ＲＯＭ５０３は、図６（Ｃ）のように入力アドレ
スが０から１／４×２x −１までリニアに変化したとき
１周期のＳＩＮ波を出力する特性のＲＯＭである。よっ
て、信号Ｓ５０１を入力アドレスとすることにより、周
波数（１６／７）×ｆｓｃのＳＩＮ波信号Ｓ１２を再生
することができる。例２は例１と比較して入力アドレス
が少ないためＲＯＭの占有面積を小さくすることができ
る。
【００３５】図１に戻り説明を続ける。４周期ＳＩＮ波
発生器１１８から出力されるＳＩＮ波信号Ｓ１２は出力
端１２０に供給される。４周期ＳＩＮ波発生器１１８に
入力される信号Ｓ１０４は基準信号に同期しているの
で、出力端１２０から基準信号に位相同期したＳＩＮ波
信号Ｓ１２が出力される。
【００３６】従って、出力端１１９からカラーバースト
信号に同期した周波数ｆｓｃの信号Ｓ５が、出力端１２
０から基準信号に位相同期し、またカラーバースト信号
とも特定の位相関係に維持された周波数（１６／７）×
ｆｓｃのＳＩＮ波信号Ｓ１２が再生される。
【００３７】（第２実施例）第２の実施例について図８
から図１６の図面を参照して説明する。第２の実施例も
第１の実施例と同様にカラーバースト信号に位相同期し
たクロックを再生するシステムで、周波数ｆｓｃの信号
と周波数（１６／７）×ｆｓｃのＳＩＮ波信号を再生す
る例である。第１の実施例と同じ動作をするブロックは
同じブロック番号を記し、主要な信号線も第１の実施例
と同じものは同じ信号名を記した。ここでは第１の実施
例と異なる点についてのみ説明する。
【００３８】図８は、第２の実施例の構成図、図９、図
１０は第２の実施例の動作波形図、図１１はフロー制御
器８０３の具体的な構成例を示す図、図１２、図１３は
フロー制御器８０３の動作波形図、図１４は４周期ＳＩ
Ｎ波発生器８０５の具体的な例、図１５はＳＩＮ波発生
ＲＯＭの特性図、図１６は図１４の回路に関係する動作
波形図を示す。まず図８の構成図について説明する。
【００３９】カウンタ１１３から出力される信号Ｓ１０
２は、シフタ８０１に供給される。シフタ８０１は、信
号Ｓ１０２の出力４ビットをｘビットに拡張する。信号
Ｓ１０２の４ビットを上位４ビットとし、下位ｘ−４ビ
ットに“０”を追加するビットシフト手段により拡張さ
れ、図９（Ａ）に示す周波数（４／７）×ｆｓｃの鋸歯
状波信号Ｓ２０１が出力される。信号Ｓ２０１は加算器
１１５に供給される。シフタ８０１は、第１の実施例と
同じく位相補正の精度の問題により必要なものである。
加算器１１５は第１の実施例と同様の動作をする加算器
で、信号Ｓ２０１に位相制御信号Ｓ１０１を加算する。
加算器１１５からｘ＋１ビットの加算信号Ｓ２０２がフ
ロー制御器８０３に供給される。フロー制御器８０３は
信号Ｓ２０２のオーバーフロー／アンダーフロー処理を
行う。加算器１１５とフロー制御８０３により信号Ｓ２
０２の位相補正が行われる。
【００４０】加算器１１５とフロー制御器８０３の動作
について図９、図１０を用いて説明する。加算器１１５
には図９（Ａ）の信号Ｓ２０２と、図９（Ｂ）に示す任
意値Ｃ（Ｃ＞０）の位相制御信号Ｓ１０１が入力され
る。加算器１１５は信号Ｓ２０１と位相制御信号Ｓ１０
１の加算演算を行い、信号Ｓ２０２を出力する。信号Ｓ
２０２は、図９（Ｃ）に示すようにＣから１４×２x-4
−１＋Ｃまでリニアに変化する鋸歯状波となる。しか
し、信号Ｓ２０２の最大振幅値は２のべき乗で表せない
ため、第１の実施例のように加算器１１５のみではオー
バーフロー／アンダーフローによる位相補正動作は行わ
れないので、加算器１１５の後段にフロー制御器８０３
が挿入される。フロー制御器８０３は図９（Ｃ）の鋸歯
状波の振幅値が１４×２x-4 以上のときオーバーフロー
処理を行う。よって、図９（Ｃ）の鋸歯状波の１４×２
x-4 から１４×２x-4 −１＋Ｃまでの出力はオーバーフ
ロー処理され０からＣ−１に振幅値が変換される。よっ
て、フロー制御器８０３の出力信号Ｓ２０３は、図９
（Ｄ）の実線に示す鋸歯状波となる。これは図９（Ｄ）
の一点鎖線の鋸歯状波の位相から実線の鋸歯状波の位相
まで進んだことになる。
【００４１】逆に信号Ｓ２０１の位相を遅らせるときの
例を図１０を用いて説明する。図１０（Ａ）に示す任意
値−Ｃ（Ｃ＞０）の位相制御信号Ｓ１０１を信号Ｓ２０
１に加算すると、信号Ｓ２０２は図１０（Ｂ）に示すよ
うに−Ｃから１４×２x-4 −１−Ｃまでリニアに変化す
る鋸歯状波となる。フロー制御器８０３では図１０
（Ｂ）の鋸歯状波の振幅値が−１以下のときアンダーフ
ロー処理を行い、−Ｃから−１まではアンダーフローし
て１４×２x-4 −Ｃから１４×２x-4 −１までの振幅値
に変換される。よって、信号Ｓ２０３は図１０（Ｃ）の
実線で示す鋸歯状波となり、図１０（Ｃ）の一点鎖線の
位相から実線の位相まで遅れることになる。
【００４２】フロー制御器８０３の動作について具体的
な例を挙げ、図１１の構成図と図１２、図１３の動作波
形図を用いて説明する。まず図１１の構成図について説
明する。信号Ｓ２０２はフロー判別器１１０１、オーバ
ーフロー判別器１１０２、加算器１１０５に供給され
る。フロー判別器１１０１は信号Ｓ２０２が−１以下ま
たは１４×２x-4 以上のときフローと判別し、判別結果
を論理積器１１０４に供給する。ここではフローしたと
き判別結果は“１”（または“Ｈ”）とする。オーバー
フロー判別器１１０２は信号Ｓ２０２が１４×２x-4 以
上の時オーバーフローと判別し、判別結果を排他的論理
和器１１０３に供給する。ここではオーバーフローした
とき判別結果は“１”（または“Ｈ”）とする。排他的
論理和器１１０３は１４×２x-4 の固定値とオーバーフ
ロー判別結果を入力し、オーバーフロー時は−１４×２
x-4 を出力し、オーバーフロー時以外は１４×２x-4 を
出力する。排他的論理和器１１０３の出力は論理積器１
１０４に供給される。論理積器１１０４はフロー判別結
果により排他的論理和器１１０３の出力をクリアする。
よって、論理積器１１０４からは信号Ｓ２０２が−１以
下ならば１４×２x-4 を、０以上１４×２x-4 −１以下
ならば０を、１４×２x-4 以上ならば−１４×２x-4 が
出力される。加算器１１０５は信号Ｓ２０２に論理積器
１１０４の出力を加算する。
【００４３】オーバーフロー時の動作について図１２を
用いて説明する。図１２（Ａ）の実線で示す振幅値がＣ
から１４×２x-4 −１＋Ｃまで変化する信号Ｓ２０２が
供給される。フロー判別器１１０１では信号Ｓ２０２が
１４×２x-4 から１４×２x-4 −１＋Ｃまでの期間をフ
ローと判別する。フロー判別結果は図１２（Ｂ）に示す
ようにこの期間は“１”となる。オーバーフロー判別器
１１０２は図１２（Ｂ）と同じ期間“１”となり、図１
２（Ｃ）に示すオーバーフロー判別結果を排他的論理和
器１１０３に供給する。排他的論理和器１１０３では図
１２（Ｃ）の“１”の期間−１４×２x-4 を論理積器１
１０４に出力する。論理積器１１０４は図１２（Ｄ）に
示すようにフロー判別結果が“１”の期間は−１４×２
x-4 を、フロー判定結果が“０”の期間は０を出力す
る。加算器１１０５はフロー判定結果が“０”の期間は
信号Ｓ２０２をそのまま出力し、フロー判定結果が
“１”の期間は信号Ｓ２０２から１４×２x-4 を減算す
る。よって、振幅値１４×２x-4 から１４×２x-4 −１
＋Ｃまでのオーバーフロー期間は振幅値０からＣ−１ま
での振幅値に変換される。よって、加算器１１０５の出
力は図１２（Ｅ）に示すように０から１４×２x-4 −１
までリニアに変化する位相の進んだ鋸歯状波となる。
【００４４】次にアンダーフロー時の動作について図１
３の動作波形図を用いて説明する。加算器１１５から図
１３（Ａ）に示す振幅値が−Ｃから１４×２x-4 −１−
Ｃまでリニアに変化する信号Ｓ２０２が供給される。フ
ロー判別器１１０１では信号Ｓ２０２が−Ｃから−１ま
での期間をフローと判別する。フロー判別結果は図１３
（Ｂ）に示すようにこの期間は“１”となる。オーバー
フロー判別器１１０２はオーバーフローする期間がない
ので常に“０”と判別する。排他的論理和器１１０３で
はオーバーフロー判別結果が“０”なので１４×２x-4
を常に論理積器１１０４に出力する。論理積器１１０４
は図１３（Ｄ）に示すようにフロー判別結果が“１”の
期間は１４×２x-4 を、フロー判定結果が“０”の期間
は０を出力する。加算器１１０５はフロー判定結果が
“０”の期間は信号Ｓ２０２をそのまま出力し、フロー
判定結果が“１”の期間は信号Ｓ２０２から１４×２
x-4 を加算する。よって、振幅値−Ｃから−１までのフ
ンダーフロー期間は振幅値１４×２x-4 −Ｃから１４×
２x-4 −１までの振幅値に変換される。よって、加算器
１１０５の出力は図１３（Ｅ）に示すように０から１４
×２x-4 −１までリニアに変化する位相の遅れた鋸歯状
波となる。
【００４５】図８に戻り説明を続ける。信号Ｓ２０３は
サブサンプル器１１６と４周期ＳＩＮ波発生器８０５に
供給される。サブサンプル器１１６は第１の実施例と同
様にｆｃｋ８クロックレートの信号Ｓ２０３をｆｃｋ４
クロックレートの信号Ｓ２０４にレート変換する。信号
Ｓ２０４はＳＩＮ波発生ＲＯＭ８０４に供給される。Ｓ
ＩＮ波発生ＲＯＭ８０４は第１の実施例と同様に信号Ｓ
２０４を入力アドレスとし、周波数（４／７）×ｆｓｃ
のＳＩＮ波信号Ｓ１４を出力する。ＳＩＮ波発生ＲＯＭ
８０４は、図１５（Ａ）にすように入力アドレスが０か
ら１４×２x-4−１までリニアに変化したとき１周期の
ＳＩＮ波を出力する特性のＲＯＭである。信号Ｓ１４は
位相比較器１１１に供給される。
【００４６】位相比較器１１１、ループフィルタ１１
２、加算器１１５、フロー制御器８０３、ＳＩＮ波発生
ＲＯＭ１１７によりＡＰＣ回路が構成され、信号Ｓ２０
１が信号Ｓ７に同期するように位相同期制御を行う。よ
って、フロー制御器８０３から基準信号に位相同期した
周波数（４／７）×ｆｓｃの鋸歯状波信号Ｓ２０３が再
生される。
【００４７】４周期ＳＩＮ波発生器８０５は、信号Ｓ２
０３を入力し、信号Ｓ２０３の４倍の周波数（１６／
７）×ｆｓｃのＳＩＮ波信号Ｓ１２を出力する。４周期
ＳＩＮ波発生器８０５の具体的な例を挙げ、図１４から
図１６の図面を用いて説明する。まず図１４（Ａ）の例
１について説明する。例１は第１の実施例と同様に入力
アドレス周期に対し４周期のＳＩＮ波を出力するＲＯＭ
を用いた例である。図１５（Ｂ）にＳＩＮ波発生ＲＯＭ
１４０１の特性図を示す。ＳＩＮ波発生ＲＯＭ１４０１
は図１５（Ｂ）に示すように入力アドレスが０から１４
×２x-4 −１までリニアに変化したとき４周期のＳＩＮ
波を出力する特性のＲＯＭである。よって、信号Ｓ２０
３を入力アドレスとすることにより４周期ＳＩＮ波発生
ＲＯＭ１４０１から周波数（１６／７）×ｆｓｃのＳＩ
Ｎ波信号Ｓ１２が出力される。
【００４８】次に図１４（Ｂ）の例２について説明す
る。信号Ｓ２０３はフロー制御器１４０２に供給され
る。フロー制御器１４０２の具体的な一例を図１４
（Ｃ）に挙げ、図１６の動作波形図を用いて説明する。
図１６（Ａ）の信号Ｓ２０３はオーバーフロー判別器１
４０４、１４０５、１４０６、減算器１４０９に供給さ
れる。
【００４９】オーバーフロー判別器１４０４は信号Ｓ２
０３の振幅値が（１／４）×１４×２x-4 以上のときオ
ーバーフローと判別する。ここではオーバーフローした
とき判別結果は“１”である。オーバーフロー判別器１
４０４の判別結果を図１６（Ｂ）に示す。この判別結果
は係数発生器１４０７に供給される。オーバー判別器１
４０５も同様にして（１／２）×１４×２x-4 以上のと
きオーバーフローと判別し、判別結果を係数発生器１４
０７に供給する。オーバーフロー判別器１４０５の判別
結果を図１６（Ｃ）に示す。この判別結果は係数発生器
１４０７に供給される。オーバーフロー判別器１４０６
も同様にして（３／４）×１４×２ｘ−４以上のときオ
ーバーフローと判別し、判別結果を係数発生器１４０７
に供給する。オーバーフロー判別器１４０６の判別結果
を図１６（Ｄ）に示す。
【００５０】係数発生器１４０７は図１６（Ｂ）、
（Ｃ）、（Ｄ）に示すオーバーフロー判別器１４０４、
１４０５、１４０６の各判別結果から２ビットの係数を
発生する。 （１／４）×１４×２ｘ−４ −１以下なら
０、 （１／４）×１４×２x-4 以上（１／２）×１４×２x-4 −１以下なら １、 （１／２）×１４×２x-4 以上（３／４）×１４×２x-4 −１以下なら ２、 （３／４）×１４×２x-4 以上なら ３ となる係数を発生する。係数発生器１４０７の出力波形
を図１６（Ｅ）に示す。係数器１４０８は係数発生器１
４０７で発生した係数と固定値（１／４）×１４×２
x-4 を入力し、固定値（１／４）×１４×２x-4 を０か
ら３倍にする。係数器１４０８は固定値ｘ−２ビットを
下位ビット、係数発生器１４０７の出力２ビットを上位
ビットし、係数が０のときクリアするゲート構成により
固定値を０から３倍にすることができる。係数器１４０
８の出力波形を図１６（Ｆ）に示す。減算器１４０９は
信号Ｓ２０３から図１６（Ｆ）の係数器１４０８の出力
を減算する。よって、減算器１４０９から図１６（Ｇ）
に示す最大振幅が（１／４）×１４×２x-4 −１の周波
数（１６／７）×ｆｓｃの鋸歯状波信号Ｓ１４０１が出
力される。
【００５１】図１４に戻って説明する。フロー制御器１
４０２の動作により周波数（４／７）×ｆｓｃの鋸歯状
波信号Ｓ２０３は周波数（１６／７）×ｆｓｃの鋸歯状
波信号Ｓ１４０１に変換され、ＳＩＮ発生ＲＯＭ１４０
３に供給される。ＳＩＮ波発生ＲＯＭ１４０３は図１５
（Ｃ）に示すように入力アドレスが０から１／４×１４
×２x-4 −１までリニアに変化したとき１周期のＳＩＮ
波を発生する特性のＲＯＭである。このようにＳＩＮ発
生ＲＯＭ１４０３により信号Ｓ１４０１は、周波数（１
６／７）×ｆｓｃのＳＩＮ波信号Ｓ１２に変換される。
よって、フロー制御器１４０２とＳＩＮ波発生ＲＯＭ１
４０３により周波数（４／７）×ｆｓｃの鋸歯状波信号
Ｓ２０３から周波数（１６／７）×ｆｓｃのＳＩＮ波信
号Ｓ１２を発生する。またフロー制御器１４０２は位相
補正前であっても同様に鋸歯状波の周波数を逓倍するこ
とができる。
【００５２】図８に戻って説明する。信号Ｓ１２は出力
端１２０に供給される。信号Ｓ２０３は基準信号に位相
同期しているので、出力端１２０から基準信号に位相同
期した信号Ｓ１２が再生される。従って、出力端１１９
からカラーバースト信号に同期したｆｓｃＳＩＮ波が、
出力端１２０から基準信号に位相同期した（１６／７）
×ｆｓｃＳＩＮ波が再生される。
【００５３】（第３実施例）第１、第２の実施例では鋸
歯状波発生手段にカウンタを用いた。これに限らず鋸歯
状波を発生する他の手段としてはＮＣＯ（Ｎｕｍｅｒｉ
ｃａｌ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏ）が挙げ
られる。以下にＮＣＯを用いた本発明の実施例について
説明する。
【００５４】第３の実施例について図１７から図２４の
図面を参照して説明する。この例は１９９２年テレビジ
ョン学会年次大会で発表された「ＴＶ受信機用デジタル
同期再生システム」を応用し、周波数ｆｓｃのＳＩＮ波
と周波数（１６／７）×ｆｓｃのＳＩＮ波を再生する例
である。「ＴＶ受信機用デジタル同期再生システム」に
ついては１９９２年テレビジョン学会年次大会講演予稿
集（ｐｐ．３３５〜３３６）を参照されたい。第１、第
２の実施例と同様の動作をするブロックについては同じ
番号を記し、主要な信号線も第１，第２の実施例と同じ
ものは同じ信号名を記した。ここでは第１，第２の実施
例と異なる点についてのみ説明する。
【００５５】図１７は第３実施例の構成図、図１８は１
／７分周器の具体的な例、図１９、図２０は図１８の回
路に関係する動作波形図、図２１は係数器の動作波形
図、図２２はサンプル補間器の具体的な例、図２３、図
２４は図２２のサンプル補間器に関係する動作波形図を
示す。
【００５６】図１７において、Ａ／Ｄ変換器１０２の出
力は、同期分離器１７０１に入力される。同期分離器１
７０１からは水平同期信号が分離され、位相比較器１７
０２に入力される。位相比較器１７０２は、水平同期信
号と１／９１０分周期１７１４からの水平周波数の信号
との位相比較を行い、その位相誤差出力をループフィル
タ１７０３に供給する。ループフィルタ１７０３の出力
は、加算器１７０４及び変動補正回路１７１５に入力さ
れる。
【００５７】加算器１７０４の出力は、ＮＣＯ１７０５
に制御信号として入力される。ＮＣＯ１７０５は、加算
器１７０７、シフトレジスタ１７０８で構成される数値
制御発振器であり、シフトレジスタ１７０８が水晶発信
器１７０６の出力で駆動されその出力を加算器１７０７
に帰還している。加算器１７０７は、帰還信号と入力制
御信号を加算してシフトレジスタ１７０８に与える。こ
れにより、シフトレジスタ１７０８から鋸歯状波状の発
振出力が得られ、この出力は、ＳＩＮ波発生ＲＯＭ１７
０９に与えられる。このＳＩＮ波発生ＲＯＭ１７０９
は、鋸歯状波入力に対してサイン波を出力するもので、
その出力は、Ｄ／Ａ変換器１７１０に入力される。Ｄ／
Ａ変換器１７１０でアナログ変換されたサイン波（周波
数８ｆｓｃ）は、フィルタ１７１１でノイズが除去さ
れ、２値化器１７１２に入力され２値化される。２値化
器１７１２から得られた８ｆｓｃのクロックは、１／２
分周期１７１３で１／２分周され、４ｆｓｃのクロック
信号ｆｃｋ４となり、１／９１０分周器１７１４、及び
点線で囲んだブロックにシステムクロックとして供給さ
れる。よって１／９１０分周器１７１４からは、水平同
期信号に位相同期したクロックを再生されるている。
【００５８】また２値化器１７１２から得られた周波数
８ｆｓｃのクロックｆｃｋ８は、サンプル補間器１７２
５、１６周期ＳＩＮ波発生器１７２６にも供給される。
ループフィルタ１０６の出力信号Ｓ４が供給される加算
器１７１６は、信号Ｓ４に固定値ＣＳを加算し、ＮＣＯ
１７１７の発振周波数を制御する周波数制御信号Ｓ３０
３を得てＮＣＯ１７１７に供給する。ＮＣＯ１７１７は
ｘビットの周波数ｆｓｃの鋸歯状波信号Ｓ３０４を出力
し、ＳＩＮ波発生ＲＯＭ１７２１、１／７分周器１７２
２に供給する。ＳＩＮ波発生ＲＯＭ１７２１は信号Ｓ３
０４と同周期のＳＩＮ波を発生するＲＯＭである。よっ
て、出力端１１９から周波数ｆｓｃのＳＩＮ波信号Ｓ１
２が出力される。
【００５９】１／７分周器１７２２はｘビットの信号Ｓ
３０４を１／７分周し、ｘ＋３ビットの周波数（１／
７）×ｆｓｃの鋸歯状波信号Ｓ３０５を出力する。１／
７分周器１７２２の具体的な例について図１８を用いて
説明する。まず図１８（Ａ）の例１について図１９の動
作波形図を用いて説明する。ＮＣＯ１７１７から図１９
（Ａ）に示す信号Ｓ３０４が入力される。信号Ｓ３０４
のＭＳＢビットは反転器１８０１に供給される。図１９
（Ｂ）にＮＣＯ１７１７のＭＳＢビットの出力を示す。
反転器１８０１では図１９（Ｂ）の出力を反転しカウン
タ１８０２に供給する。カウンタ１８０２は反転器１８
０１の出力の立上がりで累積積分し、７クロック周期ご
とにリセットされ再度累積積分を開始する３ビットのカ
ウンタである。カウンタ１８０２の出力は図１９
（Ｃ），（Ｄ），（Ｅ）に示す出力波形となる。カウン
タ１８０２の出力３ビットを上位３ビットとして信号Ｓ
３０４に追加し、図１９（Ｆ）のｘ＋３ビットの信号Ｓ
３０５を係数器１７２３に供給する。よって、図１８
（Ａ）の例１の構成により周波数ｆｓｃの鋸歯状波信号
Ｓ３０４は図１９（Ｆ）に示す周波数（１／７）×ｆｓ
ｃの鋸歯状波信号Ｓ３０５に分周される。
【００６０】次に図１８（Ｂ）の例２について図２０の
動作波形図を用いて説明する。図２０（Ａ）の信号Ｓ３
０４は立ち下がり判定器１８０３に供給される。立ち下
がり判定器１８０３は信号Ｓ３０４のＭＳＢから信号Ｓ
３０４の立ち下がり点を判定し、判定結果をカウンタ１
８０２に供給する。ここでは立ち下がり判定器１８０３
から出力される判定結果で立ち下がり期間は“０”とす
る。立ち下がり判定器１８０３の出力波形を図２０
（Ｂ）に示す。カウンタ１８０２はこの判定結果を入力
し例１と同様の累積積分を行う。カウンタ１８０２から
図２０（Ｃ），（Ｄ），（Ｅ）の信号が出力される。例
１と同様にカウンタ１８０２の出力３ビットを上位３ビ
ットとして信号Ｓ３０４に追加し、図２０（Ｆ）の信号
Ｓ３０５を係数器１７２３に供給する。よって、図１９
（Ｂ）の例２の構成により周波数ｆｓｃの鋸歯状波信号
Ｓ３０４は図２０（Ｆ）に示す周波数（１／７）×ｆｓ
ｃの鋸歯状波信号Ｓ３０５に分周される。
【００６１】図１７に戻り説明を続ける。信号Ｓ３０５
は係数器１７２３に供給される。係数器１７２３は図２
１（Ａ）の信号Ｓ３０５の振幅値を８／７倍する。よっ
て、係数器１７２３は図２１（Ｂ）に示す最大振幅値８
×２x+3 −１の周波数（１／７）×ｆｓｃの鋸歯状波信
号Ｓ３０６を出力する。信号Ｓ３０６は加算器１１５に
供給される。加算器１１５は第１の実施例と同様の加算
器で、信号Ｓ３０６にループフィルタ１１２から出力さ
れる位相制御信号Ｓ１１２を加算して位相補正を行う。
信号Ｓ３０７は４周期ＳＩＮ波発生器１７２４、サンプ
ル補間器１７２５に供給される。４周期ＳＩＮ波発生器
１７２４は第１の実施例で説明した図１の４周期ＳＩＮ
波発生器１１８と同じ動作を行う。第１の実施例の図２
と同様の構成により周波数（４／７）×ｆｓｃのＳＩＮ
波信号Ｓ１２を出力する。ただしＳＩＮ波発生ＲＯＭの
入力アドレスは０から２x+3 −１である。
【００６２】基準信号抽出器１１０、位相比較器１１
１、ループフィルタ１１２、１／７分周器１７２２、係
数器１７２３、加算器１１５、４周期ＳＩＮ波発生器１
７２４により基準信号に位相同期した周波数（１／７）
×ｆｓｃの鋸歯状波が再生される。
【００６３】サンプル補間器１７２５はｆｃｋ４クロッ
クレートの信号Ｓ３０７のサンプル補間処理を行い、ｆ
ｃｋ８クロックレートの信号Ｓ３０８に変換する。サン
プル補間器１７２５の具体的な例を図２２に示す。
【００６４】まず図２２（Ａ）の例１を図２３の動作波
形図を用いて説明する。加算器１１５から出力される図
２３（Ａ）に示す信号Ｓ３０７はフリップフロップ２２
０１、加算器２２０２、２２０４に供給される。また加
算器１１５の出力のＭＳＢビットは反転器２２０７にも
供給されれる。フリップフロップ２２０１はクロックｆ
ｃｋ８をクロックとし、信号Ｓ３０７をｆｃｋ８レート
で１ＣＫ分遅延させる。フリップフロップ２２０１の出
力は加算器２２０２、２２０５に供給され、ＭＳＢビッ
トは論理和器２２０８にも供給される。加算器２２０２
は信号Ｓ３０７とフリップフロップ２２０１の出力とを
加算し、加算結果を係数器２２０３に供給する。係数器
２１０３は加算器２２０２の出力を１／２倍して選択器
２２０９に供給する。フリップフロップ２２０１、加算
器２２０２、係数器２２０３により中間値演算回路が構
成され、図２３（Ｂ）に示すように（ａ＋ｂ）／２から
（ｎ＋ｐ）／２までの中間値を発生しサンプル補間処理
を行う。係数器２２０３の出力はサンプル補間されたｆ
ｃｋ８レートの三角波波形になる。
【００６５】加算器２２０４は信号Ｓ３０７に固定値２
x+3 を加算し、２x+3 から２x+4 −１までリニアに変化
する鋸歯状波を出力し、加算器２２０５に供給する。加
算器２２０５はフリップフロップ２２０１の出力と加算
器２２０４の出力を加算し、下位ｘ＋３ビットを係数器
２２０６に供給する。係数器２２０６は加算器２２０５
の出力を１／２倍する。加算器２２０４、２２０５、係
数器２２０６により中間値演算回路が構成され、２x+3
以上の振幅値はオーバーフローする。係数器２２０６の
出力は選択器２２０９に供給される。反転器２２０７は
信号Ｓ３０７のＭＳＢビットを反転し、論理和器２２０
８に供給する。論理和器２２０８はフリップフロップ２
２０１の出力のＭＳＢビットと反転器２２０７出力の論
理和演算を行い、演算結果を選択器２２０９の制御端に
供給する。フリップフロップ２２０１、反転器２２０
７、論理和器２２０８により立ち下がり微分回路が構成
され、図２３（Ｃ）に示すｆｃｋ８レートで１ＣＫ期間
“０”となる信号を出力する。選択器２２０９は論理和
器２２０８の出力が０のとき係数器２２０６の出力を選
択し、論理和器２２０８の出力が“１”のとき係数器２
２０３の出力を選択し、図２３（Ｄ）に示すサンプル補
間されたｆｃｋ８レートの周波数（１／７）×ｆｓｃの
鋸歯状波を出力する。
【００６６】次に図２２（Ｂ）の例２を図２４の動作波
形図を用いて説明する。図２４（Ａ）の信号Ｓ３０７は
加算器２２１１、選択器２２１２に供給される。係数器
２２１０は、周波数制御信号Ｓ３０３を４／７倍し、加
算器２２１１に供給する。加算器２２１１は信号Ｓ３０
７に係数器２２１０の出力（４／７）×ＣＳを加算し、
加算結果の下位ｘ＋３ビットを出力する。加算器２２０
９の出力波形を図２４（Ｂ）に示す。加算器２１０９の
出力は、選択器２２１１に供給される。選択器２２１１
はクロックｆｃｋ４により入力を切り替える。ｆｃｋ４
が“１”のときは図２４（Ａ）の信号Ｓ３０７を選択
し、ｆｃｋ４が“０”のときは図２４（Ｂ）の加算器２
１０９出力を選択することにより、図２４（Ｃ）に示す
ようにサンプル補間されたｆｃｋ８レートの周波数（１
／７）×ｆｓｃの鋸歯状波を出力する。
【００６７】図１７に戻り説明を続ける。信号Ｓ３０８
は１６周期ＳＩＮ波発生器１７２６に供給される。１６
周期ＳＩＮ波発生器１７２６は４周期ＳＩＮ波発生器１
７２４と同様の手段により信号Ｓ３０８の１周期期間に
１６周期のＳＩＮ波を出力することにより、周波数（１
６／７）×ｆｓｃのＳＩＮ波信号Ｓ１２を出力する。よ
って、出力端１２０から基準信号に位相同期した周波数
（１６／７）×ｆｓｃのＳＩＮ波が得られる。
【００６８】従って、出力端１１９からカラーバースト
信号に同期した周波数ｆｓｃのＳＩＮ波が、出力端１２
０から基準信号に位相同期した（１６／７）×ｆｓｃの
ＳＩＮ波が再生される。
【００６９】また、この例では第１の実施例と同様に係
数器１７２３により鋸歯状波の最大振幅値を２のべき乗
に補正し、加算器１１５でオーバーフロー／アンダーフ
ローすることにより位相補正を行っているが、第２の実
施例のように加算器とフロー制御器による位相補正も可
能である。当然このときは第２の実施例のように４周期
ＳＩＮ波発生器１７２４、１６周期ＳＩＮ波発生器１７
２６ではＲＯＭあるいはフロー制御器により逓倍するＳ
ＩＮ波発生器を用いる。
【００７０】また１／７分周器１７２２は位相補正後で
も同様に逓倍することができる。 （第４の実施例）第４の実施例について説明する。第４
の実施例は第３の実施例と同様のクロック再生システム
を応用した例である。この例は第３の実施例とはＮＣＯ
１７１７の発振周波数が異なり周波数（１／７）×ｆｓ
ｃで発振する例である。従来例、第１，第２，第３の実
施例と同様の動作をするブロックについては同じ番号を
記し、主要な信号線も従来例、第１，第２，第３の実施
例と同じものは同じ信号名を記し、異なる点についての
み説明する。
【００７１】図２５は、第４の実施例の構成を示す図、
図２６は同実施例の動作波形を示す図である。ＮＣＯ１
７１７の発振周波数を制御する周波数制御信号Ｓ３０３
は、係数器２５０１に供給される。係数器２５０１は周
波数制御信号Ｓ３０３を１／７倍する係数器である。Ｎ
ＣＯ１７１７は周波数制御信号Ｓ３０３が固定値ＣＳの
ときｘビットの周波数ｆｓｃの鋸歯状波を出力する発振
器であり、係数器２５０１により周波数制御信号Ｓ３０
３を１／７倍し、周波数（１／７）×ｆｓｃの鋸歯状波
Ｓ４０２を出力する。
【００７２】係数器２５０１、ＮＣＯ１７１７の動作に
ついて図２６の動作波形図を用いて説明する。周波数制
御信号Ｓ３０３は、図２６（Ａ）に示す固定値ＣＳを含
み、係数器２５０１は、信号Ｓ３０３を１／７倍し、図
２６（Ｂ）に示す固定値（１／７）×ＣＳの信号Ｓ４０
１を出力する。ＮＣＯ１７１７は、これを累積加算する
ことにより図２６（Ｃ）の実線で示す最大振幅値２x −
１の周波数（１／７）×ｆｓｃの鋸歯状波信号Ｓ４０２
を出力する。よって、一点鎖線の周波数ｆｓｃの鋸歯状
波を１／７分周することができる。
【００７３】７周期ＳＩＮ波発生器２５０２は、第２の
実施例と同様の手段により信号Ｓ４０２の１周期期間
に、７周期のＳＩＮ波を出力する。よって、７周期ＳＩ
Ｎ波発生器２５０２から周波数ｆｓｃのＳＩＮ波信号Ｓ
５が出力される。信号Ｓ５は位相比較器１０５、出力端
１１９に供給される。ＮＣＯ１７１７から出力される信
号Ｓ４０２は、カラーバースト信号に位相同期している
ので、７周期ＳＩＮ波発生器２５０２からカラーバース
ト信号に同期した周波数ｆｓｃのＳＩＮ波信号Ｓ５が得
られる。よって、出力端１１９からカラーバースト信号
に同期した周波数ｆｓｃのＳＩＮ波が再生される。
【００７４】加算器１１５は、信号Ｓ４０２と位相制御
信号Ｓ１０１加算し、位相補正を行う。以下、第３の実
施例と同様の処理により、出力端１２０から基準信号に
位相同期した周波数（１６／７）×ｆｓｃのＳＩＮ波信
号Ｓ１２が再生される。
【００７５】従って、出力端１１９からカラーバースト
信号に同期した周波数ｆｓｃのＳＩＮ波が、出力端１２
０から基準信号に位相同期した周波数（１６／７）×ｆ
ｓｃのＳＩＮ波が再生される。
【００７６】（第５の実施例）第５の実施例について図
２７を用いて説明する。図２７は第５の実施例の構成図
である。
【００７７】第５の実施例は第３、第４の実施例とは逆
にＮＣＯ１７１７から出力される鋸歯状波を１６逓倍し
た周波数１６ｆｓｃの鋸歯状波に変換し、この鋸歯状波
を１／７分周し、ＳＩＮ変換することにより周波数（１
６／７）×ｆｓｃのＳＩＮ波を再生する例である。周波
数１６ｆｓｃの鋸歯状波を発生するには最低でも周波数
３２ｆｓｃのクロックが必要であるので、水平同期信号
に位相同期した鋸歯状波を発生するＮＣＯ１７０５の発
振周波数は第３、第４の実施例とは異なる。ＮＣＯの発
振周波数は、周波数制御信号のゲイン、ＮＣＯの出力ビ
ット数、フリップフロップのクロック周波数により決定
される。この実施例ではフリップフロップのクロック周
波数を変えることによりＮＣＯ１７０５の発振周波数を
変えている。水晶発振器２７０１は、第３の実施例の水
晶発振器１７０６とは発振周波数の異なる発振器であ
る。ＮＣＯ１７０５から出力される鋸歯状波をアナログ
ＳＩＮ波に変換し、中心周波数３２ｆｓｃのフィルタに
より周波数３２ｆｓｃのＳＩＮ波を抽出し、２値化器１
７１２により２値化する。２値化器１７１２から周波数
３２ｆｓｃのクロックｆｃｋ３２が１／８分周器２７０
３、１／４分周器２７０４、サンプル補間器２７０５に
供給される。１／８分周器２７０３からクロックｆｃｋ
４が点線で囲んだ各ブロックに供給される。
【００７８】１／４分周器２７０４からクロックｆｃｋ
８がサブサンプル回路２７０９、ＳＩＮ波発生ＲＯＭ２
７１０に供給される。以下、本発明のかかる点について
説明する。
【００７９】サンプル補間器２７０５は第３の実施例の
サンプル補間器１７２５と同様の手段により、ｆｃｋ４
クロックレートの周波数ｆｓｃの鋸歯状波信号Ｓ３０４
をｆｃｋ３２クロックレートの周波数ｆｓｃの鋸歯状波
信号Ｓ５０１に変換する。信号Ｓ５０１はシフタ２７０
６に供給される。シフタ２７０６は第１の実施例のシフ
タ５０２と同様にビットシフト手段により信号Ｓ５０１
を１６逓倍し、周波数１６×ｆｓｃの鋸歯状波信号Ｓ５
０２に変換する。信号Ｓ５０２は１／７分周器１７２２
に供給される。１／７分周器１７２２は、信号Ｓ５０２
を１／７分周し、最大振幅値７×２x −１の周波数（１
６／７）×ｆｓｃの鋸歯状波信号Ｓ５０３を得て、係数
器１７２３に供給する。係数器１７２３は信号Ｓ５０３
の振幅値を８／７倍し、最大振幅値２x+3 −１の周波数
（１６／７）×ｆｓｃの鋸歯状波信号Ｓ５０４を得て、
加算器１１５に供給する。加算器１１５から出力される
位相補正された周波数（１６／７）×ｆｓｃの鋸歯状波
信号Ｓ５０５は１／４分周器２７０７とサブサンプル器
２７０９に供給される。１／４分周器２７０７は信号Ｓ
５０５を１／７分周器１７２２と同じ手段により１／４
分周し、周波数（４／７）×ｆｓｃの鋸歯状波信号Ｓ５
０６をサブサンプル器２７０８に供給する。サブサンプ
ル器２７０８は第１の実施例と同様の手段によりｆｃｋ
３２クロックレートの信号Ｓ５０６をｆｃｋ４クロック
レートの信号Ｓ１０５に変換する。信号Ｓ１０５はＳＩ
Ｎ波発生ＲＯＭ１１７に供給され、周波数（４／７）×
ｆｓｃのＳＩＮ波信号Ｓ１４に変換され出力される。
【００８０】基準信号抽出器１１０、位相比較器１１
１、ループフィルタ１１２、加算器１１５、ＳＩＮ波発
生ＲＯＭ１１７、サンプル補間器２７０５、シフタ２７
０６、１／７分周器１７２２係数器１７２３により基準
信号に同期した周波数（１６／７）×ｆｓｃの鋸歯状波
Ｓ５０５が得られる。
【００８１】サブサンプル器２７０９はサブサンプル器
２７０８と同様の手段により、信号Ｓ５０５をｆｃｋ８
クロックレートの周波数（１６／７）×ｆｓｃの鋸歯状
波信号Ｓ１０４に変換する。信号Ｓ１０４は、ＳＩＮ波
発生ＲＯＭ２７１０に供給される。ＳＩＮ波発生ＲＯＭ
２７１０はＳＩＮ発生ＲＯＭ１１７と同様の特性のＲＯ
Ｍであり、信号Ｓ１０４の１周期期間に１周期のＳＩＮ
波を発生する。よって、ＳＩＮ波発生ＲＯＭ２７１０か
ら周波数（１６／７）×ｆｓｃのＳＩＮ波信号Ｓ１２が
出力される。
【００８２】従って、出力端１１９からカラーバースト
信号に同期した周波数ｆｓｃのＳＩＮ波が得られ、出力
端１２０から基準信号に位相同期した周波数（１６／
７）×ｆｓｃのＳＩＮ波が再生される。
【００８３】
【発明の効果】以上説明したように、鋸歯状波の最大振
幅値が２のべき乗で表せるときは鋸歯状波の下位ビット
を抽出することにより簡単に逓倍できる。また鋸歯状波
の最大振幅値が２のべき乗で表せないときは鋸歯状波の
限界値を任意値に設定し、鋸歯状波が任意値を越えたと
きは鋸歯状波から任意値を減算することにより簡単に逓
倍することができる。よって、従来のように別の発振器
を備えたＰＬＬ回路を構成せずに周波数を逓倍すること
ができるため、ハード規模を格段に小さくすることがで
きる。またＰＬＬ回路にこの周波数逓倍回路を直列接続
しても、この周波数逓倍回路ではＰＬＬ回路を構成して
いないため、接続したＰＬＬ回路のジッターのみで済
み、従来例よりジッターが低減される。
【００８４】またカラーバースト信号との位相同期制御
を行うｆｓｃ再生ＰＬＬ回路と、基準信号との位相同期
制御を行うＡＰＣ回路と、この周波数逓倍回路を実施例
で説明したように構成することにより基準信号に位相同
期した周波数（１６／７）×ｆｓｃの信号が簡単に得ら
れる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の第１の実施例を示す構成図。
【図２】第１の実施例の動作を説明するために示した動
作波形図。
【図３】第１の実施例の動作を説明するために示した動
作波形図。
【図４】第１の実施例の動作を説明するために示した動
作波形図。
【図５】図１の４周期ＳＩＮ波発生器の具体的な例を示
す回路図。
【図６】４周期ＳＩＮ波発生器の動作説明のために示し
た特性図。
【図７】図５のシフタの動作を説明するために示した動
作波形図。
【図８】この発明の第２の実施例を示す構成図。
【図９】第２の実施例の動作を説明するために示した動
作波形図。
【図１０】第２の実施例の動作を説明するために示した
動作波形図。
【図１１】第２の実施例のフロー制御器の具体的な例を
示す図。
【図１２】フロー制御器の動作を説明するために示した
動作波形図。
【図１３】図１２の回路の動作を説明するために示した
動作波形図。
【図１４】第２の実施例の４周期ＳＩＮ波発生器及びフ
ロー制御器の具体例を示す図。
【図１５】第２の実施例のＳＩＮ波発生ＲＯＭの特性を
示す図。
【図１６】図１４の回路の動作を説明するために示した
動作波形図。
【図１７】この発明の第３実施例を示す構成図。
【図１８】図１７の１／７分周器の具体例を示す図。
【図１９】図１８の回路の動作を説明するために示した
動作波形図。
【図２０】図１８の回路の動作を説明するために示した
動作波形図。
【図２１】係数器の動作を説明するために示した動作波
形図。
【図２２】サンプル補間器の具体例を示す図。
【図２３】図２２の回路の動作を説明するために示した
動作波形図。
【図２４】図２２の回路の動作を説明するために示した
動作波形図。
【図２５】この発明の第４の実施例の構成を示す図。
【図２６】第４の実施例の動作を説明するために示した
動作波形図。
【図２７】この発明の第５の実施例の構成を示す図。
【図２８】ＥＤＴＶ−２識別制御信号の説明図。
【図２９】従来の色副搬送波再生回路と逓倍回路を示す
図。
【図３０】図２９の回路の動作を説明するために示した
動作波形図。
【符号の説明】
１０２…Ａ／Ｄ変換器、１０３…バースト抽出器、１０
４…タイミング発生器、１０５…位相比較器、１０６…
ループフィルタ、１０７…ＶＣＸＯ、１０８…１／８分
周器、１０９…１／２分周器、１１０…基準信号抽出
器、１１１…位相比較器、１１２…フープフィルタ、１
１３…カウンタ、１１４…係数器、１１５…加算器、１
１６…サブサンプル器、１１７…ＳＩＮ波発生ＲＯＭ、
１１８…４周期ＳＩＮ発生器、５０１…４周期ＳＩＮ波
発生ＲＯＭ、５０２…シフタ、５０３…ＳＩＮ波発生Ｒ
ＯＭ、８０１…シフタ、８０３…フロー制御器、８０４
…ＳＩＮ波発生ＲＯＭ、８０５…４周期ＳＩＮ波発生
器、１１０１…フロー判別器、１１０２…オーバーフロ
ー判別器、１１０３…排他的論理和器、１１０４…論理
積器、１１０５…加算器、１４０１…４周期ＳＩＮ波発
生ＲＯＭ、１４０２…フロー制御器、１４０３…ＳＩＮ
発生ＲＯＭ、１４０４、１４０５、１４０６…オーバー
フロー判別器、１４０７…係数発生器、１４０８…係数
器、１４０９…減算器、１７０１…同期分離器、１７０
２…位相比較器、１７０３…ループフィルタ、１７０４
…加算器、１７０５…数値制御発振器（ＮＣＯ）、１７
０６…水晶発振器、１７０９…ＳＩＮ発生ＲＯＭ、１７
１０…Ｄ／Ａ変換器、１７１１…フィルタ、１７１２…
２値化器、１７１３…１／２分周器、１７１４…１／９
１０…分周器、１７１５…変動補正回路、１７１６…加
算器、１７１７…ＮＣＯ、１７２１…ＳＩＮ波発生ＲＯ
Ｍ、１７２２…１／７分周器、１７２３…係数器、１７
２４…４周期ＳＩＮ発生器、１７２５…サンプル補間回
路、１７２６…１６周期ＳＩＮ発生器。

Claims (8)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 周波数ｆ0 、振幅が２m −１（ｍは正の
    整数）の鋸歯状波を発生するｍビットの鋸歯状波発生手
    段と、前記鋸歯状波の下位ｎビットを取り出すビット抽
    出手段を具備し、前記ビット抽出手段から２(m-n) 倍の
    周波数の鋸歯状波状の信号を出力する周波数逓倍回路。
  2. 【請求項２】 周波数ｆ0 、振幅がＬ（Ｌは正の整数で
    Ｌ≠２m −１を満たす）の鋸歯状波を発生するｍビット
    の鋸歯状波発生手段と、前記鋸歯状波を任意値でオーバ
    ーフローして振幅値を制御することにより振幅（Ｌ／
    ｎ）の鋸歯状波に変換する振幅制御手段を具備し、前記
    振幅制御手段の出力を用いてｎ倍の周波数の鋸歯状波状
    の信号を出力する周波数逓倍回路。
  3. 【請求項３】 前記振幅制御手段は、前記鋸歯状波の振
    幅がａ×（Ｌ／ｎ）（ａは正の整数で１≦ａ≦ｎ−１）
    より大きいことを判別する判別手段と、前記判別手段の
    出力信号に基付き前記鋸歯状波の振幅がａ×（Ｌ／ｎ）
    より大きいとき前記鋸歯状波よりａ×Ｌ／ｎを減算する
    減算手段を具備することを特徴とする請求項２記載の周
    波数逓倍回路。
  4. 【請求項４】 第１の基準信号と前記第１の基準信号に
    対し周波数、位相が一定関係をもつ第２の基準信号を比
    較入力とし、前記第１の基準信号に位相同期したｍビッ
    ト（ｍは正の整数）の鋸歯状波を発生するデジタル鋸歯
    状波発生手段と、 前記鋸歯状波に位相制御信号を加算することにより前記
    鋸歯状波の位相を変化させる位相調整手段と、 前記位相調整された鋸歯状波と前記第２の基準信号を比
    較入力として前記位相制御信号を発生する位相制御信号
    発生手段と、 前記デジタル鋸歯状波発生手段より出力される前記鋸歯
    状波あるいは前記位相調整された鋸歯状波を入力とし、
    前記第２の基準信号に位相同期しかつ前記第１の基準信
    号と周波数の異なる信号を発生する信号発生手段とを具
    備したことを特徴とする周波数逓倍回路。
  5. 【請求項５】 前記信号発生手段は、前記鋸歯状波の振
    幅が２m −１のとき、前記鋸歯状波の下位ｎビット（ｎ
    は正の整数）を取り出すビット抽出手段により、２
    (m-n) 倍の周波数の鋸歯状波を出力することを特徴とす
    る請求項４記載の周波数逓倍回路。
  6. 【請求項６】 前記信号発生手段は、前記鋸歯状波の振
    幅がＬ（Ｌは正の整数でＬ≠２m −１を満たす）である
    とき、前記鋸歯状波を任意値でオーバーフローして振幅
    値を制御することにより振幅Ｌ／ｎの鋸歯状波に変換す
    る振幅制御手段によりｎ倍の周波数の鋸歯状波の信号を
    出力することを特徴とする請求項４記載の周波数逓倍回
    路。
  7. 【請求項７】 前記振幅制御手段は、前記鋸歯状波の振
    幅がａ×（Ｌ／ｎ）（ａは正の整数で１≦ａ≦ｎ−１）
    より大きいことを判別する判別手段と、前記判別手段の
    出力信号に基付き前記鋸歯状波の振幅がａ×（Ｌ／ｎ）
    より大きいとき、前記鋸歯状波よりａ×（Ｌ／ｎ）を減
    算する減算手段を具備することを特徴とする請求項６記
    載の周波数逓倍回路。
  8. 【請求項８】 前記信号発生手段は、前記位相調整され
    た振幅Ｌあるいは振幅２m −１の鋸歯状波を入力とし、
    Ｌアドレス空間あるいは２m −１アドレス空間内にｎサ
    イクルの信号波形を記憶した波形記憶手段により前記位
    相制御された鋸歯状波のｎ倍の周波数の信号を出力する
    ように構成されたことを特徴とする請求項４記載の周波
    数逓倍回路。
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* Cited by examiner, † Cited by third party
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