JPH0779278B2 - 直列・並列式ダイナミツクレンジ改変回路及び方法 - Google Patents

直列・並列式ダイナミツクレンジ改変回路及び方法

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JPH0779278B2
JPH0779278B2 JP61141215A JP14121586A JPH0779278B2 JP H0779278 B2 JPH0779278 B2 JP H0779278B2 JP 61141215 A JP61141215 A JP 61141215A JP 14121586 A JP14121586 A JP 14121586A JP H0779278 B2 JPH0779278 B2 JP H0779278B2
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レー・ミルトン・ドルビ
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レ−・ミルトン・ドルビ
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    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
    • H03G7/00—Volume compression or expansion in amplifiers
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
    • H03G9/00—Combinations of two or more types of control, e.g. gain control and tone control
    • H03G9/02—Combinations of two or more types of control, e.g. gain control and tone control in untuned amplifiers
    • H03G9/025—Combinations of two or more types of control, e.g. gain control and tone control in untuned amplifiers frequency-dependent volume compression or expansion, e.g. multiple-band systems

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  • Tone Control, Compression And Expansion, Limiting Amplitude (AREA)
  • Reduction Or Emphasis Of Bandwidth Of Signals (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、一般に信号のダイナミック・レンジ（Dynami
c range）を変更する回路装置、すなわち、ダイナミッ
ク・レンジを圧縮する圧縮器とダイナミック・レンジを
伸張する伸張器に関する。本発明はオーディオ信号及び
ビデオ（テレビジョン）信号を含む色々の形式の信号を
処理するに有用であるが、本発明の説明は主としてオー
ディオ信号の処理について述べる。本発明の原理は、公
知技術を適用することにより本開示の実施例を設計変更
することによって、他の信号の処理に適用できる。例え
ば、ビデオ信号用の圧縮器及び伸張器は瞬間的に作動す
ることができ、音節制御回路（syllabic control circu
itry）を必要としない。
圧縮器及び伸張器は通常は雑音低減を果たすために一緒
に（コンパンダ システムとして）使用される。信号は
伝送もしくは記録の前に圧縮され、伝送チャンネルから
受信もしくは再生された後に伸張される。しかしなが
ら、圧縮器は単独で、伝送チャンネルの容量に適合させ
る等のために、圧縮された信号が当該目的に適当である
ときはその後の伸張をすることなく、ダイナミック・レ
ンジを低減すべく使用できる。さらに、圧縮器はある種
の製品、特に、圧縮された放送信号又は予め録音された
信号を伝送し若しくは記録するためのみに意図されてい
るオーディオ製品に、単独に使用されている。伸張器
は、ある種の製品、特に、すでに圧縮された放送信号又
は予め記録された信号を受信若しくは再生するべく意図
されたオーディオ製品に、単独に使用されている。ある
種の製品においては、信号を記録するための圧縮器及び
圧縮済み放送信号若しくは予め記録された信号を再生す
るための伸張器として、モード切り替え可能に作られて
いる。
圧縮器、伸張（長）器及びコンパンダ型の雑音低減シス
テムの設計において、長期間追及されてきた目標は、印
加信号に対する圧縮器及び伸長器の高度な適合性であっ
た。すなわち、例えば理想的圧縮器は予定の圧縮法則に
従って動的動作（作用）を提供する、主要（優勢）信号
成分周波数部分を除き、作動周波数スペクトル全体に亘
って一定の利得を提供しなければならない。この目標は
本発明者による1965年10月11日付け英国仮明細書第4313
6号において「整合等化（conformal equalization）」
と呼ばれていることである。従って、前記文書（本発明
者によるそれぞれ1965年８月11日及び1966年１月18日付
け他の二つの英国仮明細書第34394号及び第02368号及び
それらから導かれたその後の特許（米国特許第3,846,71
9号及び米国特許第3,903,485号を含む）はとりわけ今日
では通常「帯域分離（band−splitting）法」及び「滑
動帯域（sliding band）法」として知られている技術を
含むいくつかの技術を使用して目標の達成が図られた。
帯域分離法によればスペクトルは各々が独立に動作を受
ける複数の周波数帯域に分割される。その方法では主要
信号成分がスペクトル全体の一部分のみの動的動作（圧
縮又は伸張）に影響を与える。これは主要信号成分全体
にわたり動的動作が影響される広帯域法と対照的であ
る。かくして帯域分離システムは広帯域分離システムよ
りも遥に程度の大きな適合性若しくは整合を与える。理
論上、スペクトル全体を非常に多数の帯域に分割するこ
とによって高度の適合性若しくは整合性あるシステムが
与えらる。しかしながらそのような装置の複雑さ及び費
用がそれを非実際的にしている。従って、設計上の妥協
点は満足できる性能を与えられる適当な数の周波数帯域
を選択することにより得られる。一つの良く知られた、
商業的に成功を収めた帯域分割式コンパンダ型オーディ
オ雑音低域システム（通常Ａ−型雑音低減システムとし
て知られる）においては四つの帯域が使用される（「オ
ーディオ雑音低減システム」と題するレイ・ドルビー著
のジャーナル・オブ・オーディオエンジニアリング・ソ
サイエティ（J.Audio Eng.Soc.）誌1967年10月号、第15
巻、第４号、383−388ページ）。
しかしながら、そのようなシステムは、帯域が分割され
ていて問題が各々の帯域に限定される傾向を有するため
に、問題の程度は低いとはいえ広帯域雑音低減システム
と同じことが問題になる。これらの問題は雑音低減シス
テムの設計においてよく知られており、主要信号の成分
に呼応して利得の変化が生ずる場合、主要信号成分によ
っては覆われ（masked）ない周波数において生ずる雑音
低減効果の損失及び雑音変調及び信号変調に関連した問
題を含んでいる。そのような問題は主として、システム
が主要信号にたいして完全に整合的でありえないことの
結果である。そのような雑音がどの程度可聴であるかは
また、システムが完全な相補性からどの程度隔たってい
るかによる。例えば、もしも伝送チャンネルの応答が圧
縮器及び伸張器の通過帯域内で不規則又は予測不可能で
あれば、その時は信号変調効果は伸張器で補償されな
い。
主要信号成分とは、考慮している周波数帯域内で動的動
作を起こさせるような十分なレベルを有した信号成分の
ことである。複雑な信号条件のもとでは一つ以上の信号
成分又は主要成分及び準主要成分があろう。圧縮器及び
伸張器の相補性に依存しているコンパンダにおいては、
主要信号成分（及び動的動作によって影響を受ける他の
信号）を含んだ信号スペクトルが伸張器内でそれらの正
しいレベルに回復されるためには、ある定義された圧縮
／伸張法則にしたがって圧縮／伸張されなければならな
い。この必要条件を追及すると色々公知の適合技術及び
トラッキング・フィルタ技術や、所謂「単終端（single
ended）」雑音低減システム（これは再生信号にのみ作
動する）の有用性を排除してしまう。これらシステムに
おいてはフィルタ動作は予定の圧縮／伸張法則に従わ
ず、その動作は多重信号の存在下では予測不可能であ
る。
適合性又は整合性を増大させる目標に向かう研究におい
て有用である別の方法は、滑動帯域法である。この方法
は制限（limiting）を達成するための信号依存性可変ろ
液（filtering）を使用する。一般的に、主要信号成分
は、主要信号成分を圧縮し、又は伸張するべく一つ又は
それ以上の可変フィルタ（たとえばハイパス、ローパ
ス、シェルフ、ノッチ等）の遮断周波数又は転移周波数
を移動（shift）させる。
単一の高周波数帯域においてのみ動作する滑動帯域シス
テムは再発行米国特許第28,426号及び米国特許第4,490,
691号に記載されている。このシステムはＢ−型雑音低
減として知られている消費者用コンパンダ型オーディオ
雑音低減用の基礎をなすものであが、可変フィルタと直
列な固定ハイパスフィルタを二重路構成として有する。
「二重路構成」とは、動的動作に独立な主要路と動的動
作を備えた一つ以上の二次路すなわち側路を使用して圧
縮特性及び伸張特性が達成されるものである。上記の側
路は主要路の入力または出力から入力を得、その出力は
圧縮または伸張を与えるべき主要路と加算的に又は減算
的に結合される。一般的に、側路は、ある型の制限又は
可変減衰を与え、主要路への接続のされかたが、主要路
信号成分を（圧縮するため）昇圧する（boost）かまた
は（伸張するため）降圧する（buck）かを決定する。そ
のような二重路装置は米国特許第3,846,719号、米国特
許第3,903,485号、米国特許第4,490,691号及び再発行米
国特許第28,326号に詳細に記載されている。
コンパンダ型オーディオ雑音低減システム用の、単一路
装置（例えば動的動作が単一信号路において達成される
もの）における高周波可変シェルビング・フィルタ（sh
elving filter）は、米国特許第3,911,371号に記載され
ている。米国特許第3,665,345号の第１図及び第２図の
実施例では、側路が静止状態（quiescent condition）
において全パス（all−pass）特性を有した可変シェル
ビング・フィルタをふくんでいる二重路装置が開示され
ている。コンパンダシステム用の可変シェルビング応答
を与える別の方法は、米国特許第3,934,190号に開示さ
れている。
これらの滑動帯域装置における一つの欠点は、主要高周
波信号成分があるとその可変フィルタ転移周波数が、信
号成分の上方に移動することにより、雑音低減が与えら
れる周波数領域を低周波帯に制限してしまうことであ
る。その雑音低減の損失は帯域分割システムにおけるよ
り顕著に可聴であり、それに関連した副次効果（雑音変
調や信号変調）は滑動帯域システムに固有である増倍効
果のために固定帯域装置におけるよりもさらに深刻であ
ろう。この効果は滑動帯域システムが圧縮を与える与え
方に起因する。例えばもしも主要高周波信号があり、2d
Bの利得の低減がその周波数において必要とされると、
可変フィルタ遮断周波数はフィルタ勾配に沿って、その
大きさの減衰を与えるに必要な程度移動する。しかしな
がら新しい遮断周波数からもっと低い周波数に対しては
効果は５又は10dB程度の動的動作となり、信号変調又は
雑音変調発生の恐れがあると共に雑音低減のすべて又は
ほとんどが失われる結果となる。換言するとこの例で
は、主要信号の2dBの変化は主要信号から離れた周波数
において５又は10dBの変化を起こしうる。第１図はこの
効果を例示する理想化された圧縮器特性応答曲線である
（この書画では色々の応答特性曲線は、圧縮器のもので
あり、各々の伸張器特性は圧縮器特性の相補的のもので
あることを了解されたい）。比較的にまれな条件の下で
はあるが非常に高い周波数の主要信号成分（例えばシン
バル）が滑動帯域フィルタを制御するとき、もしも伸張
器が適当に圧縮器を追跡しないと、主要信号以外の中帯
域信号成分にも可聴変調が生じる。この問題は「中帯域
変調効果」と呼ばれる。この問題を解決する一つの方法
は前記米国特許第4,490,691号に開示されている。
固定帯域装置においては、同一の利得低減が主要信号成
分に呼応して周波数帯域（それが広帯域でも、帯域分割
システムの一つの周波数帯域でも）全域にわたり起こ
る。かくして信号若しくは雑音の変調が起こる一方、効
果の増倍は全く無い。即ち、主要信号成分のレベルにお
ける2dBの変化は主要信号成分から離れた周波数では2dB
を超える利得変化を起こさないであろう。しかしながら
雑音低減効果の観点から見ると、これは固定帯域装置の
不利な点である−−主要信号成分に応答して制限が起こ
るときは動作周波数帯域内のどこでもその十分な雑音低
減効果は得られない。第２図はこの効果を例示する理想
化された圧縮器特性応答曲線である。効果は増倍しない
とはいえ、この固定帯域動作が起こる周波数帯域全体に
わたり、雑音及び信号の変調が起こる可能性がやはりあ
る。
上記の欠点にもかかわらず、滑動帯域装置の利点は、主
要信号成分より上方の周波数にて（周波数の下方へ作用
する滑動帯域システムの場合には主要信号成分より下
方）十分な雑音低減効果が得られることである。かくし
て各々の不利な点（例えば固定帯域では増倍はないが動
作領域にわたり雑音及び信号変調があること、及び滑動
帯域では中帯域変調作用があること）を排除し、しかも
固定帯域システムと滑動帯域システムの利点（例えば、
固定帯域では変調作用の増倍がないこと及び滑動帯域で
は主要信号周波数より上方で最小の信号又は雑音の変調
が最小となること）を達成する装置が望ましい。
帯域分割装置の別々の周波数帯域において固定帯域及び
滑動帯域の動作を使用すること、及び同一周波数帯域内
で一つ以上の動的動作を使用することは公知であるが、
先行技術の装置はまだ、実質的に同一の周波数帯域内で
これら動作を使用することによる固定帯域及び滑動帯域
の上記利点を得ていない。
本発明は、固定帯域及び滑動帯域特性動作が慨して同一
かもしくは重畳する周波数帯域内で作動する圧縮器、伸
張器及びコンパンダ型雑音低減装置によって、整合等化
（conformal equalization）の理想にさらに厳密に近づ
ける、という認識に基づいている。実用上、そのような
成果は、固定帯域及び滑動帯域回路素子を並列に作動さ
せることにより達成される。この場合、並列な単一路装
置又は二重路装置の並列側路のいずれとしてでもよい。
そのような成果はまた、比較的に低圧縮率が使用され、
その結果、全体的な比（積）が信号チャンネルに対し適
当な値を超えないようにされていれば、そのような素子
を直列状配置にして使用しても達成される。たとえば、
それぞれが比1.5:1の二つの直列素子は全体比2.25を生
ずるが、これはテープレコーダーチャンネルに適したも
のである。従って直列接続された圧縮素子の効果は、実
質的に同一のダイナミック・レンジ内で生じ、制御増幅
器利得が下げられ、かつまたは下流素子のしきい値が上
流素子により発生された信号利得を補償するために上げ
られる。
本発明の技術を適用することにより、固定帯域及び滑動
帯域特性動作の両方の利点がそれらの不利点を回避しつ
つ得られる。従って、もしも滑動帯域特性及び固定帯域
特性が実質的に同一周波数領域（広帯域又はある確定さ
れた帯域）及び同一レベル領域内で作動されれば、その
組合せの静止特性（quiescent characteisfic）はいず
れか一つのみを採用したときの静止特性と同一に出現す
る。なぜならば、二つの静止特性が同一であるからであ
る。主要信号成分がそれらの周波数領域に出現すると、
それぞれの特性が反応する。すなわち固定帯域特性はそ
の周波数帯域にわたり一様のレベル降下し、滑動帯域特
性は周波数的に滑動する。
これらの変化が起こるに伴い、静止状態では一つの特性
として出現したこれら二つの特性が二つとなって発現す
る（第3A図）。すなわち、組合わされた特性が主要信号
周波数より上方（当該滑動帯域が周波数上方又は下方の
いずれに向けて作動するかに応じて、下方）の滑動帯域
特性として、そして又、主要信号周波数より下方（又は
上方）の固定帯域特性として、出現する。第3B図は滑動
帯域が主要信号より上方にある場合の例を示し、第3C図
は滑動帯域が主要信号より下方にある例を示す。二つの
動作領域が主要信号周波数によって分割されて現れる。
従って滑動帯域特性が「覆われない」で残した領域は、
実行上、フロアレベル（floor level）又は基礎レベル
（foundation level）を与える固定帯域特性によって補
完される。その結果、固定帯域及び滑動帯域装置双方の
利点を、それらの不利点を回避しつつ得られる。最大の
雑音低減効果及び最小の変調効果が滑動帯域特性が作動
する主要信号より上方（又は下方）にて、雑音低減の損
失と固定帯域特性の存在による主要信号より下方（又は
上方）での信号変調及び雑音発生を回避しつつ、得るこ
とができる。従ってもしも滑動帯域特性が単独で動作し
ていたならば生ずるであろう主要信号より下方（又は上
方）での増倍効果が無い。にも拘らず主要周波数より上
方（又は下方）での滑動帯域特性の利点が得られる。
第3A図、第3B図、及び第3C図の例の特性は、主要路及び
二つの側路を有する二重路装置により達成することがで
きる。この場合、一つの滑動帯域側路は、作動時、単極
ハイパス特性又はローパス特性を備えたオールパス静止
特性を有し、もう一つの側路は広帯域固定帯域である。
もしも各側路が単独に10dBの動作を与えるべく使用され
ると、そのときは両側路の効果が加算されて約14.5dBと
なる。その静止特性はしたがって平坦な14.5dBの広帯域
特性となる。類似の特性が、上記滑動帯域を有した一つ
の回路と広帯域固定帯域を有したもう一つの回路とから
なる単一側路二重路回路二つの直列によって、得られ
る。並列又は直列な装置のいずれかに主要信号が出現
し、二つの特性が反応すると、両特性が作動的となる領
域（たとえば滑動帯域が作動的である領域）は両特性が
共にその最大値にあるときよりも小さな加算特性を有す
る（滑動帯域特性はそれが有効である10dBに留まってい
るにも拘らず、固定帯域は領域全体にわたり減衰してし
まっており、従ってそれらの和は前記最大値より小さい
のである）。もしも二つの単一路並列路が使用されてい
たならば、全体的余剰効果（excess effect）は、二重
路の例において見られた4.5dBにすぎなかったものの代
りに6dBとなることに注目されたい。これは上記公知の
ものよりもさらに優れた二重路回路の利点である。
さらに適合性の高い装置が高周波数帯域及び低周波数帯
域がそれぞれ直列又は並列の固定帯域／滑動帯域特性動
作素子から構成される帯域分割装置を本発明に基づいて
与えることにより達成できる。その滑動帯域は高周波帯
域では上方に向けて作動するが、低周波帯域においては
滑動帯域が周波数下方に向けて作動する。静止状態では
両特性が平坦な全体的特性を与えるように重畳する。ゆ
るやかなフィルタ勾配（たとえば6dB/オクターブ）と周
波数帯域中央（たとえばオーディオシステムに対しては
約800Hz）に共通の静止コーナー周波数を選択すること
によって処理すべき帯域の実質的部分にわたり高周波及
び低周波特性による主要信号の優れたトラッキングが可
能である。そのような装置の静止応答が第4A図に示され
ている。二つの主要信号が存在するときは、最大の雑音
低減が最も重要となる両信号の上方及び下方の周波数で
は滑動帯域応答を、そして両主要信号間周波数では固定
帯域応答を、与える（第4B図）。
当業者には圧縮器および伸張器に適した滑動帯域及び固
定帯域回路はよく知られている。第５図は数通りの方法
で使用できるオーディオ信号処理用の先行技術による滑
動帯域回路のブロック線図を示す。これは、単一路圧縮
器（図示の場合）として、又は単一路伸張器として（演
算増幅器の帰還回路内に置いて使用される）、又は二重
路圧縮器の側路として、又は二重路伸張器の側路とし
て、使用される。第５図のブロック線図に従う高周波滑
動帯域装置の回路の詳細は再発行米国特許第28,426号、
米国特許第4,490,691号、及び米国特許第4,498,060号に
記載されている。
第６図は単一路装置又は二重路装置の側路のいずれにお
いても圧縮器又は伸張器として同様に使用し得る、オー
ディオ信号処理用の先行技術による固定帯域回路のブロ
ック線図である。第６図のブロック線図に従う固定帯域
装置の回路の詳細は米国特許第3,846,719号、米国特許
第3,903,485号及び米国特許第4,498,060号に記載されて
いる。
本発明において有用である滑動帯域及び固定帯域回路素
子はオーディオ信号の処理に限られず、上記の型式の回
路のみならずそれら装置の公知設計変更例、たとえば、
米国特許第4,490,691号に記載されていようなもの、あ
るいは他の公知滑動帯域及び固定帯域回路もしくはこれ
らと等価のもの例えば米国特許第3,846,719号、米国特
許第3,903,485号、米国特許第3,911,371号、米国特許第
3,934,190号、米国特許第4,306,201号、米国特許第4,36
3,006号及び米国特許第4,363,007号、及び米国特許第4,
363,201号、米国特許第4,363,007号の固定帯域装置をも
含んでいる。上記引用の特許の明細書は、それら回路の
二重路装置における圧縮器及び伸張器としての作動と、
演算増幅器の帰還ループ内に配置されたときの相補的伸
張器としての圧縮器動作とに関して詳細な説明を含んで
いる。
第５図を参照すると、滑動帯域回路が、固定フィルタ
（２）、可変フィルタ（４）、オーバシュート抑制用非
線型制限器（８）に出力が接続される増幅器（６）を有
するものとして示されている。このオーバーシュート抑
制段の出力は、その回路の出力を与え、増幅器（10）付
き制御回路にも印加される。増幅器（10）の出力は半波
整流器（12）に印加され、平滑フィルタ（14）により積
分されて可変フィルタ（４）に対する制御信号を与え
る。固定フィルタ（２）は単極RCフィルタで与えること
ができる。可変フィルタ（４）も、電界効果トランジス
タ（FET）のソース・ドレーン路がFETゲートに印加され
た制御電圧によって可変抵抗として作動されるようにさ
れた簡単な単極RCフィルタで与えることができる。
第７図は、制御信号電圧レベルの増大に呼応して可変フ
ィルタ（４）の遮断周波数が周波数に関して上方に移動
する、高周波滑動帯域回路用の固定および可変フィルタ
装置である。第８図は、制御信号レベルの増大に呼応し
て可変フィルタ（４）の遮断周波数が周波数に関して下
方に移動する、低周波滑動帯域回路用の固定及び可変フ
ィルタ装置を示す。第７図では、固定帯域フィルタは直
列コンデンサ（16）と分路抵抗（18）によって限定さ
れ、可変フィルタ（４）は抵抗（20）及びコンデンサ
（22）の並列回路と、そのゲートに制御信号を受信する
分路FET（24）とにより限定される。コンデンサ（16）
及び抵抗（18）はハイパス・フィルタを構成し、抵抗
（20）、コンデンサ（22）及びFET（24）はハイパスシ
ェルビング・フィルタ（shelving filfer）を構成す
る。抵抗（20）は省略しうる（その結果可変フィルタ
（４）を可変ハイパス・フイルタに変える）が、抵抗
（20）を含めることはこのフィルタを通して大きな位相
シフトが生ずることを防止するのに有用である。第８図
では、固定フィルタは直列誘導子（26）及び分路抵抗
（28）のにより確定され、可変抵抗（４）は抵抗（30）
及び誘導子（32）の並列回路とベースに制御信号を受け
る分路FET（24）とにより確定される。誘導子（26）及
び抵抗（32）はローパス・フィルタを構成し、抵抗（3
0）、誘導子（32）、及びFET（24）はローパスシェルビ
ング・フィルタを構成する。抵抗（30）は第７図の回路
における抵抗（20）と同一目的を果す。実用上、誘導子
（26）及び抵抗（28）は直列抵抗及び分路コンデンサで
置換できる。接地されない誘導子（32）は演算増幅器を
使用するジャイレータ回路によって公知の如く模擬でき
る。
第７図及び第８図の装置は、静止状態のもとではFETピ
ンチオフであり、可変抵抗（４）はオールパス・フィル
タとなる。固定帯域フィルタ（２）が、したがって、回
路の周波数応答を決定する。信号受信時、FETが動作を
始めると、可変フィルタコーナー周波数が上昇し、もし
もそれが固定帯域フィルタのコーナー周波数の上になる
と、可変フィルタが回路の周波数応答を決定する。第５
図、第６図、第７図、及び第８図の装置の固定フィルタ
（２）は所望とあらば省略できるとはいえ、可変フィル
タのコーナー周波数が固定フィルタのコーナー周波数の
付近にあるときに起生する全体的フィルタ特性に鋭さ
（sharpness）が付加されることは、好ましい特性であ
る。
第５図の説明に戻るが、増幅器（10）は高周波回路の場
合、高周波における利得を増大させるために周波数重み
付けをされること、又は低周波回路の場合には必要な減
衰を生ずるように（可変フィルタのコーナー周波数を滑
動させることによって）十分な帯域狭少化（band narro
wing）を含むこと、が好ましい。平滑フィルタ（14）は
オーディオ信号処理（例えば音声制御）のための適当な
動作開始時間及び減衰時間を与える。
第６図を参照すると、固定帯域回路はFET減衰器（3
6）、出力がオーバーシュート抑制用非線型制限器（4
9）に結合された増幅器（38）を含むことが示されてい
る。増幅器（38）及び減衰器（40）は第５図の増幅器
（６）及び制限器（８）と同一である。このオーバーシ
ュート抑制段は回路の出力を与えると共に、全被整流器
（46）を駆動する位相分割器（44）に出力が印加され、
かつ平滑フィルタ（48）で積分される、増幅器（42）付
きの制御回路にも印加される。全被整流は第５図の滑動
帯域装置にも使用でき、また第５図の半被整流は第６図
の固定帯域装置にも使用できる。全被整流はより正確な
制御信号を与えるが、より高価である。FET減衰器は第
９図に示す単純な電圧分割器として形成される。FETの
ソース・ドレーン路は直列抵抗（52）の分路となる可変
抵抗として働く。この回路は、したがって広帯域可変減
衰器を与える。第６図のFET減衰器（36）前の入力と直
列に帯域限定フィルタを配置することにより、固定帯域
はそのフィルタにより限定される周波数帯域内でのみ、
効果を有する。
第10図は本発明の並列性の特徴に基づくコンパンダ・シ
ステムの一般的装置の一つを示す。ここでは、固定帯域
圧縮器（54）及び滑動帯域圧縮器（56）が並列に接続さ
れ、それぞれが同一入力を受けてそれらの出力が加算装
置（58）で結合され、伝送チャンネルへ印加される。こ
の伝送チャンネル出力は圧縮器（54）（56）が高利得増
幅器（60）の帰還路内にある相補的伸張器に印加され
る。そのような装置により伸張器を与えることは公知で
ある。固定帯域及び滑動帯域圧縮器がそれぞれ作動する
周波数帯域は、実質上同一であり、又は少なくとも実質
的に重畳している。固定帯域及び滑動帯域の圧縮器及び
伸張器がそれぞれ動的動作を与える信号レベル領域は、
実質上同一で、数dBの範囲内にある。圧縮器は上述した
装置の任意のものでよい。
圧縮器又は伸張器素子の並列配置（たとえば諸素子が並
列的に入力され、それらの出力が加算される）に対する
電圧伝達関数は、次式 Vout＝Vin［t1（ｓ）＋t2（ｓ）＋t3（ｓ）＋…］ で表わすことができる。ここにVinは印加電圧、Voutは
出力電圧、t1（ｓ）、t2（ｓ）、等は各並列素子の伝達
関数である。これら伝達関数は加算し合い、各素子は独
立に作動する。
さらに特定的装置が第11図に示されている。ここでは固
定帯域及び滑動帯域回路、たとえば第５図ないし第９図
に関連して述べたもの、が型式Ｉの二重路コンパンダ・
システム（米国特許第3,846,719号に一般的に述べられ
ている型式のもの）の側路内に配置されている。この装
置は、入力信号が固定帯域段（68）と滑動帯域段（70）
と主要路（72）とに印加される圧縮器（66）を有する。
段（68）（70）の出力は加算装置（74）で結合されてか
ら加算装置（76）内で主要路信号に加えられ、伝送チャ
ンネルに印加される圧縮器出力を与える。側路信号成分
はこのようにして主要路信号成分を昇圧し、圧縮動作を
生じさせる。伝送チャンネル出力は、圧縮器（66）と相
補的に形成された伸張器（78）に印加される。伸張器
（78）は、伝送チャンネル出力を受信して、固定帯域段
（68）と滑動帯域段（70）の出力の和を差引く。この和
は加算装置（82）で行なわれる。側路信号成分はこのよ
うにして主要路信号成分を降圧して伸張器動作を生じさ
せる。加算装置（80）は、段（68）（70）に伸張器出力
及び入力を与える主要路（84）に、その出力を印加す
る。
第12図は（米国特許第3,903,485号に一般的に記載され
ている型式の）型式II二重路装置が、加算装置（90）で
加算される固定帯域段（68）と滑動帯域段（70）の出力
の和及び入力信号を受信する入力信号加算装置（88）を
有することが示されている。加算装置（88）はその出力
を、伝送チャンネルに圧縮器出力を与えかつ圧縮器の段
（68）（70）に入力する主要路（92）に、印加する。側
路信号成分はかくして主要路信号成分を昇圧して圧縮器
動作を生じさせる。伝送チャンネル出力は、圧縮器（8
6）に対し相補的に形成された伸張器（94）に印加され
る。入力信号は固定帯域段（68）と、滑動帯域段（70）
と、主要路（96）とに印加される、段（68）（70）の出
力は加算器（98）で加算されてから加算装置（100）内
で主要路信号から差引かれ、伸張器出力を与える。この
側路信号成分はかくして主要路成分を降圧させて伸張動
作を生じさせる。
上記のように非常に有用な装置は、各帯域が並列的滑動
帯域及び固定帯域段（例えば高周波固定帯域段もしくは
素子、高周波滑動帯域段、低周波固定帯域段、低周波滑
動帯域段）から構成される、帯域分割式高周波帯域又は
低周波帯域段の特性を持つ圧縮器又は伸張器、を与える
ことである。これら並列段は、単独では米国特許第3,84
6,719号、米国特許第3,903,485号、米国特許Re第28,426
号、及び米国特許第4,490,691号に記載されているよう
な型式Ｉ又は型式Ｉ二重路装置における側路として、又
はダイナミック・レンジ改変装置として作動する。それ
ぞれ同一のコーナー周波数を持つ単極フィルタが、四段
の結合された静止応答が平坦となるように使用されるの
が好ましい。高及び低周波段に対する有利なコーナー周
波数は、オーディオ・システムの場合、約800Hzであ
る。緩やかなフィルタ勾配6dB/オクターブの場合、もし
も高周波段が800Hzのコーナー周波数を有すれば、100Hz
あるいは200Hzの低さでも顕著な動作が与えられる。も
しも低周波段もまた800Hzのコーナー周波数を有すれ
ば、6k Hzから8k Hzの高さままで顕著な動作が得られ
る。したがって、たとえば、ほとんどの代表的音楽のエ
ネルギーを含む、200ないし6k Hzの領域内の深奥にとっ
て高及び低周波段が有効であり、信号のトラッキング効
果を与える。たとえば以下にさらに説明するように、そ
の領域の単一の主要信号に対しては全体的応答は主要信
号より上方又は下方における二つの滑動帯域のものであ
る。二つ以上の主要信号に対しては、応答は最も上方の
及び最も下方の主要信号間にあり、又、滑動帯域応答は
最も上方又は最も下方の主要信号の上又は下にある。
第13図はすぐ上に述べた型式の帯域分割装置を示す。滑
動帯域段は上記の回路の任意のものを用いて与えられ
る。すべての固定帯域及び滑動帯域段に対して同一のコ
ーナー周波数（滑動帯域段の場合は静止コーナー周波
数）が使用されることが好ましい。高周波滑動帯域段
は、それらのコーナー周波数が信号レベルの上昇に伴い
静止周波数から上方に滑動するように作動するべきであ
る。低周波滑動帯域段は信号レベルの上昇に伴って段の
コーナー周波数が静止周波数から下方へ滑動すべきであ
る。第13図の装置は、型式Ｉの圧縮器として示されてい
るが、型式IIの形状のものでもよい。その構成は、高周
波固定帯域段（104）と、高周波滑動帯域段（106）と、
低周波固定帯域段（108）と、低周波滑動帯域段（110）
と、主要路（112）とに入力信号が印加される圧縮器（1
02）を有する。段（104、106、108、110）の出力は加算
装置（116）で加算されて、伝送チャンネルに印加すべ
き圧縮器出力を与える。これら側路信号成分はかくして
主要路信号を昇圧して圧縮器動作を起こさせる。伝送チ
ャンネル出力は、圧縮器（102）に対して相補的に形成
された伸張器（118）に印加される。この伸張器は伝送
チャンネル出力を受信して、加算装置（122）で加算さ
れた高周波固定帯域段（104）、高周波滑動帯域段（10
6）、低周波固定帯域段（108）、及び低周波滑動帯域段
（110）の出力の和を差引く。側路信号成分はかくして
主要路信号成分を降圧し、伸張動作を生じさせる。加算
装置（120）はその出力を、段（104、106、108、110）
に伸張器出力及び入力を与える主要路（124）に印加す
る。
第14図は本発明の直列的見地に基づくコンパンダ・シス
テムの一つの一般的装置を示す。この例では固定帯域圧
縮器（130）及び滑動帯域圧縮器（132）が直列に接続さ
れている。この固定帯域圧縮器が入力を受信し、圧縮器
全体の出力が滑動帯域圧縮器（132）から取られる。伝
送チャンネルに印加される。伝送チャンネル出力は相補
的固定帯域伸張器（136）と直列の相補的滑動帯域伸張
器（134）に印加される。システムの出力は伸張器（13
6）の出力から取られる。それぞれの固定帯域及び滑動
帯域の圧縮器及び伸張器が作動する周波数帯域は実質上
同一であり、又は少なくとも実質的に重畳している。そ
れぞれの固定帯域及び滑動帯域の圧縮器及び伸張器が動
的動作を与える信号レベルは実質上同一である。圧縮器
及び相補的伸張器は上記の任意の装置でよい。
直列配置になる圧縮器素子又は伸張器素子に対する電圧
伝達関数は次式 Vout＝Vin［t1（ｓ）t2（ｓ）t3（ｓ）…］ で与えられる。ここにVinは印加電圧、Voutは出力電
圧、t1（ｓ）、t2（ｓ）等は各直列素子の伝達関数であ
る。伝達関数は他の伝達関数と乗ぜられる。
第15図にはさらに特定的な装置が示されており、この場
合、第５図ないし第９図に関して述べたような固定帯域
及び滑動帯域回路が、（米国特許第3,846,719号に一般
的に述べられている型式の）コンパンダ・システムにお
ける直列のＩ型二重路圧縮器及び伸張器内に配置されて
いる。この装置は、入力信号が固定帯域段（140）と主
要路（142）とに印加される固定帯域圧縮器（138）を有
する。固定帯域段（140）の出力はその後、加算装置（1
44）内で主要路信号成分に加えられ、滑動帯域圧縮器
（146）に印加されるべき固定帯域圧縮器出力を与え
る。圧縮器（146）は、共に該固定帯域圧縮器の出力を
受信する滑動帯域段（148）と主要路（150）を有する。
段（148）の出力は加算装置（152）内で主要路信号成分
に加えられて、伝送チャンネルに出す圧縮器全体の出力
を与える。各圧縮器内の側路信号成分は主要路信号成分
を昇圧して圧縮器動作を生ずる。伝送路チャンネル出力
は、相補的固定帯域伸張器（156）と直列な相補的滑動
帯域伸張器（154）を含んだコンパンダ・システムの伸
張器部分に印加される。伸張器（154）は、伝送チャン
ネル出力を受信して滑動帯域段（148）の出力を差引く
入力加算装置（158）を有する。同様に伸張器（156）
は、滑動帯域伸張器（154）の出力を受信して固定帯域
段（140）の出力を差引く入力加算装置を有する。この
側路信号成分はかくして主要路信号成分を降圧して伸張
器動作を生ずる。伸張器の直列順が圧縮器の直列順と相
補的であることに注目されたい。
第16図には直列の型式II二重路コンパンダ装置（米国特
許第3,903,485号に一般的に述べられている型式のも
の）が示されており、この場合もまた、側路直列線内に
第５図ないし第９図に関して述べたような固定帯域及び
滑動帯域回路を使用している。この装置は、固定帯域段
（140）の出力を受信して、印加された信号を結合する
入力加算装置（164）に入力信号が印加される固定帯域
圧縮器を、有する。加算装置（164）はその出力を、固
定帯域圧縮器出力を滑動帯域圧縮器（168）に与える主
要路（166）に、印加する。圧縮器（168）は、滑動帯域
段（148）の出力に圧縮器（162）の出力を結合する入力
加算装置（170）を有する。加算装置（170）はその出力
を主要路（172）に印加するが、この主要路は入力を滑
動帯域段（148）に与えると共に全体的圧縮器出力を伝
送チャンネルに与える。各圧縮器内の側路信号成分は主
要路信号成分を昇圧して圧縮器動作を生ずる。伝送チャ
ンネル出力は、相補的固定帯域伸張器（176）に直列な
相補的滑動帯域伸張器（174）を含んだコンパンダ・シ
ステムの伸張器部分に、印加される。伸張器（174）へ
の入力は滑動帯域段（148）及び主要路（176）に印加さ
れる。滑動帯域段（148）の出力は固定帯域伸張器（17
8）に出力を与える加算装置（178）内で主要路から差し
引かれる。伸張器（178）への入力は固定帯域段（140）
と主要路（180）とに印加される。固定帯域段（140）の
出力は主要路から加算装置（182）内で差し引かれてシ
ステム全体の出力を与える。この側路信号成分は主要路
信号成分を降圧して伸張器動作を生ずる。伸張器の直列
順もまたこの構成の圧縮器の順に相補的であることに注
目されたい。
上記のように、非常に有用な装置は、それぞれが第５図
ないし第９図に関して述べた形式の直列滑動帯域段及び
固定帯域段からなる帯域分割式高周波及び低周波帯域圧
縮器又は伸張器を、与えることである。直列高周波及び
低周波段は、単独にダイナミック・レンジ改変装置とし
て、又は米国特許第3,846,719号、米国特許第3,903,485
号再発行米国特許第28,426号及び米国特許第4,490,691
号に記載されているようなＩ型またはII型二重路装置に
おける側路として、作動しうる二つの並列路内に配列さ
れる。好ましくは、結合された段の静止応答が平坦とな
るように各段に同一のコーナー周波数を有する単極フィ
ルタが使用される。高周波及び低周波段に対する有利な
コーナー周波数はオーディオ・システムに対して約800H
zである、緩やかなフィルタ勾配6dB/オクターブを使用
すると、もしも高周波段がコーナー周波数800Hzを有す
れば6k Hzないし8k Hzの高さの顕著な動作が与えられ
る。従って、例えば代表的な音楽におけるエネルギーの
ほとんどを有する帯域である200Hzないし6k Hzの領域内
にある信号に対しては、高周波段及び低周波段が有効で
あり、信号トラッキング効果を与える。例えばさらに下
に説明するように、この領域内の単一の主要信号に対し
ては全体的応答は主要信号の上方又は下方では二つの滑
動帯域応答である。二つ以上の主要信号に対しては応答
はそれぞれ、最上方及び最下方の主要信号間では滑動帯
域であり、最上方及び最下方の主要信号の上又は下では
滑動帯域応答である。
第17図はすぐ上に述べた形式の帯域分割装置を示す。こ
の滑動帯域段は上記の回路いずれを用いても与えること
ができる。すべての固定帯域および滑動帯域段に同一の
コーナー周波数（滑動帯域段の場合は静止コーナー周波
数）を使用することが好ましい。高周波滑動帯域段は、
信号レベルの上昇に伴ってそれらのコーナー周波数が静
止周波数から上方に滑動するように作動するべきであ
る。低周波滑動帯域段は、信号レベルの上昇に伴ってそ
れらのコーナー周波数が静止周波数から下方へ滑動する
ように作動すべきである。
第17図は、入力信号が主要路（186）と二つの並列側路
とに印加される圧縮器（184）を有する。この場合高周
波側路は直列に高周波固定域段（188）及び高周波滑動
帯域段（190）を有し、低周波側路は低周波固定帯域段
（192）及び低周波滑動帯域段（194）を有する。
これら二つの側路は加算装置（196）で結合されてか
ら、加算装置（198）内で主要路信号成分に加算され、
伝送チャンネルに印加されるべき圧縮器出力を与える。
側路信号成分はかくして主要路信号成分を昇圧して圧縮
器動作を生ずる。伝送チャンネル出力は圧縮器（184）
に対して相補的に形成された伸張器（200）に印加され
る。この圧縮器（184）は伝送チャンネル出力を受信し
てから高周波及び低周波側路の和を差し引く入力結合装
置（202）を有する。結合装置（202）は主要路（204）
に入力し、この主要路システム全体の出力が取り出さ
れ、側路入力が直列の高周波固定帯域及び滑動帯域段
（188、190）と、直列の低周波固定帯域及び滑動帯域段
（192、194）とに取り出される。側路出力は入力結合装
置（202）に印加される前に加算装置（206）で結合され
る。側路信号成分は主要路信号成分を降圧して伸張器動
作を生ずる。第17図の装置は型式Ｉ圧縮器として示され
ているが、型式II形状も使用できる。
第11図から第17図までにおいては各圧縮器及び伸張器の
主要路はダイナミック・レンジに関して線形で有り、側
路段の和のレベルは一般的に主要路の最大レベルより小
さい。これらの図の伝送チャンネルは任意の型式の記憶
媒体あるいは伝送媒体を含んでよく、また圧縮器からの
アナログ信号成分を別の形（例えばデジタル）に変換又
は符号化するための装置、符号化された信号を記録し又
は伝送する装置、及び符号化された信号をアナログ信号
成分に再変換し又は復合する装置を含んでよい。直列固
定帯域及び滑動帯域圧縮器は第14図ないし第17図に示す
ようなものでよく、又はそのかわりに、滑動帯域圧縮器
は固定帯域圧縮器の上流に配置されてもよい。相補性に
ついては、伸張器回路は第14図ないし第17図の装置にお
ける圧縮器回路の装置に対して逆の順に配置される。そ
れゆえ、直列接続された圧縮器素子の効果は実質的に同
一のダイナミック・レンジで生ずるように、制御増幅器
利得は下げられ、かつ又は下流素子のしきい値は上流の
素子により発生された信号利得を補償するために上昇さ
れるべきである。システムの伸張器部分では制御増幅器
利得は上昇され、かつ又は上流素子のしきい値は下げら
れるべきである。
第18図は第13図の装置の圧縮器（102）の静止特性及び
第17図の装置の圧縮器静止特性を表す。四つの段すべて
に共通のコーナー周波数800Hzを仮定した。これら曲線
はまた単極フィルタの6dB/オクターブ辺縁（skirt）の
実質的重畳を例示する。
【図面の簡単な説明】
第１図は先行技術による滑動帯域増倍効果を例示する理
想化された圧縮応答曲線である。 第２図は先行技術による固定帯域制限効果を例示する理
想化された圧縮器特性応答曲線である。 第3A図は本発明に基づき固定帯域素子及び滑動帯域素子
を並列にしたものの静止応答を示す理想化された圧縮器
特性応答曲線である。 第3B図は本発明に基づき並列にされた固定帯域素子及び
滑動帯域素子の、それらのしきい値の少し上方における
応答を示す理想化された圧縮器特性応答曲線であって、
滑動帯域が周波数の上方に向けて作動するときの図であ
る。 第3C図は本発明に基づき並列にされた固定帯域素子及び
滑動帯域素子の、それらのしきい値の少し上方における
応答を示す理想化された圧縮器特性応答曲線であって、
滑動帯域が周波数上方に向けて作動するときの図であ
る。 第4A図は、それぞれが本発明に基づき並列にされた固定
帯域素子及び滑動帯域素子を有する高周波及び低周波回
路の静止応答を示す理想化された圧縮器特性応答曲線で
あって、該回路が共通のコーナー周波数800Hzを有する
ときの図である。 第4B図は第4A図に関連して言及したと同一の高周波及び
低周波回路の、二つの主要信号が存在するときの応答を
示す、理想化された圧縮器特性応答曲線である。 第５図は先行技術の滑動帯域回路のブロック線図であ
る。 第６図は先行技術の固定帯域回路のブロック線図であ
る。 第７図は第５図の回路に使用できるフィルタの略線図で
ある。 第８図は第５図の回路に使用できる別のフィルタの略線
図である。 第９図は第６図の回路に使用できるFET減衰器の略線図
である。 第10図は、並列な固定帯域素子及び滑動素子を有するコ
ンパンダ型雑音低減システムとして実施された本発明を
一般的に示すブロック線図である。 第11図は、第５図ないし第９図に関して述べた型式の並
列固定帯域及び滑動帯域段を使用する型式Ｉ二重路装置
を示すブロック線図である。 第12図は第５図ないし第９図に関して述べた型式の並列
固定帯域及び滑動帯域段を使用する型式II二重路装置を
示すブロック線図である。 第13図は第５図ないし第９図に関して述べた型式の並列
の高周波及び低周波固定帯域及び滑動帯域段を使用する
型式Ｉ二重路装置を示すブロック線図である。 第14図は直列の固定帯域及び滑動帯域段を有するコンパ
ンダ雑音低減システムとして実施された本発明を一般的
に示すブロック線図。 第15図は第５図ないし第９図に関連して述べた型式の直
列固定帯域及び滑動帯域段を使用する型式Ｉ二重路装置
を示すブロック線図である。 第16図は第５図ないし第９図に関連して述べた型式の直
列固定帯域及び滑動帯域段を使用する型式II二重路装置
を示すブロック線図である。 第17図は第５図ないし第９図に関連して述べた型式の固
定帯域及び滑動帯域段をそれぞれに備えた高周波及び低
周波数側路を使用した型式Ｉ二重路装置を示すブロック
線図である。 第18図は第13図及び第17図の装置に関連した特特性応答
曲線である。 54〜64……本発明の配置による圧縮器／伸張器 66、78、102、124、138〜160、182〜206……型式Ｉ装置 130〜136……コンパンダ・システム 86〜100、162〜182……型式II装置。

Claims (9)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】入力信号のダイナミックレンジを改変する
    回路であって、 可変利得回路装置と、 可変瀘波フィルタ回路装置と、 該回路装置を直列又は並列に接続する装置と、 該入力信号を、該直列又は並列に接続した該回路装置に
    結合する装置と、 該直列又は並列に接続した該回路装置から出力信号を導
    出する装置とを含むダイナミックレンジ改変回路。
  2. 【請求項２】該回路装置の少なくとも一つが限定された
    周波数帯域内で作動し、該回路装置が、静止状態期間中
    少なくとも実質的に重複した周波数領域内で作動する、
    請求項１記載の回路。
  3. 【請求項３】該回路装置が並列回路の路に配置される、
    請求項１記載の回路。
  4. 【請求項４】該回路装置が直列回路の路に配置される、
    請求項１記載の回路。
  5. 【請求項５】該可変利得回路装置が、各々がほぼ同一遮
    断周波数を持つ帯域限定周波数を有する、第１及び第２
    可変利得回路を含み、該第１可変利得回路に含まれる該
    帯域限定フィルタが、該入力信号周波数スペクトルの下
    部における帯域を限定し、該第２可変利得回路に含まれ
    る該帯域限定フィルタが、該入力信号周波数スペクトル
    の上部における帯域を限定し、該可変瀘波フィルタ回路
    装置が第１及び第２可変瀘波フィルタ回路を含み、該第
    １可変瀘波フィルタ回路の静止フィルタ特性が、該第１
    可変利得回路の帯域限定フィルタで限定される帯域とほ
    ぼ同一の帯域を限定し、該第２可変瀘波フィルタ回路の
    静止フィルタ特性が、該第２可変利得回路の帯域限定フ
    ィルタで限定される帯域とほぼ同一の帯域を限定し、該
    第１可変瀘波フィルタ回路が周波数において下方に移動
    する遮断周波数を有し、該第２可変瀘波フィルタ回路が
    周波数において上方に移動する遮断周波数を有する、請
    求項１記載の回路。
  6. 【請求項６】周波数帯域内で入力信号成分のダイナミッ
    クレンジを改変する方法であって、 電圧伝達関数t1（ｓ）及びt2（ｓ）で表される２つの回
    路特性作用を選択する場合において、該伝達関数の１つ
    が固定帯域特性を表し、他の伝達関数が滑動帯域特性を
    表すとき、該特性作用が少なくとも部分的にほぼ同一周
    波数及びレベル領域内で作動するように該特性作用を選
    択し、 電圧Vinで表される入力信号成分を印加する場合、出力V
    outが Vout＝Vin［t1（ｓ）＋t2（ｓ）］ で表されるように、該回路特性作用を作動させることか
    ら成るダイナミックレンジ改変方法。
  7. 【請求項７】周波数帯域内で入力信号成分のダイナミッ
    クレンジを改変する方法であって、 電圧伝達関数t1（ｓ）及びt2（ｓ）で表される２つの回
    路特性作用を選択する場合において、該伝達関数の１つ
    が固定帯域特性を表し、他の伝達関数が滑動帯域特性を
    表すとき、該特性作用が少なくとも部分的にほぼ同一周
    波数及びレベル領域内で作動するように該特性作用を選
    択し、 電圧Vinで表される入力信号成分を印加する場合、出力V
    outが Vout＝Vin［t1（ｓ）t2（ｓ）］ で表されるように、該回路特性作用を作動させることか
    ら成るダイナミックレンジ改変方法。
  8. 【請求項８】周波数帯域内で入力信号成分のダイナミッ
    クレンジを改変する回路であって、 各々が電圧伝達関数t1（ｓ）及びt2（ｓ）で表される、
    それ自体の特性作用を有する２つの回路素子にして、該
    伝達関数の１つが固定帯域特性を表し、他の伝達関数が
    滑動帯域特性を表すとき、該特性作用が少なくとも部分
    的にほぼ同一周波数及びレベル領域内で作動するように
    設ける回路素子と、 電圧Vinで表される入力信号成分を印加する場合、出力V
    outが Vout＝Vin［t1（ｓ）＋t2（ｓ）］ で表されるように、該回路素子を相互接続する装置とか
    ら成るダイナミックレンジ改変回路。
  9. 【請求項９】周波数帯域内で入力信号成分のダイナミッ
    クレンジを改変する回路であって、 各々が電圧伝達関数t1（ｓ）及びt2（ｓ）で表される、
    それ自体の特性作用を有する２つの回路素子にして、該
    伝達関数の１つが固定帯域特性を表し、他の伝達関数が
    滑動帯域特性を表すとき、該特性作用が少なくとも部分
    的にほぼ同一周波数及びレベル領域内で作動するように
    設ける回路素子と、 電圧Vinで表される入力信号成分を印加する場合、出力V
    outが Vout＝Vin［t1（ｓ）t2（ｓ）］ で表されるように、該回路素子を相互接続する装置とか
    ら成るダイナミックレンジ改変回路。
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