JPH08182397A - Ａｃサーボモータの電流制御方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 電圧飽和状態における減速時の電流の増大を
抑制するＡＣサーボモータの電流制御方法を提供する。 【構成】 ＡＣサーボモータの駆動電流とロータ位相と
からｄ−ｑ変換によって磁界の作る磁束方向のｄ相電流
を求め、該ｄ相電流が零となるように制御を行なうＡＣ
サーボモータの電流制御方法において、指令電圧値が電
力増幅器の制限を超える電圧飽和状態であって減速時に
は、ｄ相電流を使用してｑ相電流指令を小さくすること
によりｑ相電流の増大を抑制する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、工作機械や産業機械等
の機械，装置やロボットの駆動源として使用されるＡＣ
サーボモータの電流制御方法に関する。

【０００２】

【従来の技術】図１１は従来から行なわれているＡＣサ
ーボモータの制御系のブロック線図である。位置指令か
らエンコーダ等で検出される位置フィードバック値を減
じて位置偏差を求め、該位置偏差にポジションゲインを
乗じて位置ループ制御（１）を行なって速度指令を求
め、この速度指令から速度フィードバック値を減じて速
度偏差を求め、比例，積分制御等の速度ループ処理
（２）を行いトルク指令（電流指令）を求める。さら
に、このトルク指令から電流フィードバック値を減じて
電流ループ処理（３）を行い各相の電圧指令を求めてＰ
ＷＭ制御等を行いＡＣサーボモータＭを制御している。
上記制御系において、電流ループとして、従来は例えば
３相ＡＣサーボモータの場合では３相電流を別々に制御
する方式が一般的である。図１２は上記３相電流を別々
に制御する電流ループ処理の詳細図である。

【０００３】速度ループ処理で求められたトルク指令
（電流指令）にエンコーダ等で検出されたサーボモータ
のロータ位置θよりＵ，Ｖ，Ｗ相に対して電気角でそれ
ぞれ２π／３ずれた正弦波を乗じて各相の電流指令を求
め、該電流指令から電流検出器で検出される各相の実電
流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを減じて電流偏差を求め、各相電流
制御器５ｕ，５ｖ，５ｗで比例積分（ＰＩ）制御等を行
なって各相の指令電圧Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗを電力増幅器６
に出力する。電力増幅器６ではインバータ等でＰＷＭ制
御を行なって各相の電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗをサーボモー
タＭに流し駆動することになる。以上のように、ＡＣサ
ーボモータにおいては、位置，速度ループの最も内側の
マイナーループに電流ループを持ち、この電流ループは
ＡＣサーボモータの各相に流す電流をそれぞれ制御する
ループとなっている。

【０００４】上記３相電流を別々に制御する方式の場合
には、モータの回転速度が上昇すると電流指令の周波数
も上昇し、電流位相が徐々に遅れるため電流の無効成分
が多くなり、トルクを効率よく発生することができなく
なるという欠点があり、また、制御量として交流を扱っ
ているため、定速度回転かつ定負荷時における定常状態
においてさえも、指令に対する位相の遅れや振幅の減衰
等の偏差が存在し、直流モータと同程度のトルク制御を
実現することが困難である。この欠点を改善する方法と
して、３相電流をｄ−ｑ変換してｄ相，ｑ相の２相に変
換した後にそれぞれの相を制御する方法が知られてい
る。このｄ−ｑ変換を利用する方法は、電流を直流とし
て制御するので制御系の位相遅れがなく、トルク特性が
３相電流を別々に制御する場合と比較して改善されるこ
とが知られている。ｄ−ｑ変換においては、ｄ軸は磁界
の作る磁束の方向にとることが一般的であり、図１３に
示すようにロータの永久磁石の磁束の向きにｄ軸をと
り、該ｄ軸に直交する向きにｑ軸をとっている。

【０００５】図１４はＡＣサーボモータの従来の制御を
ｄ−ｑ変換して制御するときのブロック線図である。ｄ
相の電流指令を「０」とし、ｑ相の電流指令を速度ルー
プから出力されるトルク指令とし、モータの各ｕ，ｖ，
ｗ相の実電流（いずれかから２相を検出すればよい）及
びロータ位置検出器で検出されたロータの位相から、３
相電流から２相電流へ変換する手段９でｄ相，ｑ相の電
流Ｉｄ，Ｉｑを求めて上記各相指令値から減じてｄ相，
ｑ相の電流偏差を求め、電流制御器５ｄ，５ｑで従来と
同様にして比例，積分制御を行い、ｄ相指令電圧及びｑ
相指令電圧Ｖｄ，Ｖｑを求める。そして、２相電圧から
３相電圧に変換する手段８は、この２相の指令電圧Ｖ
ｄ，ＶｑからＵ，Ｖ，Ｗ相の指令電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ
を求め、電力増幅器６に出力してインバータ等でサーボ
モータの各相に対して電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを流してサ
ーボモータを制御する構成となっている。

【０００６】次に、このｄ−ｑ変換を利用する電流制御
方法について解析する。交流電動機において３相交流で
表した回路方程式は次の式（１）で表される。

【０００７】

【数１】 上記式（１）の左辺はモータのＵ，Ｖ，Ｗ相の電圧であ
り、右辺例えば第１項の左側の行列はインピーダンス行
例であり、Ｒは巻線抵抗、Ｌは巻線の自己インダクタン
ス、Ｍは相互インダクタンスで、Ｐは微分演算子であ
る。また、右辺第１項右側のベクトルは各相電流Ｉｕ，
Ｉｖ，Ｉｗのベクトルであり、右辺第２項は各相の巻線
が誘起する起電力ｅｕ，ｅｖ，ｅｗである。そこで、式
（２）で表される３相交流座標系から２相交流座標系に
変換する交流行列Ｃ１、及び式（３）で表される２相交
流座標系から３相交流座標系に変換する交流行列Ｃ２を
用いて上記式（１）を変換すると、いわゆるｄ−ｑ変換
を行なう式（４）が得られる。

【０００８】

【数２】

【０００９】

【数３】

【００１０】

【数４】 なお、上記式（３）において、θはロータの電気角（ｕ
相の巻線を基準として時計回りの方向にとった界磁の角
度）であり、式（４）におけるωはロータの角速度（電
気角）、Φは巻線鎖交磁束数の最大値である。上記式
（４）より、磁界の作る磁束方向のｄ相電流Ｉｄを
「０」に制御し、ｑ相電流Ｉｑについてのみ、その大き
さを制御するようにすると、直流サーボモータと同じ制
御が行なえることを意味している。そして、上記変換行
列Ｃ１，Ｃ２と３相の電圧，電流の合計が「０」である
関係、すなわち、Ｖｕ＋Ｖｖ＋Ｖｗ＝０、Ｉｕ＋Ｉｖ＋
Ｉｗ＝０の関係から、３相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと２相
電圧Ｖｄ，Ｖｑ、及び３相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗと２相
電流Ｉｄ，Ｉｑの関係は次の式（５），式（６）が成立
する。

【００１１】

【数５】

【００１２】

【数６】 そこで、図１４における手段９において、上記式（６）
の演算を行って２相電流のＩｄ，Ｉｑを求めて各相の電
流フィードバックとし、また、上記手段８において、上
記式（５）の演算を行って２相電圧Ｖｄ，Ｖｑから３相
電流Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを求めることによって、ｄ−ｑ変
換を利用してサーボモータの電流制御を行なう方法が得
られる。

【００１３】

【発明が解決しようとする課題】前記したように、３相
交流を２相直流に座標変換して直流制御方式を採用する
ことによって、電流ループゲインを必要以上に高く設定
することなく定常偏差を低減することができる。しかし
ながら、実際に直流制御方式を実現する場合には、高速
回転において電流指令が電力増幅器の制限を超えるよう
な場合、いわゆる電圧飽和が発生する。この電圧飽和で
は電流制御が困難となり、加速の場合には電流が流れな
くなる方向に働くが、減速の場合には電流が増加する方
向にはたらき、電力増幅器の素子を破損したりモータの
減磁を引き起こす要因となる。

【００１４】電流ループは通常２次の制御系で構成され
ており、電動機の回転数が高くなるにつれて各電流ルー
プに対する入力周波数が高くなって位相遅れとゲインの
低下が生じる。位相遅れについては位相進め制御によっ
て補償することができるが、ゲインの低下は補償されな
い。そのため、指令に対して実電流の振幅は小さくな
り、実電流の振幅が電流リミッタのリミット値より小さ
い場合でも、指令が実質的にリミットされるという場合
が生じる。また、減速時には電動機の逆起電圧が電動機
の電圧の印加方向と同じ方向に働き、電流リミッタのリ
ミット値を超える場合が生じる。つまり、減速時には電
動機へ流す電流の方向は電動機の回転方向と逆であり、
逆起電力の方向と同一となるため、指令に逆起電力が加
算されて実電流の最大値がリミット値を超える場合が生
じ、トランジスタ等の制御素子や電動機自体を破損させ
る場合がある。

【００１５】そこで、本発明は前記した従来の問題点を
解決して、電圧飽和状態における減速時の電流の増大を
抑制するＡＣサーボモータの電流制御方法を提供するこ
とを目的とする。

【００１６】

【課題を解決するための手段】本発明は、ＡＣサーボモ
ータの駆動電流とロータ位相とからｄ−ｑ変換によって
磁界の作る磁束方向のｄ相電流を求め、該ｄ相電流が零
となるように制御を行なうＡＣサーボモータの電流制御
方法において、指令電圧値が電力増幅器の制限を超える
電圧飽和状態であって減速時には、ｄ相電流をｑ相電流
指令に加えることにより、前記目的を達成するものであ
る。

【００１７】本発明の指令電圧値が電圧飽和状態である
か、モータが減速時であるか等の判定は、電流指令を比
例積分する電流制御器と電力増幅器側へのｄ−ｑ変換器
との間に設けた電圧飽和処理ブロックにより行なうこと
ができ、電流制御器からの電圧指令値とモータからの速
度とを入力とし、その判定結果は、ｄ相電流をｑ相電流
指令に加えるｑ相電流指令補正ブロック及び電流制御器
の積分器に出力される。また、電圧飽和状態において、
電流ループにおける電流指令の積分項の値を変更し電圧
リミット値にクランプした電圧指令を出力することによ
り、制御出力がクランプされたことによる制御偏差の増
大，電流ループ中の積分器の値の増大を抑制するもので
ある。また、本発明のＡＣサーボモータの電流制御方法
において、ＡＣサーボモータの電圧飽和ブロックはｄ相
電圧とｑ相電圧を成分とするベクトルの大きさが電力増
幅器の電圧リミット値を超えたことにより検知し、ま
た、ＡＣサーボモータの減速はモータの回転とｑ相電流
指令の極性により検知する。

【００１８】

【作用】電力増幅器からＡＣサーボモータに供給される
駆動電流を、モータの各ｕ，ｖ，ｗ相の中のいずれか２
相の実電流を測定することによって求め、また、ロータ
位置検出器によりロータの位相を求める。３相電流から
２相電流へ変換する手段は、この求めた実電流とロータ
位相から前記式（６）によるｄ−ｑ変換の演算を行って
ｄ相，ｑ相の電流Ｉｄ，Ｉｑを求める。次に、各相指令
値から前記ｄ相電流Ｉｄ，ｑ相電流Ｉｑを減じてｄ相，
ｑ相の電流偏差を求め、電流制御器において比例，積分
制御を行い、ｄ相指令電圧Ｖｄ及びｑ相指令電圧Ｖｑを
求める。

【００１９】電圧飽和処理ブロックは、このｄ相指令電
圧Ｖｄ，ｑ相指令電圧Ｖｑとモータからの速度を入力し
て、ｄ相指令電圧とｑ相指令電圧を成分とするベクトル
の大きさと電力増幅器の電圧リミット値との比較により
電圧飽和の検知を行い、また、ｑ相電流Ｉｑと速度から
モータが加速状態かあるいは減速状態かの判定を行な
う。この電圧飽和処理ブロックにおいて電圧飽和状態で
かつ減速と判定された場合には、その結果をｑ相電流指
令補正ブロックに知らせてｄ相電流を使用してｑ相電流
指令を小さくする。これにより、電圧飽和時の減速時に
おける電流増加を防ぎ、電力増幅器の破損やモータの減
磁作用を阻止する。また、電圧飽和処理ブロックにおけ
る判定結果は、電流制御器の積分項の値を変更したり、
電圧指令の電力増幅器の電圧リミット値にクランプする
処理を行なわせる。

【００２０】

【実施例】以下、本発明の実施例を図を参照しながら詳
細に説明する。 （本発明を実施するための構成例）図１は、本発明の電
流制御方法を実施するときのブロック線図である。図１
のブロック線図は前記図１４に示した従来のＡＣサーボ
モータのｄ−ｑ変換による制御ブロック線図において、
電圧飽和処理ブロック１０とｑ相電流指令補正ブロック
１１の点で相違している。図１に示すブロック線図は以
下のような構成となっている。ｄ相の電流指令Ｉｄを
「０」とし、ｑ相の電流指令Ｉｑを速度ループから出力
されるトルク指令とし、３相電流から２相電流へ変換す
る手段９において、ＡＣサーボモータＭの各ｕ，ｖ，ｗ
相の実電流（いずれかから２相を検出すればよい）及び
ロータ位置検出器で検出されたロータの位相θをｄ−ｑ
変換してｄ相電流Ｉｄ，ｑ相電流Ｉｑを求め、さらに上
記各相指令値Ｉｄ，Ｉｑからこのｄ相電流Ｉｄ，ｑ相電
流Ｉｑを減じてｄ相，ｑ相の電流偏差を求め、この電流
偏差を積分器１２ｄ，１２ｑ及び積分ゲインがｋ１の積
分ゲインブロック１３ｄ，１３ｑと、比例ゲインがｋ２
の比例ブロック１４ｄ，１４ｑによって比例積分制御を
行ない、ｄ相指令電圧Ｖｄ，ｑ相指令電圧Ｖｑを求め
る。なお、この積分器１２，積分ゲインブロック１３，
比例ブロック１４は電流制御器を構成している。

【００２１】そして、本発明の電圧飽和処理ブロック１
０は前記電流制御器に次に設けられるブロックであり、
ｄ相指令電圧Ｖｄ，ｑ相指令電圧Ｖｑ、さらにトルク指
令及びＡＣサーボモータＭの速度ωを入力信号としてい
る。電圧飽和処理ブロック１０は電圧指令が飽和したか
否かの判定及びモータが減速中であるかあるいは加速中
であるかの判定を行なう機能を備えたブロックである。
この中、電圧飽和の判定は、例えば次式（７）で示され
る条件によって行なうことができる。 Ｖｑ2 ＋Ｖｑ2 ＞Ｖｌｉｍｉｔ2 …（７） なお、Ｖｌｉｍｉｔは電圧リミット値である。また、モ
ータの加減速の判定は、例えばω・Ｉｑ＊の正負の判定
によって行なうことができる。なお、ωはモータの速度
であり、Ｉｑ＊はｑ相のトルク指令値（ｑ相電流指令
値）である（以下、ｑ相電流指令値をＩｑ＊によって表
す）。

【００２２】電圧飽和処理ブロック１０は、電圧飽和状
態でかつ減速の場合にはその結果をｑ相電流指令補正ブ
ロック１１に知らせる。このｑ相電流指令補正ブロック
１１は、３相電流から２相電流へ変換する手段９から得
られたｄ相電流Ｉｄをｑ相電流指令値に加える機能を備
えるブロックであり、例えば、以下の式（８），（９）
に示される補正値Ｉｃを演算して加算しｑ相電流指令値
Ｉｑ＊を変更するものである。 Ｉｑ＊≧０ Ｉｃ＝ｋ・Ｉｄ Ｉｑ＊≦０ Ｉｃ＝−ｋ・Ｉｄ …（８） Ｉｑ＊←Ｉｑ＊＋Ｉｃ …（９） なお、ｋは補正係数である。

【００２３】また、電圧飽和処理ブロック１０は、電圧
飽和状態の場合において電流制御器の積分項１２，１３
の値ｓｕｍｄ，ｓｕｍｑを書換えを行なう。この書換え
は、加速状態か減速状態かに応じて相違している。積分
項１２，１３値ｓｕｍｄ，ｓｕｍｑは、加速及び減速に
応じて例えば以下の式（１０）に示される値に書き替え
られる。 （加速時） ｓｕｍｑ＝（Ｖｑ＋ｋ２・Ｉｑ）／ｋ１ （減速時） ｓｕｍｑ＝（Ｖｑ＋ｋ２・Ｉｑ）／ｋ１ ｓｕｍｄ＝（Ｖｄ＋ｋ２・Ｉｄ）／ｋ１ …（１０） また、電圧指令についても電圧リミット値にクランプす
る。

【００２４】さらに、２相電圧から３相電圧に変換する
手段８は、電圧飽和処理ブロック１０で飽和処理された
２相の指令電圧Ｖｄ，ＶｑからＵ，Ｖ，Ｗ相の指令電圧
Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを求め、電力増幅器６に出力してイン
バータ等でサーボモータの各相に対して電流Ｉｕ，Ｉ
ｖ，Ｉｗを流してサーボモータＭの制御を行なう。

【００２５】（本発明の実施例の作用）次に、本発明の
実施例の作用について説明する。 （Ａ）加速時（速度は正方向） （１）ｑ相電流指令補正処理 電圧飽和処理ブロック１０において、電圧飽和状態でか
つ減速の場合にはその結果がｑ相電流指令補正ブロック
１１に知らせられてｑ相電流指令補正処理が行なわれる
が、加速時には、ｑ相電流指令補正ブロック１１に対し
て該ブロックを駆動する信号は出力されず、ｑ相電流指
令は速度ループから入力されたトルク指令をそのまま使
用することになる。

【００２６】（２）指令電圧のクランプ，及び飽和処理 ｄ−ｑ変換を利用する電流制御においては、磁束の方向
と同じ向きのｄ相電流を「０」とし、ｄ相電流Ｉｄと直
交するｑ相電流Ｉｑをトルク指令に追従させるよう制御
するため、Ｉｄ＝０，Ｉｑ＞であり、正方向に回転しか
つ加速時であるためロータの角速度ωは正である。した
がって、前記式（４）によるｄ相電圧とｑ相電圧をベク
トル図で表すと図２となる。このｄ相電圧Ｖｄとｑ相電
圧Ｖｑの構成ベクトル電圧Ｖｃが電圧リミット値Ｖｌｉ
ｍｉｔを超えた場合に、この合成ベクトルＶｃの位相を
変えずに、大きさをＶｌｉｍｉｔとした電圧Ｖｃ’に変
換して、指令電圧のクランプを行なうと、この関係は以
下の式（１１），（１２）によって表すことができる。 Ｖｄ＝Ｖｌｉｍｉｔ・ｓｉｎθ …（１１） Ｖｑ＝Ｖｌｉｍｉｔ・ｃｏｓθ …（１２） なお、位相θはｔａｎθ＝Ｖｄ／Ｖｑの関係にある。

【００２７】前記クランプ処理により生じる位相ずれを
調整するため、積分器に対して飽和処理を行なう必要が
ある。合成電圧Ｖｃが電圧リミット値Ｖｌｉｍｉｔを超
えていない場合におけるｄ相電圧及びｑ相電圧と電流
（ただしＩｄ＝０）の関係は図３で表される。ここで、
ｄ相電圧及びｑ相電圧が上昇して合成電圧Ｖｃが電圧リ
ミット値Ｖｌｉｍｉｔを超えてクランプされると、ｑ相
電流Ｉｑによってｄ相電圧Ｖｄ側に（−ωＬ・Ｉｑ）の
負電圧が生ずるが、ｄ相電圧Ｖｄはクランプされている
ためこの（−ωＬ・Ｉｑ）の達することができず、図４
に示すように正のｄ相電流が流れ、ｑ相電圧Ｖｑは（ω
Ｌ・Ｉｄ）が付加されて Ｖｑ＝ωΦ＋Ｚ・Ｉｑ＋ωＬ・Ｉｄ …（１３） となり、ｑ相電圧Ｖｑは増加することになる。

【００２８】このことは、電圧飽和によってクランプす
ると、ｄ相電流Ｉｄの増加に従ってｄ相電圧Ｖｄは減少
し、ｑ相電圧Ｖｑが増加することを示し、図２の破線で
示す合成ベクトル電圧Ｖｃ”の方向に位相θが減少する
ことになる。ｄ相電流Ｉｄの増加し位相θが遅れると発
生トルクが減少することになる。そこで、この実施例で
は、ｑ相の積分器の値を書き替えることによってｄ相電
流Ｉｄの増加の防止を行なう。

【００２９】この実施例では、例えば、前記式（１０）
中に示したように、ｑ相の積分項の値ｓｕｍｑを（Ｖｑ
＋ｋ２・Ｉｑ）／ｋ１に書き替えることにより、このｑ
相の積分器の値を書き替えとクランプとを行なうことが
できる。図１において、電圧飽和時にｑ相の積分項の値
ｓｕｍｑを（Ｖｑ＋ｋ２・Ｉｑ）／ｋ１に書き替える
と、電流制御器から得られる出力はＶｑとなり、積分器
の飽和処理を行なうとともに指令電圧をクランプするこ
とができる。

【００３０】（Ｂ）減速時（速度は正方向） （１）ｑ相電流指令補正処理 この場合には、電圧飽和処理ブロック１０において、電
圧飽和状態でかつ減速の場合にはその結果がｑ相電流指
令補正ブロック１１に知らせられ、ｑ相電流指令補正処
理が行なわれる。ｑ相電流指令補正ブロック１１では、
該知らせに応じて、前記式（８），（９）の演算を行な
って、ｑ相電流指令Ｉｑ＊に補正値Ｉｃ（＝ｓｉｇｎ
（Ｉｑ＊）ｋ・Ｉｄ）を加えて（Ｉｑ＊＋Ｉｃ）とす
る。ｄ相電流Ｉｄを使用してｑ相電流指令Ｉｑ＊を小さ
くすることによってｑ相電流Ｉｑの増加は抑制されるこ
とになる。したがって、電圧飽和時の減速時における電
流増加は抑えられ、これによって、電力増幅器の破損や
モータの減磁作用が阻止されることになる。なお、この
とき、補正係数ｋを調整することによって、ｑ相電流指
令Ｉｑ＊の補正の程度を調節することができる。

【００３１】（２）指令電圧のクランプ，及び飽和処理 減速時において、指令電圧が飽和していない状態では、
Ｉｄ＝０，Ｉｑ＜０，ω＞０であるから、前記式（４）
によるｄ相電圧とｑ相電圧をベクトル図で表すと図５と
なる。なお、図５の（ｂ）はｄ相電圧Ｖｄを示し、図５
の（ａ）は｜Ｚ・Ｉｑ｜＞｜ωΦ｜の場合のｑ相電圧Ｖ
ｑ（＜０）を示し、図５の（ｃ）は｜Ｚ・Ｉｑ｜＜｜ω
Φ｜の場合のｑ相電圧Ｖｑ（＞０）を示している。ここ
で、高速回転時のｑ相電圧Ｖｑは、｜Ｚ・Ｉｑ｜＜｜ω
Φ｜となるから図５の（ｃ）で示される。この状態で、
ｄ相電圧Ｖｄがクランプされると図６の（ａ）に示すよ
うにｄ相電流Ｉｄが流れることになり、これにともなっ
て、ｑ相電圧Ｖｑは図６の（ｂ）に示すように減少す
る。したがって、ｄ相電流の増加に従って、ｄ相電圧Ｖ
ｄ，ｑ相電圧Ｖｑは減少することになる。このことは、
指令電圧のベクトル位相に変化は生じないことを意味し
ている。

【００３２】そこで、この実施例では、ｄ相及びｑ相の
積分器の値を書き替えることによってｄ相電流Ｉｄの増
加の防止を行なう。この実施例では、例えば、前記式
（１０）中に示したように、ｄ相の積分項の値ｓｕｍｄ
を（Ｖｄ＋ｋ２・Ｉｄ）／ｋ１に書き替え、ｑ相の積分
項の値ｓｕｍｑを（Ｖｑ＋ｋ２・Ｉｑ）／ｋ１に書き替
えることにより、このｄ相，ｑ相の積分器の値を書き替
えとクランプとを行なうことができる。図１において、
電圧飽和時にｄ相の積分項の値ｓｕｍｄを（Ｖｄ＋ｋ２
・Ｉｄ）／ｋ１に書き替え、ｑ相の積分項の値ｓｕｍｑ
を（Ｖｑ＋ｋ２・Ｉｑ）／ｋ１に書き替えると、電流制
御器から得られる出力はそれぞれＶｄ，ｑとなり、積分
器の飽和処理を行なうとともに指令電圧をクランプする
ことができる。

【００３３】（本発明の実施例を適用するサーボモータ
モータの構成例）図８は、本発明の実施例を適用したサ
ーボモータ制御系のブロック図であり、その構成は従来
のデジタルサーボ制御を行なう装置と同一の構成である
ため、概略的に示している。図８において、２０はコン
ピュータを内蔵した数値制御装置（ＣＮＣ）、２１は共
有ＲＡＭ、２２はプロセッサ（ＣＰＵ），ＲＯＭ，ＲＡ
Ｍ等を有するデジタルサーボ回路、２３はトランジスタ
インバータ等の電力増幅器、ＭはＡＣサーボモータ、２
４はＡＣサーボモータＭの回転とともにパルスを発生す
るエンコーダ、２５はロータ位相を検出するためのロー
タ位置検出器である。図７は上記デジタルサーボ回路２
２のプロセッサが所定周期毎に実施する電流ループ制御
処理のフローチャートである。デジタルサーボ回路２２
のプロセッサは、数値制御装置（ＣＮＣ）から指令され
た位置指令（もしくは速度指令）を共有ＲＡＭ２１を介
して読み取り位置ループ処理，速度ループ処理を行な
う。

【００３４】まず、速度ループ処理によって出力された
トルク指令Ｉｑ＊を読むとともに（ステップＳ１）、ロ
ータ位置検出器２５からロータ位相θを取り込む（ステ
ップＳ２）。次に、電流検出器で検出されるＵ相，Ｖ相
の実電流Ｉｕ，Ｉｖを取込み（ステップＳ３）、取り込
んだＵ相，Ｖ相の実電流Ｉｕ，Ｉｖとロータ位相θより
前記式（６）の演算を行なってｄ相，ｑ相の電流Ｉｄ，
Ｉｑを算出し（ステップＳ４）該ｄ相電流Ｉｄをフィー
ドバック電流とし、ｄ相電流指令を「０」として、通常
の電流ループ処理（比例積分制御）を行いｄ相指令電圧
Ｖｄを求める。また、ステップＳ１で読み取ったトルク
指令をｑ相の電流指令とし、ステップＳ４で算出したｑ
相の電流値Ｉｑをフィードバック電流として電流ループ
処理を行ってｑ相の電圧指令Ｖｑを求める（ステップＳ
５）。

【００３５】次に、ステップＳ５で求めたｄ相，ｑ相指
令電圧Ｖｄ，Ｖｑの合成ベクトルＶｃがクランプ電圧で
ある電圧リミット値Ｖｌｉｍｉｔを超えるか否かの判定
を行なう。すなわち、（Ｖｄ2 ＋Ｖｑ2 ）の値がＶｌｉ
ｍｉｔ2 の値より大きいか否かの判定を行なう（ステッ
プＳ６）。合成ベクトルＶｃが電圧リミット値Ｖｌｉｍ
ｉｔを超えない場合には、ステップＳ１３に進んで、ス
テップＳ５で算出したｄ相，ｑ相の電圧を指令電圧と
し、該電圧をｄ−ｑ変換してＵ，Ｖ，Ｗ相の電圧指令値
を求め出力する（ステップＳ１３）。また、ステップＳ
６において、合成ベクトルＶｃが電圧リミット値Ｖｌｉ
ｍｉｔを超えている場合には、ω・Ｉｑの符号によって
加速状態であるかあるいは減速状態であるかの判定を行
なう（ステップＳ７）。

【００３６】ステップＳ７の判定で、モータが正方向に
回転し（ω＞０），トルク指令Ｉｑ＊が正の場合、ある
いはモータが負方向に回転し（ω＜０），トルク指令Ｉ
ｑ＊が負の場合であって加速状態の場合には、ステップ
Ｓ９に進んで比例積分制御を行なってｄ相電圧Ｖｄ及び
ｑ相電圧Ｖｑを算出する（ステップＳ９）。また、ステ
ップＳ７の判定で、モータが正方向に回転し（ω＞
０），トルク指令Ｉｑ＊が負の場合、あるいはモータが
負方向に回転し（ω＜０），トルク指令Ｉｑ＊が正の場
合であって減速状態の場合には、ステップＳ８において
ｑ相電流指令補正の処理を行なう。ｑ相電流指令補正の
処理は、ステップＳ４で求めたｄ相電流Ｉｄに係数ｋを
乗じたＩｄ・ｋをＩｑ＊の符号に応じてトルク指令Ｉｑ
＊に加えることによって行なうことができる。その後、
このｑ相電流指令補正を行なったｑ相電流をステップＳ
９の比例積分制御によりｄ相電圧Ｖｄ及びｑ相電圧Ｖｑ
を算出する。

【００３７】次に、フローチャート中の破線の囲みで示
したステップＳ１０〜ステップＳ１２からなる電圧飽和
処理を行なう。電圧飽和処理では、減速時及び加速時に
おいてｑ相の積分項ｓｕｍｑを（Ｖｑ＋ｋ２・Ｉｑ）／
ｋ１に書換え（ステップＳ１０）、加速時においてのみ
（ステップＳ１１）ｄ相の積分項ｓｕｍｄを（Ｖｄ＋ｋ
２・Ｉｄ）／ｋ１に書換える（ステップＳ１２）。な
お、ステップＳ１１の判定は、前記ステップＳ７におけ
る判定と同様にモータ速度ωの符号とトルク指令Ｉｑ＊
の符号によって判定することができる。前記工程によっ
て得られたｄ相電圧Ｖｄとｑ相電圧Ｖｑを前記式（５）
に示すｄ−ｑ変換によってＵ，Ｖ，Ｗ相の電圧指令値を
算出して出力し（ステップＳ１３，ステップＳ１４）、
当該周期の電流ループ処理を終了する。

【００３８】（実施例の効果）図９及び図１０は本発明
の実施例によるシミュレーション結果を示すものであ
り、図１０の（ｂ）は図９に示すような−５０００ｒｐ
ｍから５０００ｒｐｍまでのステップ加減速を印加した
場合の電流値を表している。図１０の（ｂ）に示す電流
では、電流リミット内に制御されている。これに対し
て、図１０の（ａ）は従来の制御方式によるシミュレー
ション結果であり、電流リミットオーバーが生じている
ことを示している。なお、図９中に示すａ，ｂ，ｃは図
１０中に示すａ，ｂ，ｃと対応している。

【００３９】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
電圧飽和状態における減速時の電流の増大を抑制するＡ
Ｃサーボモータの電流制御方法を提供することができ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の電流制御方法を実施するときのブロッ
ク線図である。

【図２】ｄ相，ｑ相指令電圧の関係を説明するための図
である。

【図３】加速時におけるｄ相，ｑ相電圧の説明図であ
る。

【図４】加速時において電圧指令が飽和したときのｄ
相，ｑ相電圧の説明図である。

【図５】減速時におけるｄ相，ｑ相電圧の説明図であ
る。

【図６】減速時において電圧指令が飽和したときのｄ
相，ｑ相電圧の説明図である。

【図７】本発明のデジタルサーボ回路のプロセッサが実
施する電流ループ処理のフローチャートである。

【図８】本発明の一実施例のデジタルサーボ系のブロッ
ク図である。

【図９】本発明の実施例によるシミュレーション結果を
示す図である。

【図１０】本発明の実施例によるシミュレーション結果
を示す図である。

【図１１】従来から行なわれているＡＣサーボモータの
制御系のブロック線図である。

【図１２】従来のＡＣサーボモータの制御系の３相電流
を別々に制御する電流ループ処理の詳細図である。

【図１３】ｄ−ｑ変換の座標系を説明する図である。

【図１４】電流制御をｄ−ｑ変換して行なう電流制御部
のブロック図である。

【符号の説明】

６ 電力増幅器 ８ ２相−３相変換器 ９ ３相−２相変換器 １０ 電圧飽和処理ブロック １１ ｑ相電流指令補正 Ｖｄ ｄ相電圧指令 Ｖｑ ｑ相電圧指令 Ｉｄ ｄ相電流指令 Ｉｑ ｑ相電流指令

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 ＡＣサーボモータの駆動電流とロータ位
   相とからｄ−ｑ変換によって磁界の作る磁束方向のｄ相
   電流を求め、該ｄ相電流が零となるように制御を行なう
   ＡＣサーボモータの電流制御方法において、指令電圧値
   が電力増幅器の制限を超える電圧飽和状態であって減速
   時には、ｄ相電流を使用してｑ相電流指令を小さくする
   ことを特徴とするＡＣサーボモータの電流制御方法。
2. 【請求項２】 前記電圧飽和状態において、電流ループ
   における電流指令の積分項の値を変更し、電圧リミット
   値にクランプした電圧指令を出力することを特徴とする
   請求項１記載のＡＣサーボモータの電流制御方法。
3. 【請求項３】 前記ＡＣサーボモータの電圧飽和はｄ相
   電圧とｑ相電圧を成分とするベクトルの大きさが電力増
   幅器の電圧リミット値を超えたことにより検知すること
   を特徴とする請求項１，又は２記載のＡＣサーボモータ
   の電流制御方法。
4. 【請求項４】 前記ＡＣサーボモータの減速はモータの
   回転とｑ相電流指令の極性により検知することを特徴と
   する請求項１，又は２記載のＡＣサーボモータの電流制
   御方法。