JP2623247B2 - 音声信号ダイナミツクレンジ改変用過渡特性制御回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は概して音声（オーディオ）信号のダイナミッ
クレンジを改変する回路装置、すなわち、ダイナミック
レンジを圧縮する圧縮器（コンプレッサ）およびダイナ
ミックレンジを伸長させる伸長器（イクスパンダ）に関
する。特に本発明は、音声信号のダイナミックレンジを
改変する回路装置の過渡的（トランジエント）制御面に
おける改良に関する。

コンプレッサとイクスパンダは雑音を減少させるため
に常時一緒に使用される（コンパンダ装置）。信号は送
信または記録前に圧縮され、送信チャンネルからの受信
または再生後に伸長される。しかし、コンプレッサはダ
イナミックレンジを減少させ、例えば送信チャネルの容
量に合わせるのに単独で使用され、圧縮信号が最終目的
に適するときは次の伸長はない。さらに、コンプレッサ
はある製品に、とりわけ圧縮された放送信号またはあら
かじめ記録された信号を送信したり記録するためにのみ
使用されるオーディオ製品に単独で使用される。イクス
パンダはある製品に、とりわけ既に圧縮された放送信号
またはあらかじめ記録された信号を受信したり再生する
ためにのみ使用されるオーディオ製品に単独で使用され
る。ある製品では、単一の装置が信号を記録するコンプ
レッサとしてまた圧縮された放送信号またはあらかじめ
記録された信号を再生するイクスパンダとしてスイッチ
可能モードで作動するようにしばしば構成されている。

優位の（優勢な）信号成分とは、考慮中の周波数帯域
内でダイナミック・アクション（動的作動）を起こさせ
るのに十分なレベルを有する信号成分である。複雑な信
号状態においては、２以上の優勢信号成分若しくは優勢
信号成分と副優勢信号成分とが存在するであろう。圧縮
器と伸長器の相補性に依存する圧伸器（コンパンダ）シ
ステムにおいては、すべての信号成分を定められた圧縮
・伸長法則にしたがって圧縮および伸長し、伸長器にお
いて優勢信号成分（および動的作動の影響を受ける他の
信号）を含む信号スペクトルをそれぞれ正しいレベルで
復元するようにしなければならない。

滑動帯域回路では、ダイナミック・アクションを与え
るために信号に依存する可変濾波を用いる。一般的に１
以上の可変フィルタ（例えば、低域、高域、シェルフ、
ノッチ等）のカットオフまたはターンオーバ周波数を偏
移させて、優勢信号成分を圧縮または伸長するようにす
る。例えば、高周波音声圧縮または伸長に対しては、可
変下部コーナ周波数を有する高域フィルタを用いて高周
波増幅（ブースト）（圧縮用）または低減（カット）
（伸長用）を行うことができる。高周波帯域信号が増大
するにつれて、フィルタのコーナ周波数は上方へ滑動
し、増幅または低減帯域を狭くして有用な信号を増幅ま
たは低減から除外する。この様な回路は低周波で作動す
るように構成ことも可能で、この場合には可変上部コー
ナ周波数を有する低域フィルタにより低周波増幅または
低減を行うことができる。

単一の高周波帯域のみで作動する滑動帯域システム
が、米国特許Re28,462および第4,490,691号に記載され
ている。同システムは、Ｂ形雑音減少（低減）として知
られる周知の消費者用圧伸形音声雑音低減装置の基礎を
なし、２重路（通路）配列の形態で、可変フィルタと直
列の固定高域フィルタを有する側路を含む。

固定帯域回路は可変利得または損失装置を用いてダイ
ナミック・アクションを与える。固定帯域回路における
圧縮または伸長は、回路が作動する全周波数帯域で同程
度に行われる。

固定帯域回路の例は、米国特許第3,846,719号、同第
3,903,485号および1967年10月のオーディオ技術協会誌
第15巻、第４号、第383−388頁に記載されている。後者
の文献では、Ａ形雑音低減として知られる周知の職業用
圧伸形音声雑音低減システムが記載されている。同シス
テムでは、固定帯域回路が帯域分割装置の形で具体化さ
れ、周波数スペクトルが対応する帯域フィルタにより複
数個の帯域に分割され、ダイナミック・アクションは各
周波数帯域でほぼ独立している。

入力信号周波数帯域全体に亘って作動する単一固定帯
域回路を用いることもできる。この様な装置は広帯域圧
縮器および伸長器として知られる。

「２重路」配列においては、本質的にダイナミック・
アクションを持たない主路とダイナミック・アクション
を有する１以上の側路とにより、圧縮または伸長特性が
達成される。側路の入力は、主路の入力または出力から
取り、側路の出力は、圧縮または伸長を与えるために、
加算または減算的に主路と結合する。一般的に側路は一
種の制限または可変減衰（例えば、固定帯域または滑動
帯域回路として）を与え、側路を主路と接続する方法に
よって、主路信号成分を増幅（圧縮を与えるために）す
るか若しくは低減（伸長を与えるために）するかが決ま
る。かかる二重通路方式は米国特許第3,846,719号；第3
03,485号；第4,490,691号および米国特許Re28,426に詳
しく説明されている。

ダイオード形の制限デバイスのような、自動的に応答
するデバイスを可変素子として使用する滑動帯域回路ま
たは固定帯域回路を作ることはできるが、制御信号に応
答する被制御デバイスを使用することが一般に望まし
い。後者の方法は、制御信号に基づく作動を実行するこ
とによって回路の作動を制御する柔軟性を回路設計者に
与える（例えばＡ形およびＢ形の装置で行われるような
制御信号の周波数選択とかレベル依存増幅等）。

上述のＡ形およびＢ形の装置では、電界効果トランジ
スタ（FET）のソース・ドレイン通路が電圧制御可変抵
抗器（Ａ形の装置では可変減衰器の可変素子を構成しま
たＢ形の装置では可変フィルタの可変素子を構成する）
が使用されている。入力信号から誘導される直流制御電
圧はFETゲートに加えられる。誘導は、所望のダイナミ
ック作用を達成するため必要に応じて、制御電圧振幅の
整流、平滑、および調節などを含む。制御電圧が増加す
るにつれて、制限の度合は、固定帯域回路において減衰
を増加することにより、また滑動帯域回路においてフィ
ルタのコーナ周波数をその静止位置からずっと遠くに移
動することによって増加する。

Ａ形、Ｂ形、および他の既知のコンパンダ装置におけ
る制御回路配列の１つの不利な点は、通過帯域信号と制
御回路に達する停止帯域信号との直線加算的な組合せか
ら直流制御信号が作られることである。帯域分割装置の
固定帯域回路の場合は、通過帯域は特定回路が作動する
周波数帯であり、停止帯域は装置によって処理される信
号スペクトルの残部である。滑動帯域回路の場合は、通
過帯域は可変フィルタの通過帯域内の周波数帯であり、
停止帯域はその通過帯域の外側の周波数帯である。理想
の回路では、圧縮または伸長は固定帯域の通過帯域また
は滑動帯域の通過帯域の外側の信号のレベルによって影
響されてはならない（その休止位置にかかわらず）。こ
の問題の１つの解決は米国特許第4,498,055号に示され
ている。

米国特許第4,498,055の教示によれば、直流制御信号
の形成は、レベルに依存する方法で変えられ、入力信号
のレベルが上昇するにつれて停止帯域信号成分に対する
直流制御信号の応答が低下するようにされる。実際的実
施例においてこれは、変調制御信号と称する信号により
制御信号を低減させることにより達成される。固定帯域
回路の場合には、変調信号により、優勢な制御信号が基
準レベルを越えて増幅（圧縮の場合）されないことを保
証するのに必要な利得の値を越えないことが保証され
る。滑動帯域回路の場合には、変調信号により、優勢な
制御信号が基準レベルを越えて増幅（圧縮の場合）され
ないことを保証するのに必要な可変フィルタの周波数滑
動の値を越えないことが保証される。各々の場合におい
て、変調信号によって、さもない場合におけるよりも高
レベル信号に対する直流制御信号は低下する。その結
果、高レベル信号に対しては、ダイナミック・アクショ
ン回路からの出力信号はさもない場合におけるより高
い。

圧伸形雑音低減システムにおける基本的設計上の対立
は、急速に変化する波形を処理する（信号行過ぎ量を最
小にするために）能力を、信号変調および雑音変調を最
小にせんとする要望に対して均衡させる要件である。入
力信号の急速な振幅変化に応答する圧縮器（または伸長
器）の能力は、作動開始（アタック）時間または入力振
幅変化に応答して装置（デバイス）がその利得を変える
（またはフィルタのコーナ周波数を偏移する）のに要す
る時間と直接関連する。長いアタック時間は変調歪みを
減少させる傾向がある。装置の利得またはコーナ周波数
が変化し得るよりも急激な入力信号の振幅変化が起こる
と（制御信号の遅れに起因して）、行過ぎ量が生じる。
例えば、圧縮器が２倍の利得を有し（ある定常入力状態
の結果として）、当該圧縮器が圧縮法則に従って所望の
利得を与えるために利得を低減させることができないよ
うな状態で、入力信号の振幅が突然２倍となった場合に
は、入力信号の増大に伴う振幅ジャンプ（急増）および
急激性に依存して、出力信号は所望の振幅を越え、所望
の最大出力を越えるであろう。この様な出力の増大が行
過ぎ量といわれる。通常行過ぎ量は、圧縮度と等しい値
の最大振幅を有する。通常行過ぎ量は、入力信号が適切
に変えられるまで続くか、若しくは、入力信号が新たな
高レベルで一定に保たれる場合には、制御回路の時間遅
延が十分克服されて圧縮器の利得が圧縮法則に従う利得
に減少するまで続く。行過ぎ量が望ましくないのは、そ
れにより圧縮器から出力信号を伝えるチャネル又は装置
が過負荷になるためである。

各種の圧伸システムにより異なった方法で、すなわ
ち、短いアッタク時間又は長いアッタク時間を用いた固
定アッタク時間および可変アッタク時間で、行過ぎ量の
問題に着手してきた。短いアッタク時間は、振幅および
行過ぎ量時間を最小にする傾向があるが、急速な利得変
化によりかなりの変調生成物を生じるという望ましくな
い副作用がある。圧縮器で生じるこの様な変調生成物を
除くために、圧縮した信号は線形位相チャネルで伝えな
ければならず、また伸長器は補完的な処理をおこなわな
ければならない。この様な要件は、実際的状況において
満たすのが困難又は不可能である。長いアタック時間
は、変調生成物が最小になる利点があるが、かなりの行
過ぎ量が生じる。従って、圧伸システムによっては、ア
タック時間が可変で、定常状態の信号状態においては比
較的長く保たれるが過渡入力においては短いアタック時
間に変化する装置を用いるものもあった。

上記Ａ形装置では、可変アタック時間制御回路を用い
ている。さらに同システムは２重路配列で、制限が行わ
れる側路では予測可能な最大振幅を越える信号を処理し
てはならないとうことを利用している。従って側路にお
いては、制御信号アタック時間の可変的短縮に加えて、
予備的又は２次的な行過ぎ量抑制として、非線形クリッ
ピングを用いる。側路の信号レベルが事実上主路のもの
より小さいので、導入される歪みは小さい。さらに、非
線形クリッピングが作動するのは非常に短時間でかつ希
である。

上記の通り、変調制御技術の導入により、変調制御を
行わない場合よりも大きな出力信号が結果として生じ
る。若し変調制御がＡ形システムのような２重路システ
ムに組み込まれる場合には、側路の信号はそうでない場
合よりも大きくなり、予測可能な最大振幅を持つことは
ないであろう。すなわち、側路信号は入力信号と共に上
昇し続けるであろう。従って、変調制御を用いる場合に
は、固定レベルで非線形クリッピングを用いる側路にお
ける予備行過ぎ量抑制装置は作動不能であろう。

Ａ形システムに用いる可変アタック時間制御回路は、
第１および第２積分器（平滑回路）を用いる。同積分器
は、入力信号の過渡電流が益々極端になるにつれて制御
回路のアタック時間を減少させる「スピード・アップ」
（加速）ダイオードから成る構成部品により結合され
る。しかし、予備行過ぎ量抑制装置がない場合には、Ａ
形システム可変アタック時間制御回路の最小アタック時
間は、生成されそうなすべての行過ぎ量を十分抑制する
ために十分短くすることはできない。

他の知られている可変アタック時間制御回路は、共に
制御下の装置に適用される、固定アタック時間制御回路
および急速アタック時間制御回路を持つ制御回路を用い
た。その取り上げ方の重大な欠点は、制御路からの信号
を加えたことにより生じる結果的な制御信号が過渡入力
状態下急激に変化し、出力信号に歪みを生じることであ
る。

本発明の教示により、音声信号のダイナミックレンジ
を改変する装置に用いる改良形制御回路が提供される。

本発明の１面によれば、圧縮器又は伸長器に用いる制
限装置の制御回路は、制御信号が得られるコンデンサ、
定常状態の入力信号状態に応答してコンデンサを充電す
る、比較的長い時定数を有する装置および過渡入力信号
状態に応答して非常に急速にコンデンサを充電する装置
を含む。本発明は、制御下においてコンデンサ充電電圧
を急増させ、最小の不連続性をもって円滑に電荷が増強
されることを保証する。その様な方法で出力波形の歪み
が最小になる。

制御回路の定常状態部分は積分および平滑の２段階を
含むが、単一平滑段のみを用いて実施してもよい。単一
又は２重の平滑段の時定数は、行過ぎ量に関係なく変調
歪みを最小にするように選択される。制御回路の過渡部
分は、第２平滑コンデンサ（２平滑段の場合）又は唯一
の平滑コンデンサ（１平滑段のみの場合）を急速に充電
するために少なくとも１つの行過ぎ量抑制回路を含む。
特に多段を要する装置においては、２つ以上の行過ぎ量
抑制回路が平滑コンデンサを急速かつ円滑に充電するの
に寄与する。しかし、肝要な特徴は、制御回路が当該制
御回路で制御される当該段の出力信号から入力を得る、
少なくとも１つの主行過ぎ量抑制回路を有することであ
る。多段システムにおいては、主行過ぎ量抑制回路のみ
を用いて達成されるよりも、より円滑に又はより正確に
コンデンサの充電電圧を急速に増強するために、関連づ
けられた段でコンデンサを補助的に充電してもよい。低
周波で作動する段においては、おそい信号増強に応答し
て、主行過ぎ量抑制回路からの充電電流の不連続性を平
滑化するための補助充電電流が、当該段又は関連段から
の出力信号の低周波成分から得られる別回路より提供さ
れる。

制御回路の定常状態部分の整流器および平滑段によ
り、位相分散的伝送チャネルを有する場合でも、正確な
特性を持つシステムを与えなければならない。この要求
を満たすためには、制御回路の定常状態部分の整流器お
よび平滑段は少なくとも平均的（費用がかかるが、理想
的にはRMS）に応答しなければならない。例えば、整流
器および第１平滑段が本質的にゼロ・アタック時間を持
つ、２段平滑配列を用いることは実際的でない。なぜな
らば、制御回路の定常状態特性が乱されからである。す
なわち、回路が、処理中の信号クリックおよび他の異常
に応答するであろう。

かなりの保持時間（例えば10ms）に次いで時定数の長
い別の平滑段を有する、時定数の短い（例えば、1ms）
アタック段（例えば、ピーク整流器）を用いることは良
く知られている。過渡状態に順応させるために、第１ピ
ーク保持回路からの信号は、スピード・アップ・ダイオ
ードにより転送されるか又は第２平滑回路回路の出力に
加えられる。この様な装置は、情報チャネルにおける信
号成分の位相関係が著しく変わる場合には、良好な精度
を持たない。さらに、第１回路の非セロ・アタック時間
により圧縮器の作動が遅れ、かなりの行過ぎ量が生じる
ことがある。

本発明の基本的構成の一面においては、時定数の長い
平均的応答の整流および平滑定常状態路および定常状態
路を駆動する可変利得素子出力からの未処理の整流済信
号を最終平滑コンデンサに直接加える、別個の行過ぎ量
抑制路を用いることにより、この様な問題を回避してい
る。行過ぎ量抑制路は事実上ゼロ・アタックおよび減衰
時定数を有する。

本発明の別の面では、変調制御技術が用いられ、変調
制御信号が制御回路の定常状態および行過ぎ量抑制路部
分の双方に対抗して供給され、制御回路のこれらの部分
が信号レベルおよび周波数の関数として相互追従するよ
うにされる。

本発明のある面は他の回路装置の前後関係に使用でき
るが、本発明は３段コンプレッサ（および３段イクスパ
ンダ）装置に関して説明され、それらの段は順次高周波
および低周波従属段より構成されている。以下の詳細な
説明の最初の部分は本発明のいろいろな面の環境を示し
ている。

第９図から第17図までに示される形の高周波段および
低周波段は、コンプレッサ、イクスパンダおよび雑音減
少コンパンダを作る際にビルディング・ブロックとして
使用される。例えば、第９図から第17図までに示される
形の高周波段および低周波段は、第１図、第２図ならび
に第３図に示されるように二重通路装置の側路として使
用することができる。

本出願で言及された米国特許Re28,426;3,846,719;3,9
03,485;4,490,691および4,498,055は、おのおのそっく
り参考として本明細書に組み込まれている。

第１図には、タイプＩの二重通路装置（米国特許第3,
846,719号に一般に記載される形の装置）が示され、そ
のコンプレッサ８において入力信号は高周波数段10、低
周波数段12、および主路14に加えられる。段10および12
の出力は加算器16で加算され、次に加算器18で主路信号
成分と共に加算されて、送信チャネルに加えるコンプレ
ッサ出力を供給する。かくて側路信号成分は主路信号成
分を推進して、コンプレッサ作用を生じさせる。送信チ
ャンネル出力はコンプレッサ８と相補形に構成されるイ
クスパンダ20に加えられるが、その入力加算装置22は送
信チャンネル出力を受信して、加算装置24に加えられる
高周波段10と低周波段12の出力の和を引く。かくて側路
信号成分は主路26の信号成分に反対してイクスパンダ作
用を生じさせる。

第２図には、タイプIIの二重通路装置（米国特許第3,
903,485号に一般に記載される形の装置）が示され、そ
のコンプレッサ28の入力加算装置30は入力信号を受信す
るとともに加算装置32で組み合わされる高周波段10およ
び低周波段12の出力の和を受信する。加算装置32の出力
は、送信チャネルにコンプレッサ出力を供給するととも
にコンプレッサの段10および12に入力を供給する。かく
て側路信号成分は主路信号成分を推進して、コンプレッ
サ作用を生じさせる。送信チャネル出力はコンプレッサ
28と相補形に構成されるイクスパンダ36に加えられる。
入力信号は高周波段10、低周波段12、および主路38に加
えられる。段10および12の出力は加算装置40で加算さ
れ、次にイクスパンダ出力を供給する加算装置42におい
て主路信号成分から引かれる。かくて側路信号成分は主
路成分は主路信号成分に反対して、イクスパンダ作用を
生じさせる。

いろいろな二重通路の図において、各コンプレッサお
よびイクスパンダの主路はダイナミックレンジに関して
直線であり、側路の高周波および低周波段の和のレベル
は通常主路の最大レベルより小である。いろいろな図の
送信チャネルは任意な形の記憶または送信媒体を含み、
またコンプレッサからのアナログ信号を異なる形（例え
ばディジタル）に変換したり符号化する装置、符号信号
を記憶したり送信する装置、および符号信号をイクスパ
ンダで処理するアナログ信号成分に再変換したり復合す
る装置をも含むことがある。

各コンプレッサおよびイクスパンダに１つの高周波段
および１つの低周波段だけが使用されている第１図およ
び第２図のような装置では、過度の最大圧縮または伸長
比に達しないで最大約10ないし12dBの雑音減少を提供す
ることが実際に即している。第１図および第２図の装置
はある応用には適すると思うが、任意な１つの段に過度
の負担をかけたり過度の圧縮または伸長比を作らずに、
全雑音減少のより大きな量を達成する米国特許第4,490,
691号の教えを使用することが役に立つ。

第３図には、コンプレッサに３つの直列なタイプＩの
二重通路段とイクスパンダに３つの相補段がある、１つ
の可能な装置が図示されている。直列な双直線回路のし
きい値レベルは互い違いにされている。別法としてタイ
プIIの構造を使用することができる。第３図の実施例は
米国特許第4,490,691号のスペクトル傾斜および飽和防
止の面をも使用しているが、これらの面は第９図から第
17図に示される形の高周波段および低周波段を使用する
多段装置にとって不可欠ではない。

第３図の装置のコンプレッサ部分は、最高しきい値レ
ベルを有する高レベル段44、中レベル段46、および最低
しきい値レベルを有する低レベル段48、といった３つの
段を備えている。１つの実施例では、約−30dB、−48d
B、および−62dB（装置の最大レベルより約20dB低く取
られる基準レベルに関して）のしきい値がそれぞれ使用
される。米国特許第4,490,691号に記載される通り、こ
れは互い違いにされた段の装置の望ましい順序である
が、逆の順序も可能である。第３図の装置のイクスパン
ダ部分もコンプレッサと相補形に配列された３つの段、
すなわち低レベル段50、中レベル段52、および高レベル
段54を備えている。各高レベルおよび中レベル段には高
周波段10および低周波段12の両方がある。低レベル段に
は高周波段10だけあり、低周波段がない。各高周波段10
および各低周波段12は第６図、第７図ならびに第８図に
ついて説明される形のものであることが望ましい。実際
の回路では、高レベル段、中レベル段または低レベル段
のどれに置かれるかによて高周波段と低周波段に若干の
わずかな相違があるかもしれない。

各コンプレッサ段（44,46,48）および各イクスパンダ
段（50,52,54）が例えば8dBの圧縮または伸長をそれぞ
れ有するならば、コンプレッサ装置全体は高周波帯（高
周波段が800Hzのカットオフ周波数を有するならば800Hz
以上）で24dBの雑音減少を、また低周波帯（低周波段が
800Hzのカットオフ周波数を有するならば800Hz以下）で
16dBの雑音減少を提供する。かかる装置は、例えば職業
用の形の高品位オーディオ雑音減少装置に使用される。

本装置のコンプレッサ部分の入力は、ブロック56とし
て図示されている低周波および高周波スペクトル傾斜回
路網に加えられる。実際の実施例では、高周波回路網に
は12KHzの２極バターワース（Butterworth）フィルタの
ような減衰特性を持つが約35dBの制限減衰（すなわちシ
ェルフ・レスポンス）を持つ低域フィルタである。低周
波回路網は高周波回路網と直列に接続され、同じく２極
バターワースのような特性を持つが約25dBの制限減衰を
持つ40Hzの高域フィルタである。イクスパンダの出力の
ブロック86には、相補形減傾斜回路網が置かれている。

コンプレッサ部分の中レベル段46および低レベル段48
の主路は、低周波飽和防止回路網58ならびに高周波飽和
防止回路網60をそれぞれ含んでいる。相補形飽和防止回
路網62および64がイクスパンダ部分の段50ならびに52の
主路にそれぞれ置かれている。米国特許第4,490,691号
に記載される通り、コンプレッサにある唯一の段の主路
に、また一連の互い違いに縦続接続された段のイクスパ
ンダ部分にある１つの段の相補位置に置くことができ
る。実際の実施例では、高周波および低周波飽和防止回
路網はそれぞれ、約4KHz以上ならびに約100Hz以下で作
動する。飽和防止回路網とスペクトル傾斜回路網との有
効な組合わせがある。全体の結果は、20HZおよび15KHz
で約10dBの低周波飽和防止効果である。

第３図のタイプＩの段には、段44,46,52および54にあ
る高周波および低周波回路の出力を結合する加算装置6
6,68,70ならびに72も含まれている。各段は、段48およ
び50の場合には側路の出力を主路に結合したり、他の段
の場合には複数の側路の複数の出力を主路に結合する加
算装置74,76,78,80,82および84を主路に備えている。

作動の際、主信号路は主として高レベル信号を運ぶ働
きをする。側路からの雑音減少信号は符号化モードで主
信号と加算結合され、符号解読モードで減算結合され、
それによって全体的な相補作用が得られる。第３図に
は、対称の形に設計された専用の符号器および復号器が
示されており、スイッチ可能回路では他の復号器構造を
使用することができる。例えば、技術的に周知の通り、
復号器を構成する高利得増幅器の負帰還ループ内に完全
な符号器を置くことができる。

第４図には、高周波段10の定常状態素子が示されてい
る。第４図の作動の追加説明は以下の第９図の説明に関
連して示されている。単極高域フィルタ102は約800Hzの
カットオフ周波数を有している。実際に、いろいろな図
を通じてフィルタは、バッファとして働く演算増幅器の
入力における受動RCフィルタとして構成されている。フ
ィルタされた入力信号は、固定帯域素子106および滑動
帯域素子108に加えられる。

固定帯域素子は、優位信号成分に応じて作動する周波
数帯を通じて同じ利得減少量を与えることによって制限
を達成する。固定帯域素子は米国特許第4,498,055号に
記載されたような可変利得または可変損失のデバイスと
して構成されることがある。有効かつ経済的な実行は、
ゲートに加えられる電圧を制御することによって可変損
失デバイス（可変抵抗器）としてFETのソース−ドレイ
ン通路を使用することである。

滑動帯域素子は制限を達成するために、信号依存の可
変フィルタを使用する。一般的に述べれば、優位信号成
分によって、１個以上の可変フィルタ（例えば高域，低
域、シェルフ、ノッチなど）のカットオフまたはターン
オーバ周波数（１つまたは複数）は優位信号成分を圧縮
したり伸長するように偏移する。滑動帯域方式も、米国
特許Re28,426および米国特許第4,490,691号に記載され
た通りゲートに加えられる電圧を制御することによって
可変フィルタの可変素子（可変抵抗器）としてFETのソ
ース−ドレイン通路を使用して有効かつ経済的に実行す
ることができる。

固定帯域素子は入力抵抗110、分路可変抵抗器112（抵
抗器110および可変抵抗器112は可変分圧器として働
く）、およっび可変抵抗器112のゲートに加えられる直
流制御電圧を発生させる制御回路114を含んでいる。可
変抵抗器の抵抗は直流制御電圧レベルが増加するにつれ
て低下し、かくて減衰が増加する。固定帯域制御回路11
4はそのループ内にコーナ周波数約400Hzの高域フィルタ
116、コーナ周波数約1.6KHzのもう１つの高域フィルタ1
43、全波整流器118、制御信号を平滑にしかつ制御ルー
プのアタックおよび復旧時定数を調節するのに用いられ
る平滑回路120、ならびに直流制御信号増幅器122を含ん
でいる。

滑動帯域素子108は並列入力抵抗器124および可変抵抗
器128によって分路されるコンデンサ126を含み、かくて
全体の配列は可変フィルタ（直流制御電圧の増加につれ
て上方に「滑動」する可変高域シェルフ特性）を提供す
る。滑動帯域素子はバッファ増幅器132、加算装置134、
高周波エンファシスを提供するカットオフ周波数約10KH
zの単極高域フィルタ136、全波整流器138、平滑回路14
0、および直流制御信号増幅器142、を含む制御回路130
を備えている。加算装置134は入力として、高域フィル
タ140の前後に取られる反対信号（バッファ132からの入
力に反対する信号）をも受信する。固定帯域素子106の
出力は、バッファ144を経て滑動帯域素子108に加えられ
る。全出力はフィルタ132から取られる。

作動の際、固定帯域および滑動帯域素子は両形式の回
路の最も良い特徴に頼る方法で作動する。作動は「作用
置換」として説明することができる。任意の特定な段に
おいて、固定帯域のダイナミック作用はそれが最良の性
能を供給するとき必ず使用され、滑動帯の作動は有利な
とき必ず置換される。このようにして両方法の最良の特
徴が得られ、おのおの付添の不利はない。

置換は連続および周波数ずつに基づいて有効である。
例えば、与えられた高周波段からの出力は普通、優位信
号成分までの周波数について固定帯域から、またその周
波数以上では滑動帯域からの出力である。逆に低周波段
からの出力は、低周波優位成分までの周波数について固
定帯域から、またその周波数以下では滑動帯域からの出
力である。かくて、回路全体は存在すると思われる任意
な高低周波優位信号成分間の領域においてクロスオーバ
800Hzの２バンド固定帯域コンプレッサ回路のように作
動する。回路は優位信号成分の周波数の上下で２バンド
滑動帯域コンプレッサのように応答する。

固定帯域素子からの反対信号成分の滑動帯域素子の制
御回路に対する結合は、極端周波数での滑動帯域素子の
適当な制御回路利得を保持しながら、異なるしきい値を
素子にセットさせるのに役立つ。

第５図には、低周波段12の定常状態素子が示されてい
る。入力信号は固定帯域素子150および滑動帯域素子152
に加えられる。固定帯域素子は入力抵抗器154、分路可
変抵抗器156、および可変抵抗器156のゲートに加えられ
る直流制御電圧を発生させる制御回路158を含んでい
る。制御回路158はそのループ内にバッファ増幅器160、
コーナ周波数約800Hzの第１単極低域フィルタ162、コー
ナ周波数約1.6KHzの第２低域フィルタ164、コーナ周波
数約400Hzのもう１つの低域フィルタ192、全波整流器16
6、制御信号を平滑にするとともに制御ループのアタッ
クおよび復旧時定数を調節するのに用いられる平滑回路
168、ならびに直流制御信号増幅器170を含んでいる。

滑動帯域素子152は、並列入力抵抗器172および可変抵
抗器176（直流制御電圧の増加につれて下方に「滑動」
する可変低域シェルフ特性）によって分路されるインダ
クタ174を含んでいる。実際には、インダクタ174は演算
増幅器を含むジャイレータ回路によってシミュレートさ
れる（ジャイレータ回路は周知の通りである）。滑動帯
域素子の制御回路178には、コーナ周波数約800Hzの単極
低域フィルタ180、加算回路182、低周波エンファシスを
供給するコーナ周波数約80Hzの単極低域フィルタ184、
全波整流器186、制御信号を平滑にするとともに制御ル
ープのアタックおよび復旧時定数を調節するのに用いら
れる平滑回路188、ならびに直流制御信号190が含まれて
いる。低域フィルタ180は低周波段に発生される無用の
雑音または一切の過渡歪を抑制するのを助けるように図
示の位置に置かれることが望ましい。別法として、フィ
ルタは第４図の高周波回路のように配列の入力に置くこ
ともできる。加算回路128は低域フィルタ192の後で取ら
れる入力反対信号をも受信する。固定帯域素子150の出
力はバッファ194を経て滑動帯域素子152に加えられる。
全出力は滑動帯域素子152のフィルタ180から取られる。

作動の際、低周波スタックの固定帯域および滑動帯域
素子は一般に、滑動帯域素子が周波数の下方で作動する
ことを除き上述の方法で作動する。前述のような低周波
段における１つの相違は、帯域形成フィルタが高周波段
のような入力ではなく出力段に置かれることである。40
0Hzフィルタは、低周波でのみ滑動帯域素子の差動制御
を与えるのにも役立つ。

米国特許第3,846,719号；米国特許Re28,426;および米
国特許第4,490,691号ならびにそれに基づく商業化され
た実施例（ドルビー研究所により市販され、許可された
Ａ形、Ｂ形、Ｃ形雑音減少装置として知られているも
の）において、雑音減少信号（側路から）は高レベル信
号条件の下で極めて制限される。低レベルしきい値で始
まるこの高度の制限は、これらの装置を特徴づける少な
いひずみ、少ない行過ぎ量、および少ない変調ひずみに
よる。米国特許第4,498,055号に示された通り、ある条
件の下ではかかる低いしきい値およびかかる強い制限特
性を利用することは不要である。特に、雑音減少信号が
主路信号に関して同位相条件から逸れるときは必ず、し
きい値は上昇されることがある。さらに、適当な制限度
が与えられた周波数で生じた後に（所望の全圧縮法則を
作るために）、信号レベルの上昇につれて制限を続ける
ことは不要である。むしろ、雑音減少信号のレベルは入
力信号の上昇につれて上昇するようにされ、主路信号レ
ベルのある重要な分数で安定される。

例えば、第４図および第５図に示されるような配列の
固定帯域部分では、米国特許第4,498,055号の教えを適
用すると、通過帯域（同位相）周波数領域で在来の性能
が得られる。しかし、停止帯域領域では制限しきい値は
上昇することを許され、制限度は減少される。これをな
し得る可能性は、下記の２つの条件の位相ベクトル図を
考えると明らかになる。すなわち通過帯域における二重
通路コンプレッサの位相ベクトル図である第6A図および
停止帯域における二重通路コンプレッサの位相ベクトル
である第6B図から明らかになる。通過帯域（同位相）条
件では、雑音減少信号および主路信号は直接加算し合
い、したがってあらゆる通過帯域周波数で比較的低いし
きい値が保たれなければならない。通過帯域の外側で
は、雑音減少信号の有効な振幅寄与はそれと主路信号と
の間の位相差により最小であるかもしれない。このため
与えられた周波数でいったん所望の減衰量が得られると
き、しきい値を無視できないほど上昇させかつ制限強度
を減少させることが可能である。

同様な考え方が滑動帯域回路にも適用する。Ｂ形滑動
帯域回路（米国特許第4,490,691号に詳しく記載されて
いる）では、可変フィルタが固定フィルタの後に続き、
これは有効かつ再生可能な配列であることが立証されて
いる。しかし、通過帯域の外側の周波数で、純２極フィ
ルタが全体の振幅減算を生じるのは作られる位相角が大
きいからである。したがって、使用されるフィルタの形
は、準２極（単極固定フィルタと可変シェルフとの和の
特性を表わす）のみである。

同じ配列が第３図の配列の実施例に使用されている
が、可変フィルタの休止ターンオーバ点および固定フィ
ルタのターンオーバ点には１オクタブの差がある（Ｂ形
回路と同様）。特定周波数でのしきい値を越えると、可
変フィルタは全（主路信号と雑音減少信号との和）圧縮
法則を作るのに必要なターンオーバ周波数に滑動する。
入力レベルが上昇するにつれ、かつ全利得１がいったん
得られると、可変フィルタがさらに滑動する理由は存在
しない。この点で、米国特許第4,498,055号に記載され
たような変調制御配列は可変フィルタの追加の滑動を妨
げ、これによって信号の無用な変調が防止されかつ雑音
減少効果の低下が符号解読中に達成される。

固定および滑動両帯域における上述の効果は、変調制
御回路と呼ばれる回路によって作られる。主信号路から
の適当にフィルタされたり周波数ウェートされた信号は
整流されて、ある場合には平滑にされ、そしていろいろ
な段の制御回路によって作られる制御信号に対向して供
給される。より高い信号レベルでの結果は、段の制御信
号と変調制御信号との間にバランスすなわち平衡を作る
ことである。これらの条件の下では、増加する入力信号
レベルによって追加の利得または関連可変フィルタの滑
動は存在しない。

米国特許第4,498,055号に記載される通り、変調制御
法が多段デバイスで実施されるとき、変調制御回路は各
個の段の内部で得られる必要はない。第７図は、第３図
に示されたような符号器／復号器装置に使用する変調制
御信号を得る好適な配列を示す。以下に詳しく説明され
る通り、MC1〜MC8で表わされる８個の変調回路信号が使
用される。主変調制御信号MC1〜MC7は、中レベル段46お
よび52と低レベル段48および50との間の主路点から得ら
れる。この点で、変調制御信号は高レベルおよび中レベ
ル段の寄与により−30dBのような比較的低レベルで（基
準レベルに関し）無視できない影響を持ち始める。いく
つかの段の制御回路における信号と変調制御信号との間
の位相関係も最適化される。高周波過渡信号条件の下で
低周波段行過ぎ量抑制禁止用に使われるMC8の発生にお
いて、雑音減少段の影響は望ましくない。MC8はしたが
って、高レベル段44および54と、スペクトル傾斜回路網
56と、減傾斜回路網86とのそれぞれの間の１点から得ら
れる。

第８図は変調制御回路の詳細を示す。MC1−３は高周
波段10用、MC5−８は低周波段12用に使われる。

MC1は高周波滑動帯域回路を制御する。出発点からの
信号は、コーナ周波数約3KHzの単極高域フィルタ202に
供給され、ブロック204で全波整流され、さらに高周波
段によって作られる制御信号に対向して供給される。MC
1は時定数約1msの２段積分器208によっても平滑にさ
れ、高周波滑動帯域行過ぎ量抑制回路（以下に説明され
る）の作動に反対するMC2として使用される。それによ
って行過ぎ量抑制しきい値は定常状態しきい値をたど
る。MC2が平滑にされる必要があるのは、MC1と段の信号
との位相関係がオーディオ帯域を通じて（滑動帯域作用
により）、周波数およびレベルの関数として変化するか
らである。

MC3は高周波固定帯域回路を制御する。出発点からの
信号は、それぞれのコーナ周波数が約400Hzおよび800Hz
の縦続接続された単極低域フィルタ210,212によってウ
ェートされ、ブロック214で全波整流され、そして高周
波固定帯域回路の定常状態および過渡制御の両回路に対
向して供給される（別の名称で呼ばれることがある過渡
制御回路または行過ぎ量抑制回路は以下に説明され
る）。高周波固定帯域回路の行過ぎ量抑制回路について
平滑MC信号を供給する必要がないのは、オーディオ帯域
を通じて固定帯域回路の信号と変調制御信号MC3との間
に固定位相関係が存在するからである。

MC4は低周波段の滑動帯域回路を制御する。出発点か
らの信号は、コーナ周波数約200Hzの単極低域フィルタ2
16に供給され、ブロック218で全波整流され、そして段
に作られる滑動帯域制御信号に対向して供給される。MC
4は時定数約2msの２段積分器222によって平滑にされ、M
C5を構成する。この信号は低周波滑動帯域行過ぎ量抑制
回路（以下に説明される）を制御するのに用いられる。

MC6は低周波固定帯域回路を制御する。出発点からの
信号はそれぞれコーナ周波数約800Hzおよび1.6KHzの縦
続接続された単極高域フィルタ224,226によってウェー
トされ、ブロック228で全波整流され、そして定常状態
固定帯域制御信号に対向するように使用される。MC6
も、時定数約2msの２段積分器230で平滑にされてMC7を
作るが、これは低周波固定帯域行過ぎ量抑制回路（以下
に説明される）を制御するのに用いられる。この平滑動
作が低周波固定帯域で必要なのは、高周波固定帯域段の
場合と違って、段信号と行過ぎ量抑制信号との間に固定
位相関係が存在しないからである。MC7は低周波滑動帯
域行過ぎ量抑制回路を制御する補助手段にも使用され
る。

MC8は固定および滑動の両帯域の低周波回路の行過ぎ
量抑制回路を制御するのに使用される。MC8は周波数ウ
ェーティングが低周波主行過ぎ量抑制信号の発生に使用
される事実を補償する。高周波過渡信号成分が検出さ
れ、低周波主行過ぎ量抑制回路の作動に対向するように
使用される。MC8の出発点からの信号は、コーナ周波数
約3KHzの高域フィルタ232に供給され、ブロック234で全
波整流され、ブロック236で時定数15μｓで二重微分さ
れ、そしてブロック238で時定数約3msでピーク・ホール
ド整流される。合成高周波過渡変調制御信号MC8は次に
低周波行過ぎ量抑制作用に対向するように使用される。

変調制御方式の副作用は、高信号レベルで、側路から
の雑音減少信号の振幅が変調制御を使用しないＡ形、Ｂ
形およびＣ形装置の場合に比べて比較的高いことであ
る。このために、これらの以前の装置のように簡単な行
過ぎ量抑制ダイオード（例えば、米国特許Re28,426の第
４図のクリップ・ダイオード28）を使用することができ
ない。本発明の１つの面により、行過ぎ量抑制側回路は
定常状態制御回路の一部と並列に使用されて、制御回路
のアタック時間の高速でしかも制御された減少を供給す
るようになっている。極端な過渡条件の下で、例えば副
しきい値信号状況から、行過ぎ量抑制しきい値はその最
低点に、すなわち関連定常状態しきい値より約10dB高い
点にセットされる。

いろいろな回路の定常状態しきい値は、米国特許第4,
490,691号に記載されている通り、制御信号増幅器利得
または可変利得素子を調節することによってセットされ
る。行過ぎ量抑制しきい値は第14図および第16図と関連
して以下に説明される通りセットされる。制御回路の定
常状態および行過ぎ量抑制通路の利得ならびにバイアス
を調節することによって、回路設計者は行過ぎ量抑制が
作用し始めるレベルおよびそれがいったん作用し始める
とそれを作用させる緩除さを選択する際に大きな柔軟を
有する。

高レベル定常状態信号および複合信号（多くの周波
数）では、しきい値が上昇する。上昇するしきい値は、
制御回路の定常状態部分に対するのと基本的に同じ変調
制御信号を行過ぎ量抑制側回路に加えることによって達
成される。定常状態特性を制御するのに基本的に同じ変
調制御信号が使用されるので、過渡状態と定常状態の動
作との間に追尾作用が存在する。この配列は、よく制御
された行過ぎ量と少ない変調ひずみの両方をもたらす。

主および副の両行過ぎ量抑制回路が使用され、後者は
極端な複合信号条件（例えば高レベル周波数信号と組み
合わされた高レベル低および中周波数信号）の下で後退
または阻子抑制回路として作用する。低周波回路では、
超低周波信号用にもう１つの行過ぎ量抑制回路が使用さ
れる。これは低周波過渡ひずみを減少させる極めてやさ
しく、ゆっくり作用する回路である。

第９図は、第４図と関連して説明された定常状態高周
波段に変調回路特徴および行過ぎ量抑制回路特徴を加え
ている。かくて、第９図は高周波段の定常状態および過
渡制御の両面を示している。他のブロック図と同様、こ
の図は基本パラメータ決定素子のみを示し、もちろん実
際の回路はバッファ動作、増幅、および減衰のような他
の細部を含む。高レベル、中レベルおよび低レベルの各
段（第３図の）は同じ基本ブロックならびに概略図を持
つ。主な相違は、交流および直流回路の利得が中ならび
に低レベル段で増加されることである。

第９図から、第４図のように、各段は下部に固定帯域
部分を、上部に滑動帯域部分を含み、おのおのは自らの
制御回路を備えている。第４図および第９図の同様な素
子には同じ参照数字が使用されている。固定および滑動
帯域回路は並列に給電され、また出力信号は滑動帯域回
路から取られている。滑動帯域可変フィルタは固定帯域
の出力に関連される。すなわち固定帯域の出力は滑動帯
域可変抵抗器128の下端に直接供給される。この接続は
前述の作用置換動作をもたらす。全出力は常に、あらゆ
る周波数での固定および滑動帯域寄与のより大きな部分
となる。もし固定帯域の出力が無視できる信号状況があ
るならば、滑動帯域が引き継ぐ。逆に、滑動帯域の寄与
がほとんどまたは全くないならば、固定帯域からの出力
は滑動帯域の可変抵抗128を経て出力になおも進むと思
われる。この点で、１つの回路の作用は必要に応じて他
の回路の作用を代行する。

到来信号は、コーナ周波数約800Hzの単極高域フィル
タ102に供給される。出力信号は滑動帯域段から取られ
てバッファ132に供給される。かくて、回路の全休止
（副しきい値）周波数レスポンスは単極800Hzの高域回
路網のそれである。低周波段は相補形800Hz単極低域特
性を有し、その全体は高・低周波数段からの信号の最適
な組合せを生じる。

固定帯域可変抵抗器112からの固定帯域出力は、ウェ
ーティング・フィルタ116を介して２個の制御回路、即
ち主（通路帯域および停止帯域）制御信号回路252、な
らびに通過帯域制御254に供給される。この配列は米国
特許第4,498,055号の第21図に似ている。主制御回路で
は、信号はブロック256で全波整流され（装置の全制御
回路の整流器は全波整流器である）、変調制御信号MC3
により組合せ装置258で対向される。合成直流信号は時
定数約8msの平滑回路260によって平滑にされる（この段
および他のすべての段の全定常状態制御信号特性は平均
応答であり、これは実際のコンパンド装置の主要な１つ
の特徴である）。制御信号は次に最大セレクタ回路262
の１つの入力に供給され、この回路は入力に加えられた
２個の信号の内の大きい方をその出力に通す。

固定帯域の出力は通過帯域制御回路254にも供給され
るが、この回路は1.6KHzの単極高域フィルタ143、整流
器266、および平滑回路（約8ms）268を含む。通過帯域
制御信号は最大セレクタ回路の他の入力に加えられる。
最大セレクタ回路の出力はブロック270において時定数
約160msによりさらに平滑にされ、可変抵抗ドライバ122
を介して固定帯域の可変抵抗器122を制御するの用いら
れる。

上述の二重制御回路配列は、簡単な信号（１個の優位
信号）および複雑な信号（２個以上の優位信号）の両状
況下で最適の性能を得るために使用される。変調制御信
号MC3は簡単な信号条件で周波数ウェーティングおよび
量が最適化されており、変調制御作用が最も役に立つ。
しかし、複雑な信号条件の下では、作られる変調制御信
号はより大きくなり、以後の変調制御作用は必要以上に
大きく、すなわち主制御回路からの直流制御信号出力は
必要値に満たない。この条件下では、通過帯域回路から
の制御信号は最大セレクタ回路を介して固定帯域のコン
プレッサ回路の全作用を制御するようにフェーズ・イン
される。

固定帯域素子の出力は、滑動帯域フィルタ用の基準を
提供する全利得１でバッファ144に供給される。これは
固定帯域回路の唯一の信号出力である。

滑動帯域制御信号は段出力から得られる。信号は10KH
zの単極高域ウェーティング回路網136に供給されて整流
される。整流された信号は変調制御信号MC1によって結
合装置272の中で対向される。MC1も単極高域特性を有す
るので、整流された制御信号とMC1との比は信号減衰を
監視する（この比は滑動帯域作用によるエンド・ストッ
プ効果を作る）。その結果はブロック274において時定
数約8msでまず平滑にされ、ブロック276において時定数
約75msで最終的に平滑される。平滑にされた制御信号は
次に、可変抵抗器ドライバ142を介して滑動帯域の可変
抵抗器128を制御するのに用いられる。滑動帯域回路で
は１個の制御回路で事が足りるのは、10KHz高域制御ウ
ェーティング回路網136が作られた変調制御電圧（MC1）
による複合信号の効果を相殺する傾向があるからであ
る。

低レベルでの制御特性に変形が作られる。固定帯域回
路からの信号は、滑動帯域出力信号と対向して結合装置
134において結合される。その効果は、滑動帯域可変フ
ィルタの両端の電圧のみから（すなわち可変抵抗器128
の両端の電圧から）滑動帯域制御電圧を導くことをシュ
ミレートする方向にある。これは高周波で滑動帯域のし
きい値を上昇させる傾向があり、したがって帯域の不要
な滑動を減少させる。10KHzの制御ウェーティング回路
網は中・高レベルで可変フィルタの用の制御信号の正し
い量を供給するが、それは高周波でしきい値を低下させ
るという望ましくない副作用を作る。差動制御信号誘導
法はこのしきい値低下の作用に対抗する。

高周波段用の行過ぎ量抑制配列は第９図にも示されて
いる。高周波回路では、制御回路整流器256および138か
らの平滑にされていない整流済信号は適当な変調制御信
号によって対向され、ダイオード装置を介してそれぞれ
最終平滑回路270および276、特にそのコンデンサに供給
される。低周波配列は下記の通り若干の変形はあるが同
じパターンにしたがう。

Ａ形、Ｂ形、およびＣ形装置に共通して、本配列の行
過ぎ量抑制しきい値は、定常状態しきい値よりもはるか
に高い。なるべく、低レベル行過ぎ量抑制レベルは関連
定常状態しきい値より約10dB上にセットされることが望
ましい。行過ぎ量抑制作用は徐々にフェーズ・インされ
る。大部分の音楽信号では行過ぎ量抑制回路がたまにし
か作動しないのが正味の結果であり、コンプレッサは十
分平滑にされた信号によって制御される。抑制回路が作
動すると、その作用は変調ひずみが最小であるように制
御される。比較的定常状態であるがそれでも変化する信
号条件の下では、行過ぎ量抑制作用は信号レベルの増加
と共に徐々にフェーズ・アウトされる。この作用は装置
からの全変調ひずみが少ないことをさらに保証する。回
路構造によって、回路設計者は相対しきい値および行過
ぎ量作用の緩除なフェーズ・インを調節する能力を与え
られる。上述の通り、しきい値は定常状態の増幅器およ
び行過ぎ量抑制回路の利得ならびにバイアスを調節する
ことによってセットされる。以下に詳しく説明するが、
行過ぎ量抑制効果の緩除なフェーズ・インは、結合ダイ
オード（行過ぎ量抑制回路を制御信号が得られるコンデ
ンサに結合する）を可変抵抗器として使用することによ
って達成される。この機能を達成するために、他の一段
と複雑な回路を使用することがある。同じく以下に詳し
く説明するが、行過ぎ量効果の緩除なフェーズ・アウト
は、極めて高いレベルで行過ぎ量抑制回路の利得を減少
させる制限回路によるとともに、高レベルで行過ぎ量抑
制信号に対向する変調制御信号によって達成される。

再び第９図から、高周波固定帯域回路では、行過ぎ量
抑制信号は主制御回路252の整流器256から得られる。定
常状態抑制信号の場合と同様、整流された信号は結合装
置278においてMC3によって対向されるので、行過ぎ量抑
制しきい値は定常状態制の条件に適している。適当な交
流および直流条件が増幅段279でセットされる。定常状
態回路と比べて、行過ぎ量抑制側回路の利得は１より小
である。合成行過ぎ量抑制信号は、ダイオード装置280
によって最小平滑回路270、特にそのコンデンサに結合
される。

滑動帯域回路では、主および副の２個の行過ぎ量抑制
信号が使用されている。主行過ぎ量抑制信号は制御回路
整流器138から得られ、MC1の平滑型であるMC2（MC1は定
常状態の特性を制御する）によって結合装置282の中で
対向され、適当な交流および直流条件は増幅段283でセ
ットされて最終平滑回路276、特にそのコンデンサに、
ダイオード装置284を介して結合される。固定帯域の場
合と同様、行過ぎ量制御側回路の利得は１より小であ
る。MC2を作るMC1の平滑が必要であるのは、固定帯域回
路の場合と違って、制御回路の信号とMC1との間に（滑
動帯域であるが故に）一定かつ好適な位相関係がないか
らである。すなわち、平滑によって滑動帯域における位
相関係が一定化されることにより、上記MC2による対向
作用が確実かつ有効なものとされる。

主行過ぎ量抑制回路の作用は大部分の無視できない過
渡信号状況、すなわち副しきい値信号レベルから始まる
単一インパルスまたはトーン・バーストの場合に、最大
にされることが望ましい。しかし、ある信号条件の下で
は、特に高レベルで比較的定常応対の高周波信号が表わ
れる場合には、平滑にされたMC2信号の使用の副作用と
して、低・中周波過渡信号用の行過ぎ量抑制レベルが上
昇される。この作用に打ち勝つため、副行過ぎ量抑制信
号が固定帯域行過ぎ量抑制信号から導かれ、ダイオード
装置286を介して滑動帯域最終平滑回路276、特にそのコ
ンデンサに結合される。副行過ぎ量抑制回路は、主抑制
回路よりも高いしきい値を有し、その設計対象となる環
境が異常であるのでまれにしか作動しない。

装置にあるすべてのコンプレッサおよびイクスパンダ
の高周波固定帯域は、主および副の両機能を組み合わせ
る１個だけの行過ぎ量抑制回路を独自に要求することが
認められる。これらの回路では、変調制御信号MC3およ
び制御信号を得るのに用いられる信号の位相関係は基本
的には理想的に一致され、それによって最適の反対作用
を得る変調制御平滑を少しも使用する必要はない。

第10図は配列の変調制御面と共に第５図のような低周
波段の定常状態レイアウトを示す。高周波段の場合と同
様、基本パラメータ決定素子のみが示されている。高レ
ベルおよび中レベル低周波段は同じブロック図および回
路を有するが、交流ならびに直流利得は中レベル段で増
加される。

第10図から、第９図について説明された高周波段に関
してある類似性と相違が認められる。下部の固定帯域の
二重層配列および上部の滑動帯域は似ている。しかし、
滑動帯域はシミュレートされたインダクタンス（ジャイ
レータ回路）を用いて下方に作用する。高周波段と同
様、固定および滑動帯域の回路は並列に給電され、出力
信号は滑動帯域の下部に結合されて、前述の作用置換動
作が与えられる。

高周波回路との認められる相違は、固定の800Hz帯域
決定フィルタが可変フィルタに先行しないで追従する点
である。この配列にはいくつかの利点があり、すなわち
ａ）行過ぎ量抑制信号は低域フムイルタ固有の遅延なし
に作られ、その結果過渡ひずみが少ないこと。ｂ）回路
によって作られるどんな過渡ひずみでも800Hz低域フィ
ルタによって減衰されること、およびｃ）ジャイレータ
回路によって作られる雑音がフィルタによって減衰され
ること、などである。

固定帯域部分150について述べると、到来信号は抵抗
器154および可変抵抗器156によって提供される可変減衰
回路に直接加えられる。制御回路周波数ウェーティグ
は、縦続接続された単極800Hzおよび1.6KHzの低域フィ
ルタ162,164によって提供される。主制御回路302はブロ
ック304においてフィルタ済の信号を整流する。合成直
流信号は結合装置306において変調制御信号MC6によって
反対され、ブロック308において時定数約15msの平滑回
路により平滑にされ、そして最大セレクタ回路310の１
つの入力に供給される。最大セレクタ回路は、高周波回
路と同じ作動の目的およびモードを有する。

固定帯域回路の800Hzおよび1.6KHz周波数ウェート付
出力は、通過帯域制御回路312にも供給される。ここ
で、制御信号は400Hz単極低域フィルタ192によってさら
にウェートされ、ブロック316で整流され、ブロック318
で時定数約15msの平滑回路によって平滑にされ、そして
最大セレクタ回路の他の入力に供給される。２個の信号
の内の大きい方は最終の平滑回路（約300ms）320に送ら
れ、可変抵抗器156に加えられる固定帯域制御信号にな
る。

高周波回路の場合のように、滑動帯域制御信号は段出
力から得られ、すなわち固定の800Hz帯決定フィルタお
よび可変フィルタの両方に続く点から導かれる。信号は
80Hz単極低域フィルタ184によってウェートされ、ブロ
ック186で整流され、そして結合装置32において変調制
御信号MC4（これも単極低域特性を有し、高周波回路と
同じ形の滑動帯域エンド・ストップ作用がある）。結果
は時定数7.5msの平滑回路324によって平滑にされ、時定
数約150msの平滑回路326によって最終的に平滑にされ
て、可変抵抗器176に加えられる滑動帯域制御信号とな
る。高周波段と同様、滑動帯域には１個の制御回路で事
が足りる。

高周波回路と同じ形式の低レベル制御特性変更が低周
波回路で行われる。すなわち、固定帯域からの信号は結
合装置182において滑動帯域出力信号と対向して組み合
わされる。変更は低周波における滑動帯域しきい値を上
昇させる。

第11図は、第10図に示された低周波段に行過ぎ量抑制
回路を加えている。高周波回路の場合と一般に似た方法
で、可変素子の出力からの未平滑整流済信号は適当な変
調制御信号によって対向され、ダイオード装置を介して
最終平滑回路、特にかかる各回路のコンデンサに供給さ
れる。

固定および滑動の両帯はおのおの周波数約100Hz以上
で作動する主および副行過ぎ量抑制回路を備えている。
さらに、いずれも周波数約200Hz以下で作動する、ゆる
やかで低速作用の低周波行過ぎ量抑制回路を備えてい
る。100−200Hz領域では、２つの形の行過ぎ量抑制間に
クロスオーバ作用が存在する。高周波回路のように、主
行過ぎ量抑制回路は簡単な過渡状況において最も早期の
かつ最も強い抑制作用を提供する。一段と複雑な信号で
は、主行過ぎ量抑制しきい値は、変調制御信号が行過ぎ
量抑制作用に対向するにつれて上昇し、結局副行過ぎ量
抑制回路が制御をとる。

高周波状況とは対照的に、低周波の一般戦略は、どん
な回路制御周波数のウェーティングも含まない信号点か
ら主制御信号を得ることである。これは、低周波段の所
要制御回路ウェーティング網が低域の性格だからであ
り、それによって遅延を生じる（高周波段の制御回路ウ
ェーティングに用いられる高域回路網は遅延を招かな
い）。しかし、主制御信号にウェーティング・ファクタ
が欠けているので、特に停止帯域における関連回路の行
過ぎ量抑制しきい値と定常状態との間に固定の追尾が存
在しない。したがって、所要の追尾を得るために別の変
調制御法が使用される。副行過ぎ量抑制信号は、固定お
よび滑動の両帯域で適当な追尾を与える固定帯域回路の
中の１点から導かれる。

第11図から、固定帯域の主行過ぎ量抑制信号は、200H
z単極高域フィルタ352に可変減衰器の出力を通すことに
よって作られる。このフィルタは低周波での主行過ぎ量
抑制回路の影響を減少せ、もっとゆるやかな低周波行過
ぎ量抑制回路に過渡制御機能を引き継がせる。信号はブ
ロック354で全波整流され、次に結合装置356において固
定帯域定常状態変調制御信号MC6の平滑型である2ms
（約）の変調制御信号MC7によって対向される。その作
用は定常状態および定常状態に基づく行過ぎ量抑制しき
い値追尾を改善する方向にある。しかし、しきい値は過
渡状態に基づいても追尾しなければならない。これは、
高周波ウェートされる高周波過渡変調制御信号MC8,MC7
が有効になる前に時間を置いて主行過ぎ量抑制信号に対
向するピーク検出された信号の関数である。適当な交流
および直流条件は増幅器357にセットされ、行過ぎ量抑
制信号はつぎにダイオード装置358を介して固定帯域回
路の最終平滑回路320に、特にそのコンデンサに結合さ
れる。行過ぎ量抑制側回路の利得は定常状態制御回路の
利得より小である。

滑動帯域の主行過ぎ量抑制信号が作られると、可変フ
ィルタの出力は200Hz単極フィルタ360に供給されて、固
定帯域回路と同様、低周波で回路の作用を減少させる。
信号はブロック362で全波整流され、次に結合装置364で
変調制御信号MC5およびMC7によって対向され、定常状態
しきい値と定常状態に基づく行過ぎ量抑制しきい値との
間で適当な追尾度を提供する。固定帯域回路のように、
MC8は過渡状態に基づく所要の追尾度を提供する。適当
な交流および直流条件は増幅器365でセットされ、合成
行過ぎ量抑制信号はダイオード装置366を介して滑動帯
域の最終平滑回路326に、特にそのコンデンサに結合さ
れる。行過ぎ量抑制側回路の利得は、定常状態制御回路
の利得より小である。

固定および滑動の両帯域の副行過ぎ量抑制信号は、固
定帯域の定常状態制御回路において周波数ウェートされ
た点368（800Hz低域フィルタ162および1.6KHz低域フィ
ルタ164の出力における）から作られる。低周波での低
周波行過ぎ量抑制回路を妨害しないように、信号は主行
過ぎ量抑制回路のように、200Hz単極高域回路網370によ
ってさらにフィルタされる。フィルタされた信号は次に
ブロック304で整流される。定常状態に基づき、過帯域
制御回路312は最大セレクタ回路を介して超低周波で回
路を制御する。この配列により主制御回路整流器304は
二重機能を果たすことができる。直流信号は結合装置37
2においてMC6によって対向されるので、200Hzフィルタ3
70の作用（これは無視できる）とは別に、整流済信号と
MC6との間に最適の位相関係が得られる。理想の追尾作
用は、定常状態しきい値と副行過ぎ量抑制しきい値との
間にも達成される。

800Hzおよび1.6KHzの周波数ウェーティング回路網16
2,164の作用は時間遅延を副行過ぎ量抑制信号に導入す
ることである。実効遅延は主回路におけるよりも副行過
ぎ量抑制回路においてより高い（約２倍）副行過ぎ量抑
制回路の利得を使用することによって大幅に減少される
（かくて波形の実効行立上がり時間は短縮される）。合
成行過ぎ量抑制信号は、それが釣り合った応答であるよ
りもさらに、必要なときまれな環境に適用されるほぼ固
定振幅のインパルスの性質に近い。信号はダイオード37
6を介して固定帯域の最終平滑回路320に、特にそのコン
デンサに結合され、また適当にバイアスされて使用され
（以下、第16図参照、給電は抵抗器600および602を介し
て行われ、前者は約2KΩの値を有し、後者は約47KΩの
値を有する）、滑動帯域回路における副行過ぎ量抑制の
場合もダイオード装置378を通して結合される。

低周波行過ぎ量抑制信号は、固定帯域回路の通過帯域
制御回路312の整流されたが平滑にされていない出力を
点380でタップすることによって作られる。信号は結合
装置382においてMC6によって対向され、回路を高レベ
ル、高周波成分まで濃くする。信号はさらに、負帰還の
形で、最終平滑回路320から生じる固定帯域平滑制御信
号によって対向される（固定帯域制御信号が十分なレベ
ルまで上昇したときは、それ以上どんなLF行過ぎ量抑制
作用も不要である）。信号は次にブロック384で強く増
幅されかつ制限され、ブロック386でピーク整流され、
そして減衰時定数約20msの平滑回路388によって平滑化
される。合成高振幅パルスは平滑時定数と同じ程度の時
定数を持つ微分回路網390に供給されて、所定の強さの
低周波行過ぎ量抑制インパルスを提供し、高い値の抵抗
器392,394直列ダイオード装置396,389それぞれ介して固
定帯域および滑動帯域の最終積分器に分配される。結果
は最終平滑回路のコンデンサの減衰する「定電流」充電
である。これは比較的低いインピーダンスの主および副
行過ぎ量抑制回路によって作られるより高いピーク電流
ならびにそれに応じてより急激な制御電圧変化とは対照
的である。低周波行過ぎ量抑制法を使用すると、装置に
加えられる比較的ゆっくり変化する低周波信号パルスの
波形ひずみが少なくなる。低周波行過ぎ量回路の追加の
説明は第17図について以下に示される。

第12図は高周波および低周波段に使用される滑動帯域
制御回路の主（定常状態）部分の回路詳細を示す概略図
である。回路は、高周波段のフィルタ136（第９図）お
よび低周波段のフィルタ184（第11図）から給電され
る。全波整流器（第９図の138、第11図の186）は、利得
１の反転する半波整流器の出力の２倍が入力信号に加え
られる方法を使用している。かくて、入力信号は抵抗器
402を通って演算増幅器404の反転する入力に加えられる
が、その非反転入力は−９ボルトに接続されている。ダ
イオード406,408、抵抗器410、入力抵抗器402、及び演
算増幅器404は半波整流器として作動する。入力信号
は、半波整流器の出力を受ける加算抵抗器412の抵抗の
２倍である加算抵抗器414を経て加算点415（第９図の28
2、第11図の322）に供給される。いろいろな回路を通じ
て同じ全波整流法が使用されるが、他の全波回路も使用
することができる。高周波段では、入力信号および半波
整流器の出力は行過ぎ量抑制側回路（下記、第14図）に
ある加算抵抗器に加えられる。加算接続点415にも、加
算抵抗器416を介して反対する変調制御入力が加えられ
る。変調制御入力は、それぞれの振幅を減少させる傾向
があるという意味で、接続点415で他の信号に「反対」
する。高周波段では変調制御入力はMC1であり、低周波
段ではそれはMC4である。変調制御配列は米国特許第4,4
98,055号に、特にその第11図に記載される配列に似てい
る。

加算接続点は、加算増幅器として作動するだけではな
く第１平滑回路（第９図の274、第11図の324）としても
作動する演算増幅器418と協力して作動する。入力は増
幅器418の反転入力に加えられ、その非反転入力は−９
ボルトに接続されている。コンデンサ420、抵抗器422、
およびダイオード424は増幅器418の帰還通路に並列に接
続されている。第１平滑団の時定数は約8msである。あ
る比較的に非厳密の応用では、第１平滑段をそっくり除
去することができる。

第１平滑回路の出力は第２平滑回路段（第９図の27
6、第11図の326）に加えられる。第２平滑段は、高周波
段で約7msそして低周波段で約15msの時定数を持つ平滑
コンデンサ444と主平滑抵抗器428とを含んでいる。充電
通路にはより低い値の抵抗器426が含まれ、制限ダイオ
ード430を接続する適当な点。すなわち抵抗器426と428
との接続点が提供される。＋９ボルトの公称正供給電圧
に接続される抵抗器432および基準電位に接続される抵
抗器434は、ダイオードにバイアスを加える。バイアス
は、極端に高レベル高周波の条件の下では被制御可変抵
抗素子（FETを用いて実現される）に進む信号がFETのゲ
ート導通領域に上らないようにセットされる（FETの導
通は装置の出力に可聴サンプを生じることがある）。低
い値の抵抗器422が第２平滑回路コンデンサと直列に置
かれている。

第２平滑コンデンサ444も、いくつかの行過ぎ量抑制
回路から充電入力を受ける。高周波段では、入力はダイ
オード184（第９図）を通してその高周波滑動帯域回路
の部分を構成する主行過ぎ量抑制回路（第14図）から着
て、またダイオード186（第９図）を介する副行過ぎ量
抑制入力は関連高周波固定帯域回路と組み合わされる主
行過ぎ量抑制回路から来る。すべての充電入力、すなわ
ち第１平滑回路からの定常状態入力および行過ぎ量抑制
回路からの入力は、制御信号が導かれる第２平滑回路コ
ンデンサの充電に寄与する。

直流制御増幅器（FETドライバ）446（第９図の142、
第11図の190）は、第２平滑回路コンデンサ444の電圧に
より、滑動帯域FET（第９図の可変抵抗器128）を駆動す
る。

第13図は、高周波段および低周波団に使用される固体
帯域制御回路の主（定常状態）部分の回路詳細を示す概
略図である。通過帯域および主（通過帯域と停止帯域）
副回路の配列ならびに変調制御信号の主副回路への印加
は、米国特許第4,498,055号に、特にその第21図に示さ
れたものに似ている。

制御回路の主部分（第９図の252）の入力信号は、高
周波段においてバッファ増幅器（図示されていない）を
介して固定帯域素子106（第９図）から直接導かれる。
低周波段では、制御回路の主部分（第11図の302）は200
Hz高域フィルタ370（第11図）を経てフィルタ164（第11
図）の出力から得られる。制御回路の停止帯域部分は、
第12図の回路の全波整流器と同じような構造の全波整流
器（第９図の256、第11図の304）を備えている。全波整
流器には演算増幅器454、入力抵抗器452、ダイオード45
6,458、帰還抵抗器460、および加算抵抗器462ならびに4
64が含まれている。高周波段では、入力信号および半波
整流器の出力は行過ぎ量抑制側回路（下記第14図）の加
算抵抗器に加えられる。加算接続点465（第９図の258、
第11図の308）は全波整流器の出力を受けるとともに、
加算抵抗器466を介して反対する変調回路入力をそれに
加える。変調制御入力は、振幅を減少させる傾向がある
という意味で、接続点258で他の信号に反対する。高周
波段では変調制御入力はMC3であり、低周波段ではそれ
はMC6である。

加算接続点は、加算増幅器として作動するだけではな
く第１平滑回路（第９図の260、第11図の308）としても
作動する演算増幅器468と協力して作動する。入力は増
幅器468の反転入力に加えられ、その非反転入力は−９
ボルトに接続されている。コンデンサ470および抵抗器4
72が増幅器468の帰還通路内に並列に接続されている。
ダイオード474および476は最大セレクタ回路（第９図の
262、第11図の310）を構成するように接続されている。
高周波では第１平滑回路の時定数は約8msであり、低周
波段では約15msである。

制御回路の通過帯域部分（第９図の254）は、高周波
段では、バッファ増幅器（図示されていない）および1.
6KHzの高域フィルタ143を介して固定帯域素子106（第９
図）から直接得られる。低周波段では、制御回路の通過
帯域部分（第11回の312）は400KHzの低域フィルタ192
（第11図）を通してフィルタ164（第11図）の出力から
得られる。制御回路の通過帯域部分も、第12図の回路の
全波整流器と同じような構造の全波整流器（第９図の26
6、第11図の316）を備えている。全波整流器は演算増幅
器484、入力抵抗器482、ダイオード486、488、帰還抵抗
器490、および加算抵抗器492ならびに494を含んでい
る。加算抵抗器は、加算増幅器として作動するだけでは
なく第１平滑回路（第９図の268、第11図の318）として
も作動する演算増幅器496と協力して作動する。入力は
増幅器496の反転入力に加えられ、その非反転入力は−
９ボルトに接続されている。コンデンサ498および抵抗
器472は、増幅器468の帰還通路内に並列に接続されてい
る。高周波段では第１平滑回路の時定数は約8msであ
り、低周波段では約15msである。抵抗器502は通過帯域
の第１平滑回路段を最大セレクタに結合する。

最大セレクタの出力は第２平滑回路段（第９図の27
0、第11図の320）に加えられる。第２平滑回路は、高周
波段で約160msおよび低周波段で約300msの時定数を持つ
平滑コンデンサ514ならびに主平滑抵抗器504を含んでい
る。低い値の抵抗器512が第２平滑回路コンデンサと直
接に接続されている。

第２平滑回路コンデンサ514も最低１個の他の充電入
力、すなわち１個の入力（高周波段）および３個の入力
（低周波段）を受ける。高周波段では、入力はダイオー
ド280（第９図）を通してその高周波帯域固定回路の部
分を構成する主行過ぎ量制御回路（第14図）から来る。
低周波段では、入力はダイオード385（第11図）を通し
てその高周波固定帯域回路の部分を構成する主行過ぎ量
抑制回路（第14図）から、ダイオード376（第11図）を
通してその高周波固定帯域回路の部分を構成する副行過
ぎ量抑制回路（第16図）から、またダイオード396（第1
1図）を通してその高周波固定帯域回路の部分を構成す
る低周波行過ぎ量回路（第17図）から来る。抵抗器512
は、行過ぎ量抑制回路の出力を緩衝して、これらの回路
にある演算増幅器が高周波発振を起さないようにする。
充電入力のすべて、すなわち第１平滑回路からの定常状
態入力および行過ぎ量抑制回路からの１個以上の入力
は、制御信号を得る第２平衡回路コンデンサの充電に寄
与する。

直流制御増幅器（FETドライバ）516（第９図の122、
第11図の170）は、第２平衡帯域コンデンサ514の電圧に
より、固定帯域FET（第９図の可変抵抗器112、第11図の
可変抵抗器156）を駆動する。

第14図は高周波段および低周波段の滑動帯域と固定帯
域の両部分に用いられる主行過ぎ量抑制側回路を示す。
回路のある面は第９図および第11図について上記に説明
されている。演算増幅器550の反転入力における加算接
続点549（第９図の高周波段の滑動帯域部分の282、第11
図の低周波段の滑動帯域部分の364、固定帯域部分の35
6）はそれに接続される複数個の加算抵抗器を備えてい
る。加算抵抗器546および548は全波整流器から（高周波
滑動帯域回路では主制御回路の全波整流器138から［第
９図］、高周波固定帯域回路では、主制御回路の全波整
流器256から［第９図］、低周波滑動帯域回路では行過
ぎ量抑制回路の側路にある全波整流器362から［第11
図］、低周波固定帯域回路では行過ぎ量抑制回路の側路
にある全波整流器354から［第11図］入力を得ている。
加算抵抗器552は、１個以上の変調制御回路の信号入力
からの１個以上の別な加算器を表わす。高周波滑動帯域
回路では入力はMC2であり、高周波固定帯域回路では入
力はMC3である。低周波滑動帯域回路では入力はMC5、MC
7、およびMC8であり、低周波固定帯域回路では入力はMC
7およびMC8である。

演算増幅器550は加算増幅器として作動するととも
に、結合ダイオード568（第９図の高周波段の滑動帯域
回路では284、第９図の固定帯域回路では280、第11図の
低周波段の滑動帯域回路では366、固定帯域回路では34
6）を介していろいろな滑動帯域および固定帯域回路の
第２平滑段に結合されるその行過ぎ量抑制出力に適した
交流ならびに直流条件をセットする。以下に詳しく説明
される通り、結合ダイオード568は可変抵抗器として使
用され、その順バイアス作動特性のひざで作動するよう
に作動パラメータを調節することによって電圧依存の充
電電流を供給する。第14図の側回路の利得はそれと組み
合わされる定常状態回路の利得より少し小さい。相対利
得のこの差は、以下に詳しく説明される通り全体の作動
にとって不可欠である。ダイオード554は、ダイオード5
68の温度補償を提供する。抵抗器560は対554を導通する
ようにバイアスをかける。抵抗器558は演算増幅器用の
帰還抵抗器であるあ。抵抗器562は、定常状態回路の直
流電圧に関して最適の直流電圧を供給するように増幅器
にバイアスをかけるように調節される。ダイオード556
は出力が負供給レールにスイングするのを防止し、すな
わちある入力条件の下で、もし行過ぎ量抑制回路に加え
られる変調制御信号が全波整流器からの信号に極めて強
く対向するならば、増幅器500の中の信号はその直線作
動領域から負供給レールまで押し下げられ、かくて増幅
器を遅らせる。ダイオード566および抵抗器564は、高入
力レベルで行過ぎ量抑制作用の積極性を減少させる働き
をし、すなわち行過ぎ量抑制信号のサイズは高入力信号
レベルで制限される。

第15図は第14図の回路の別な形のブロック図である。
この別法において、第14図の演算増幅器550は、変調制
御信号の増加につれて増幅器の利得が減少するように変
調制御信号入力によって制御される可変利得増幅器とし
て作動される。第14図の回路におけるダイオード566お
よび抵抗器564のような配列によって制限回路が提供さ
れる。オプションとして、変調制御信号は第14図の回路
より小さな割合で加えられ、加算回路574において制限
回路572の前または後にある可変利得増幅器の入力もし
くは出力に反対（対向）するようにされる。もう１つの
演算増幅器が加算増幅器として使用されることがある。
加算回路の出力は次に、結合ダイオード576に加えられ
る。第15図の代替配列は追加の回路成分を要求するが、
それにより行過ぎ量抑制回路は一段と正確に制御されか
つ制御回路の定常状態部分によってより良く追尾され
る。

第16図は低周波段の固定帯域回路にある副行過ぎ量抑
制側回路を示す。回路のある面は第11図について上記に
説明されている。その出力は低周波段の固定帯域および
滑動帯域の量部分に使用される。演算増幅器588の反転
入力における加算接続点372は、それに接続される３個
の加算抵抗器を備えている。加算抵抗器580および582は
低周波固定帯域回路の全波整流器304（第11図）から入
力を受けている。演算増幅器588は加算増幅器としても
制限器としても作動する。抵抗器590は帰還抵抗器であ
る。ダイオード594および抵抗器592は、第14図の回路の
ダイオード566ならびに抵抗器564と同じ働きをする。さ
らに、ダイオード594は結合ダイオード（598および60
4）用の温度補償を提供する働きをする。抵抗器596は信
号過渡状態の際にダイオード594を導通するようにバイ
アスをかけ、制限を提供する。この時間中、ダイオード
は温度補償をも提供する。低周波固定帯域の第２平滑回
路のコンデンサの出力はダイオード598を通して取られ
る。低周波滑動帯域のコンデンサの出力は、抵抗器600
および602から成るバイアス回路網を介してダイオード6
04を通して取られる。第17図は低周波行過ぎ量側回路の
詳細を示し、そのある面は第11図について上述されてい
る。演算増幅器620の入力における加算点382の入力は抵
抗器610および612を介して低周波固定帯域制御回路の通
過帯域部分にある全波整流器316（第11図）から、抵抗
器614を介してMC6（他の信号に反対するように加えられ
る）から、また低周波固定帯域制御回路にある第２平滑
回路320（第11図）から取られる。後者の入力は演算増
幅器615および加算抵抗器616を介して取られる。第２平
滑回路からの給電は非反転入力に加えられ、出力は反転
入力に直接帰還され、給電はその点から取られる。この
負帰還配列により給電は全波整流器316（第11図）から
の入力信号に反対し、かくて固定帯域制御信号が十分な
レベルまで上昇したとき低周波行過ぎ量作用をフェーズ
・アウトさせる。平滑コンデンサの電圧が十分に上昇し
てから低周波行過ぎ量回路によって提供される低速充電
作用を継続させる必要はない。

高域特性を持つMC6が全波整流器からの信号に対向し
て送り込まれるので、低周波行過ぎ量抑制回路は低周波
でのみ作動する。反対するMC6信号は、全波整流器から
受けた信号の高周波成分を打ち消すことによって高周波
における作用を無効にさせる。点382と−９ボルト供給
源との間に接続される抵抗器618は演算増幅器620にバイ
アスをかける。

演算増幅器620は比較的高い値の帰還抵抗器622を有
し、それによって増幅器の利得は十分になるので、その
出力は供給レールに達し、かくて制限が得られる（第11
図の制限器384）、ダイオード624、抵抗器626、および
コンデンサ628はピーク整流器386,388（第11図）を構成
し、高振幅減衰パルスを与える。コンデンサ630および
抵抗器632は平滑回路390（第11図）を構成する。低周波
固定帯域回路への給電は、抵抗器634およびダイオード6
36から取られる。低周波滑動帯域回路への給電は、抵抗
器638およびダイオード640から取られる。

低周波行過ぎ量回路は信号の増強を感知する早期警戒
形の回路として作動する。主行過ぎ量抑制回路だけに依
存すると、その回路のしきい値に達するまでは行過ぎ量
抑制作用が生じない。低周波行過ぎ量抑制回路は、ピー
ク整流され、保持され、そして制御回路を導くコンデン
サをゆるやかに充電する高い値の抵抗器に提供される強
いパルスを発生させるように強く増幅する。作動の際、
回路は主行過ぎ量抑制回路に起因する制御信号の急増を
平滑化するのに役立つ。

第18図から第25図までは、行過ぎ量抑制回路の作動を
説明するのに役立つ波形の例である。第18図から第22図
までにおいて、水平軸は時間であり、垂直軸は電圧であ
る。段（例えば、高周波高レベル段）の入力信号は第18
図に示される通りと仮定しすなわち０からゆっくり上昇
して（増加は固定帯域および滑動帯域の制御回路の定常
状態部分が信号を辿ることができる程度におそい）約25
dB（装置の最大レベルより約20dB低い基準レベルに関
し）まで達する制限波信号（例えば約1KHz）であるとす
る。段のしきい値（ダイナミック作用すなわちこの例で
は圧縮の始め）は−30dBであると思われる。回路が平衡
状態に達する（出力信号の振幅があるレベルで安定す
る）十分な時間がたってから、入力信号の振幅は−10dB
まで急増され、回路がもう一度平衡状態に達するだけの
間そのレベルに保たれる。

第19図は主行過ぎ量回路がある場合とない場合に、段
の固定帯域または平滑帯域制御電圧が入力信号にどう反
応するかの例を示す。第20図は入力信号に応じて段の固
定帯域または滑動帯域部分と組み合わされた主行過ぎ量
回路の出力の一例を示す。第21図は行過ぎ量抑制回路を
少しも使用しない場合の全段出力の例を示し、第22図は
行過ぎ量抑制回路を使用した場合の全段出力の例を示
す。

入力信号が０から−25dBまで上昇するにつれて、制御
信号電圧は−25dB入力レベルに応じて安定した値までな
めらかに上昇する。同時に行過ぎ量抑制回路の出力（入
力信号の振幅目盛の全波整流型）が上昇する。しかし制
御回路の定常状態部分は入力信号を辿ることができるの
で、行過ぎ量抑制回路の振幅は制御回路の定常状態部分
の出力より小であり（その利得が小である）、かくて行
過ぎ量抑制回路第２平滑回路のコンデンサの充電に寄与
するとともにこれらの環境下で制御信号電圧に寄与す
る。この周期中に同じである第21図および第22図におい
て、出力信号はゆっくり上昇するが入力信号より低いレ
ベルまで上昇するのは、段の圧縮作用のせいである。

入力信号が−10dBまで飛び越すと、行過ぎ量抑制回路
の出力も直ちに振幅が飛び越すのはその回路に基本的に
時間遅延がないからである。唯一の無視できない遅延は
演算増幅器のスリュー・レート（slew rate）および第
２積分コンデンサの即時充電能力に起因し、約10μｓの
遅延を生じるが、その結果ほぼその時間の長さの、すな
わち本質的には超音波ほどに短い、行過ぎ量を生じる。
第１および第２平滑回路の時定数により、制御回路の定
常状態部分は入力信号の振幅の飛越しをすぐに辿ること
ができない。かくて、行過ぎ量抑制回路の充電出力は制
御回路の定常状態部分の充電出力よりも大きく、また、
行過ぎ量抑制回路は制御回路の定常状態部分が追いつく
だけの時間が経過するまで、第２平滑回路のコンデンサ
を充電する責任がある。第19図は制御電圧が第20図に示
される行過ぎ量抑制回路の充電電流によってどう「はね
上る」かを示す。「行過ぎ量がない場合」と標示されて
いる第20図の部分は、制御電圧が行過ぎ量抑制側回路か
ら少しも援助を受けてないで、制御回路の定常状態部分
にのみ応じてゆっくり増加する様子を示している。

第21図は出力信号が極めて高いレベルまで上昇して、
次に行過ぎ量抑制のない制御信号がその平衡レベルまで
ゆっくり上昇するにつれて定常状態条件までゆっくり減
衰する様子を示しているが、第22図は行過ぎ量抑制回路
が制御電圧の急速な、しかし制御された、増加を生じさ
せるにつれて、出力信号がその平衡レベルよりほんの少
し高い値まで簡単に上昇するのを示している。

第23図は入力レベルが−25dBから−10dBまで急増され
るにつれて、行過ぎ量抑制充電電流と制御電圧との相互
関係の一例を詳しく示している。同図は最初の何10msか
そこらだけを示す拡大図である。第24図は第23図に似て
いるが、何100msかそこらのずっと長い周期にわたる行
過ぎ量抑制充電電流と制御電圧との関係を示している。
行過ぎ量抑制回路パルスのエンベロープは段出力が平衡
状態に達すると定常状態レベルまで減衰するが、同時に
コンデンサ電圧から得られる制御電圧は制御回路の定常
状態部分による充電に応じてゆっくり増加する。行過ぎ
量抑制回路は、その究極の定常状態値に近いがそれより
も小さいレベルまでコンデンサ電圧を急増させるように
短時間だけ作用する。

これらの例における行過ぎ量抑制回路の作用は制御電
圧の平滑さにある中断を生じさせることであるのが認め
られると思う。制御電圧の平滑さが影響を受ける程度
は、入力信号の変化の厳密度に左右される。行過ぎ量制
御回路の重要な特徴は、その出力が入力信号の変化の割
合に関係があることである。これは、ダイオードが第25
図に示されるようなその動作曲線のひざで順バイアをか
けられるように、結合ダイオード568（第14図）を作動
させることによって達成される。かくて充電電流は入力
電圧の増加につれて増加する。ダイオード566および抵
抗器564（第14図）は回路がより高レベルの信号の増幅
利得を減少させることによって要求される以上の充電電
流を供給しないことを保証するのに役立つ。

制御回路の定常状態部と行過ぎ量制御部分との間の相
互作用の基本特徴は、組み合わされた配列が必要なとき
急に作用しかつできるだけ速やかに高速作用をゆるませ
て低速作用体制に移動させることである。したがって、
行過ぎ量抑制回路は大部分の時間少しも作用していな
い。大部分の時間信号はよく平滑化された制御信号によ
って制御される。

副行過ぎ量回路（第17図）は基本的には主行過ぎ量回
路と同様に作動する。副行過ぎ量抑制回路が必ず要求さ
れるのは、平滑フィルタが回路の周波数弁別能力を破壊
することによって主行過ぎ量抑制回路にしきい値追尾作
用を提供する平滑変調制御信号が使用されるときであ
る。

【図面の簡単な説明】

第１図はコンプレッサおよびイクスパンダがタイプＩの
デバイスとして構成され、おのおのは２つの側路と、高
周波段と低周波段とを備えているコンパンド装置のブロ
ック図、第２図はコンプレッサおよびイクスパンダがタ
イプIIのデバイスとして構成され、おのおのが２つの側
路と、高周波段と、低周波段とを備えているコンパンド
装置のブロック図、第３図はコンプレッサおよびイクス
パンダがおのおのタイプＩのデバイスとして構成される
３段を備えている多段コンパンド装置のブロック図、第
４図は第１図から第３図までの配列に使用できる高周波
段の定常状態面のブロック図、第５図は第１図から第３
図までの配列に使用できる低周波段の定常状態面のブロ
ック図、第6A図は本発明の１つの面を説明するのに用い
られる位相ベクトル図、第6B図は本発明の１つの面を説
明するのに用いられるもう１つの位相ベクトル図、第７
図は変調制御信号が導かれる場所を示す第３図の装置の
ブロック図、第８図はいろいろな変調制御信号を得るた
めに加えられる信号処理を示すブロック図、第９図は過
渡面が追加されかつ変調制御信号が適用された第４図の
高周波段を示す部分概略ブロック図、第10図は変調制御
信号が適用された第５図の低周波段を示す部分概略ブロ
ック図、第10図は変調制御信号が適用された第５図の低
周波段を示す部分概略ブロック図、第11図は過渡面が追
加された第10図の低周波段を示す部分概略ブロック図、
第12図は滑動帯域制御回路の主（定常状態）部分を示す
概略回路図、第13図は固定帯域制御回路の主（定常状
態）部分を示す概略回路図、第14図は滑動帯域および固
定帯域制御回路に用いられる主行過ぎ量抑制回路を示す
概略回路図、第15図は変調制御信号を主行過ぎ量抑制回
路に加える別の方法を示すブロック図、第16図は低周波
固定帯域段に置かれた副行過ぎ量抑止回路を示す概略回
路図、第17図は低周波行過ぎ量抑制回路を示す概略図、
第18図から第25図までは行過ぎ量抑制回路の作動を説明
するのに役立つ波形の例である。 符号の説明： 8,28−コンプレッサ 10−高周波段、12−低周波段 20,36−イクスパンダ 44,54−高レベル段、46,52−中レベル段 58,54−低レベル段 106,150−固定帯域素子 108,152−滑動帯域素子 114,158−固定帯域制御回路 130,178−滑動帯域制御回路

Claims (27)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】出力信号を供給するために制御信号に応答
   して入力信号のダイナミックレンジを変える装置128
   と、前記制御信号を発生させる装置138、274、276、28
   3、284とを含む前記入力信号のダイナミックレンジを改
   変する回路であって、 該制御信号を平滑化するキャパシタンス装置444と、 前記出力信号と動的にほぼ同一な信号点からその入力信
   号を得て定常入力信号状態に応答して前記キャパシタン
   ス装置を充電する第１キャパシタンス充電装置138、274
   であって、前記第１キャパシタンス充電装置に応答して
   時間と共に変化する該キャパシタンス装置の最大電圧変
   化速度が、時間と共に変化する該出力信号振幅の最大速
   度より実質的に遅い第１キャパシタンス充電装置と、 該出力信号と動的にほぼ同一な信号点からその入力信号
   を得て過渡的入力信号状態に応答して前記キャパシタン
   ス装置444を充電する第２キャパシタンス充電装置138、
   283、284を含む行き過ぎ量抑制装置と、 該キャパシタンス装置の電荷から該制御信号を得る装置
   とから成り、 前記第２キャパシタンス充電装置に応答して時間と共に
   変化する該キャパシタンス装置の最大電圧変化速度が、
   該出力信号振幅の時間的変化の最大速度とほぼ同一であ
   ることを特徴とするダイナミックレンジ改変回路。
2. 【請求項２】前記第１キャパシタンス充電装置が、平滑
   化装置274を伴う第１整流装置138を含み、前記第２キャ
   パシタンス充電装置が、不平滑化出力を生成する第２整
   流装置138及び電圧に依存する充電電流を与える可変低
   インピーダンス装置を含む、請求項１の回路。
3. 【請求項３】前記第１及び第２キャパシタンス充電装置
   が、共通の整流装置138を共有する、請求項２の回路。
4. 【請求項４】前記第１整流装置が、平均又はRMS応答を
   行う請求項１又は２の回路。
5. 【請求項５】前記第２キャパシタンス充電装置が、前記
   キャパシタンス装置の充電を制限する装置564、566を含
   み、それによって行き過ぎ量抑制効果が制限される、請
   求項１乃至４のいずれか１つの回路。
6. 【請求項６】前記第１キャパシタンス充電装置138、274
   が、信号に応答する第１可変閾値を有し、前記第２キャ
   パシタンス充電装置138、283、284が、前記第１閾値よ
   り高い、信号に応答する第２可変閾値を有し、前記第１
   及び第２閾値が、ほぼ同様に昇降する請求項１又は４の
   いずれか１つの回路。
7. 【請求項７】極端な過渡状態において前記第２閾値の最
   低点が、前記第１閾値より約10dB高い、請求項８の回
   路。
8. 【請求項８】前記第２キャパシタンス充電装置138、28
   3、284に応答して時間と共に変化する前記キャパシタン
   ス装置の電圧変化速度が、入力信号の増加につれて増加
   し、それによって行き過ぎ量抑制効果が段階的に制御可
   能に導入される、請求項１乃至４のいずれか１つの回
   路。
9. 【請求項９】前記第２キャパシタンス充電装置138、28
   3、284が、前記第１キャパシタンス充電装置138、274の
   総合回路利得より小さい総合回路利得を有する、請求項
   １乃至４のいずれか１つの回路。
10. 【請求項１０】前記第２キャパシタンス充電装置138、2
    83、284が前記キャパシタンス装置を充電するレベル
    は、前記第１キャパシタンス充電装置138、274が後で出
    力信号の同一部分に応答して該キャパシタンス装置を充
    電するレベルより実質的に低い、請求項１乃至９のいず
    れか１つの回路。
11. 【請求項１１】前記制御信号を発生させる装置が、さら
    に第３キャパシタンス充電装置382−396を含み、前記第
    ３キャパシタンス充電装置は、該キャパシタンス装置を
    ゆっくり充電させる回路への前記入力信号の低周波成分
    振幅の増加に応答する信号をその入力として受取る、請
    求項１乃至９のいずれか１つの回路。
12. 【請求項１２】前記第３キャパシタンス充電装置が、増
    幅装置384、ピーク整流装置386及び平滑化装置388並び
    に平滑化された信号で前記キャパシタンス装置をゆっく
    り充電させる装置390−398を含む、請求項11の回路。
13. 【請求項１３】前記キャパシタンス装置を平滑化された
    信号でゆっくり充電させる前記装置が、微分回路390、
    高抵抗装置392、394及びダイオード装置396、398を含
    む、請求項12の回路。
14. 【請求項１４】前記第３キャパシタンス充電装置382−3
    96が、前記制御信号と対向する信号点から入力信号を受
    取り、それによって時間と共に変化する前記キャパシタ
    ンス装置の電圧変化の速度を低減させる負帰還回路を与
    える、請求項11の回路。
15. 【請求項１５】前記第３キャパシタンス充電装置382−3
    96に応答して時間と共に変わる前記キャパシタンス装置
    の電圧変化速度が、該第３キャパシタンス充電装置への
    入力信号の振幅増加につれて増加する、請求項11乃至14
    のいずれか１つの回路。
16. 【請求項１６】前記第２キャパシタンス充電装置が、ダ
    イオード装置284を含み、前記ダイオード装置が、電圧
    に依存する充電電流を与えるために可変抵抗として作動
    するようにそのダイオード特性部分で作動される、請求
    項１乃至15のいずれか１つの回路。
17. 【請求項１７】入力信号が通過帯域及び停止帯域領域に
    分けられるように周波数スペクトルを分割する周波数選
    択回路装置102と、 前記出力信号と動的にほぼ同一の信号点から少なくとも
    １つの変調制御信号を得る装置であって、入力信号のレ
    ベルが上昇するにつれて前記制御信号の停止帯域信号成
    分への応答が低下するようにされる特性を有する変調制
    御信号導出装置とを含み、 前記ダイナミックレンジ改変装置128が、前記制御信号
    に応答して通過帯域領域の信号成分のダイナミックレン
    ジを改変させ、該制御信号が、通過帯域及び停止帯域領
    域の信号成分に応答して作動し、 前記第１キャパシタンス充電装置が、変調制御信号を該
    第１キャパシタンス充電装置への前記入力信号と反対に
    結合する装置272を含み、 前記第２キャパシタンス充電装置が、変調制御信号を該
    第２キャパシタンス充電装置への前記入力信号と反対に
    結合する装置282を含む、請求項１乃至16のいずれか１
    つの回路。
18. 【請求項１８】前記第１キャパシタンス充電装置が、可
    変利得増幅器を含み、前記増幅器の利得が、変調制御信
    号の増加と共に減少する、請求項16の回路。
19. 【請求項１９】前記第２キャパシタンス充電装置が、可
    変利得増幅器570を含み、前記増幅器の利得が、変調制
    御信号の増加と共に減少する、請求項16の回路。
20. 【請求項２０】前記第１及び第２キャパシタンス充電装
    置が、同一の変調制御信号に応答する、請求項16の回
    路。
21. 【請求項２１】前記第２キャパシタンス充電装置で用い
    られる制御信号が、前記第１キャパシタンス充電装置で
    用いられる変調制御信号の平滑化されたものである、請
    求項16の回路。
22. 【請求項２２】前記直列に配列された複数の回路におい
    て、該すべての回路で用いられる少なくとも１つの変調
    制御回路が、直列回路の１つのみの出力と動的に同一の
    信号点から得られる、請求項15の回路。
23. 【請求項２３】前記第３キャパシタンス充電装置382−3
    96が、変調制御信号を該第３キャパシタンス充電装置へ
    の入力信号と反対に結合する装置382を含む、請求項11
    乃至21のいずれか１つの回路。
24. 【請求項２４】前記変調制御信号が、前記第３キャパシ
    タンス充電装置葉の入力信号の高周波成分を相殺する、
    請求項22の回路。
25. 【請求項２５】第１回路が固定周波数帯域特性を有し、
    第２回路が滑動帯域特性を有し、前記第１及び第２回路
    が作動置換段階を形成するように相互接続される、請求
    項11乃至15の第１回路と、請求項１乃至10の第２回路と
    を含む回路装置。
26. 【請求項２６】前記第３キャパシタンス充電装置が前記
    第２回路のキャパシタンス装置をも充電する、請求項24
    の回路。
27. 【請求項２７】第１回路が固定周波数帯域特性を有し、
    第２回路が滑動帯域特性を有し、前記第１及び第２回路
    が作動置換段階を形成するように相互接続される、前記
    第３キャパシタンス充電装置が前記第２回路のキャパシ
    タンス装置をも充電する、請求項１乃至26の第１及び第
    ２回路を含む回路装置。