JP2649911B2 - 組合せ式ダイナミックレンジ改変回路及び方法 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は一般に信号のダイナミック・レンジを変更す
る回路、すなわちダイナミック・レンジを圧縮する圧縮
器およびダイナミック・レンジを伸張する伸張器に関す
る。本発明は音声信号やビデオ（テレビジョン）信号を
含む各種の信号処理のために有効であるが、この明細書
は主として音声信号の処理について記載している。本発
明を音声信号以外の信号の処理に応用するときは、本明
細書中の実施例を公知技術を利用して変更できる。たと
えば、ビデオ信号用の圧縮器と伸張器とは瞬時式であ
り、音節制御回路網は不要である。

圧縮器と伸張器とは雑音低減のために通常併用される
（コンパンダ方式）。すなわち、信号は送信または記録
の前に圧縮され、送信チャンネルからの受信または再生
後に伸張される。しかし圧縮された信号が最終目的に適
合しているときは、圧縮器を単独で使用して送信チャン
ネル容量に合わせるなどダイナミック・レンジの圧縮を
行い、それ以降の伸張動作を省略することができる。ま
た圧縮器はある種の機器、特に圧縮された放送信号また
は記録済の信号について伝送専用か記録専用のオーディ
オ機器のために単独で使用されている。伸張器はある種
の機器、特に圧縮された放送信号または記録済信号用の
専用受信機又は専用再生機として単独で使用されてい
る。或る機器では、単一装置をモード切替え操作によっ
て、信号を記録する圧縮器として又圧縮放送信号若しく
は記録済信号を再生する伸張器として構成することがし
ばしば行なわれる。

圧縮器、伸張（長）器及びコンパンダ型の雑音低減シ
ステムの設計において、長期間追及されてきた目標は、
印加信号に対する圧縮器及び伸張器の高度な適合性があ
った。すなわち、例えば理想的圧縮器は予定の圧縮法則
に従って動的動作（作用）を提供する、主（優勢）信号
成分周波数部分を除き、作動周波数スペクトル全体に亘
って一定の利得を提供しなければならない。この目標
は、本出願人による1965年10月11日付出願の英国仮明細
書第43136号で「コンフォーマル（共形）等化」として
言及された。したがって、上記仮明細書（および本出願
人による1965年８月11日付出願の英国仮明細書第34394
号、同じく1966年１月18日付出願の英国仮明細書第0236
8号）および上記出願に対応して取得した特許（米国特
許第3,846,719号と第3,903,485号とを含む）には上記目
標に向けて各種の技術が用いられており、この中には通
常「帯域分割」および「すべり帯域」と呼ばれる技術を
含んでいる。

帯域分割方式によれば、スペクトルを複数個の周波数
帯に分割に、各周波数帯を個別に処理する。帯域分割方
式では、主信号成分は全スペクトルの一部分以内でのみ
動的動作（圧縮または伸張）に影響を及ぼすが、広帯域
方式では主信号成分はスペクトル全体の動的動作に影響
を及ぼす。したがって、帯域分割方式は広帯域方式によ
りも適応性または適合性が大きい。理論的には、スペク
トル全体を多数の周波数帯に分割すると適応性の高い装
置が得られるが、このような装置は複雑で不経済になる
ため実用的ではない。その結果、設計上の妥協案とし
て、合理的な個数の周波数帯を選択して適切な性能を得
る。商業的に成功した知名な帯域分割方式による圧伸動
作型の音声雑音低減装置は通常Ａ型雑音低減と呼ばれて
おり、４個の帯域を用いている。この詳細な記載は、オ
ーディオ・エンジニアリンク・ソサイティ誌（1967年10
月号、第15巻、第４号、383−388頁）、レイ・ドルビイ
著『オーディオ・ノイズ・リダクション・システム（AN
AUDIO NOISE REDUCTION SYSTEM）』にある。しかし、
この種の装置にも広帯域雑音低減装置と同じ欠点があ
る。但し帯域が分割され問題が個別の帯域に限定される
ため、影響も少なくなる。このような欠点は雑音低減の
装置設定では公知のことであり、主信号成分の応答して
利得の変化が生じるとき、該主信号成分によってマスク
されない各周波数で起こる雑音低減効果の損失と、雑音
及び信号変調に関連する諸問題とが含まれる。この種の
問題が生ずるのは主として上記装置が主信号と完全に適
合できないためである。前記書問題による雑音がどの程
度可聴であるかは、システムの相補性の不完全さにも存
在する。例えば、伝送チャンネル応答が、圧縮器と伸張
器との通過帯域において、不規則であるか予測不能の場
合は、信号変調効果は伸張器の中で補正されない。

主信号成分とは、考慮対象の周波数帯内で事実上動的
動作を発生させるのに十分なレベルを有するものであ
る。複雑な信号状態下では、２個以上の主信号成分かま
たは１個の主信号成分と複数個の副主信号成分が依存す
ることがある。圧縮器と伸張器との相補性に依存するコ
ンパンダ装置においては、すべての信号成分が圧縮、伸
張は確定した圧縮・伸張比に従って行われ、その結果、
主信号成分（および動的動作の影響を受ける別の信号）
を含む信号スペクトルが伸張器でそれぞれ正しいレベル
に復帰できるようにしなければならない。この要件があ
るために、各種の知名な適応性のある追跡フィルタ技術
を用いた伸張方式及びフィルタ動作が先決の圧縮・伸張
法則に左右されず、且つ多動信号が存在すると動作が予
測できないような、いわゆる「単一終端（シングル・エ
ンデッド）」雑音低減方式に（再生信号に対してのみ作
用する）も有効に用いることができない。

適応性・適合性を更に高める別の接近方法は、制限を
行うために可変口波に依存する信号を用いるすべり帯域
技術である。通常主信号成分により１個若しくはそれ以
上の可変フィルタのカットオフ（遮断）又は転移周波数
を移動させることによって、主信号成分を圧縮するか伸
張する。上記可変フィルタには、高域フィルタ、低域フ
ィルタ、シェルフ・フィルタ、ノッチフィルタなどが含
まれる。

単一の高周波帯でのみ作動するすべり帯域装置は、米
国特許（再）第28,426号と第4,490,691号中に記載され
ている。この装置は、通常、Ｂ型雑音低減装置と呼ばれ
る消費者用の圧縮・伸張型音声雑音低減装置の基礎であ
り、二重路配置において、可変フィルタと直列に接続さ
れた固定高域フィルタを含む側路を有している。

二重路装置は、基本的に動的動作を行わない主路およ
び動的動作を有する１個またはそれ以上の二次または側
路を用いて圧縮特性か伸張特性を達成する装置である。
上記側路の入力は主路の入力または出力から印加される
が、側路の出力は主路と加算的か減算的に組合されて圧
縮または伸張を生ずる。通常側路は一種の制限または可
変減衰を与え、側路と主路との接続方法により、主路信
号成分が側路で昇圧されるか（圧縮を与える）、降圧さ
れるか（伸張を与える）が決まる。このような二重路配
置は米国特許第3,846,719号、第3,903,485号、第4,490,
691号および（再）第28,426号中に詳細に記載されてい
る。

圧縮・伸張型音声雑音低減装置において、動的動作が
単一信号路で行われる単一路配置中の高周波可変シェル
フ・フィルタについては、米国特許第3,911,371号に開
示されており、また米国特許第3,665,345号の第１図と
第２図とに示す実施例では、静止状態において全通過特
性を持つ可変シェルフ・フィルタを含む側路を特徴とす
る二重路配置が開示されている。コンパンダ装置用の可
変セルフ応答を与える別の方法は米国特許第3,934,190
号に開示されている。

このようなすべり帯域装置に見られる欠点の一つは、
高周波の主信号成分が存在するとき、可変フィルタの転
移周波数が上記信号成分より上方の周波数に移動して、
その結果、雑音低減を与える周波数領域がより低い周波
数に制限されることである。雑音低減損失は帯域分割装
置の場合よりも可聴的に顕著になる。しかも、すべり帯
域装置に固有の増倍効果により、雑音変調、信号変調な
どの関連副作用は固定帯域装置よりもひどくなる。この
増倍効果は、すべり帯域装置の圧縮方式に起因してい
る。たとえば、主高周波信号が存在し、2dBの利得減少
が求められると、可変フィルタのカットオフ周波数をフ
ィルタ勾配に沿って2dBの減衰に必要な範囲だけ移動さ
せねばならない。然し、新しいカットオフ周波数からよ
り遠く離れた低周波に対する効果は、たとえば、5dBま
たは10dBの動的動作となり、その結果として全部または
大部分の雑音低減効果が失われると共に、可聴な信号変
調または雑音変調を伴う。すなわち、この例では主信号
が2dBだけ変わると、主信号から離れた周波数において5
dBまたは10dBの利得変化が生ずる。第１図はこの増倍効
果を示す最適を圧縮器特性応答曲線である（なお、この
明細書の中で各図に示された特性応答曲線は圧縮器のも
のであり、それぞれの伸張器特性は圧縮器特性の補数と
理解されたい）。比較的まれな状態で、シンバルなど非
常に高い周波数の主信号成分がすべり帯域フィルタを支
配すると、中間帯域副信号成分が可聴変調される場合が
ある。この可聴変調は圧縮器に対して伸張器の追跡機能
が不十分なときにも出現する。この問題は「中間帯域変
調効果」と呼ばれる。この問題の解決法の一つは上記米
国特許第4,490,691号に開示されている。

固定帯域装置において、主信号成分に応答して周波数
帯全域で生じる（広帯域か帯域分割方式のうち１周波数
帯かを問わず）利得減少量は同一であるため、信号変調
または雑音変調がたとえ起きても、この変調効果は増倍
されない。すなわち、主信号成分のレベル変化が2dBで
あれば、その主信号成分から離れた周波数の利得変化も
2dBである。ところが、雑音低減効果の見地から言え
ば、このことは固定帯域装置の欠点であり、主信号成分
に呼応して制限が起こると、作動周波数帯のいかなる地
点でも完全な雑音低減効果は得られない。第２図にこの
効果を示す。変調効果は増倍されないが、固定帯域動作
が起こる周波数帯全域で雑音変調と信号変調とが起こる
可能性がある。

前述の欠点があるにもかかわらず、すべり帯域装置の
利点は、完全な雑音低減効果が主信号成分より上方（下
方の周波数に作用するすべり帯域方式の場合には主信号
成分より下方）の周波数において得られることにある。
したがって好ましい装置は、固定帯域方式とすべり帯域
方式のそれぞれの欠点を排除し、（たとえば、固定帯域
の欠点は、増倍されることはないが、雑音・信号変調
が、その作動範囲全体で起こることであり、またすべり
帯域の欠点は中間帯域変調効果である）固定帯域方式と
すべり帯域方式のそれぞれの利点（たとえば、固定帯域
の利点は変調効果の増倍が行われないことであり、すべ
り帯域の利点は最小信号変調または最小雑音変調が主信
号周波数より上方にあることである）を達成するもので
ある。

固定帯域作動とすべり帯域作動とを帯域分割装置の別
個の周波数帯で用いること、及び同一の周波数帯内で複
式の動的動作を用いることは公知であるが、先行技術に
よる装置では、固定帯域作動とすべり帯域作動とを同時
にほぼ同一の周波数帯で併用していないため、これらの
作動の持つ上記利点が得られなかった。

本発明は、圧縮器、伸張器およびコンパンダ型雑音低
減装置において、主信号成分に呼応して複数の特性作動
を可変的に選択することにより、共形等化の目標により
近づけるという認識をもとにしている。

圧縮器、伸縮器およびコンパンダ型雑音低減装置の設
計者は、本発明により、複雑な回路に依存しないで、応
答特性の適用範囲が広げられた。

二路可変組合せ装置の電圧・伝達関数は V_out＝V_in［kt₁（ｓ）＋（１−ｋ）t₂（ｓ）］ と表現される。ここに、V_in:印加電圧、V_out:出力電
圧、t₁（ｓ）とt₂（ｓ）：各路の伝達関数、ｋと１−k:
各路の比。ここでは単純な電位差計式組合せ装置を想定
する。

本発明は概して各種の動的特性（動作特性）および受
動特性を有する要素の組合せに適用できるが、実用上お
よび説明上の極めて有用な組合せは、固定帯域動作特性
およびすべり帯域、すなわち、滑動帯域動作特性を可変
的に選択することである。本発明の教示を用いることに
より、両特性の欠点を回避すると共にそれらの特性の利
点を得ることができる。従って滑動帯域特性および固定
帯域特性をほぼ同一の周波数範囲（広帯域又は限定帯
域）およびレベル範囲内で可変的に選択できるなら、２
つの静止特性（静特性）が同一なので、組合せ要素の静
特性はいずれかが単独でとった静特性と同一に見える。
優勢信号成分が両特性の周波数範囲内に現れたときは各
々の特性がこれに反応する。すなわち、固定帯域特性は
全周波数範囲に亘り一様にレベルを低下させ、滑動帯域
特性は滑動、すなわち、転移周波数の移動を開始させ
る。

しかし上記二種の作動は従来は相互に独立していた
が、上記可変組合せ装置により両方の特性が相互に結合
され、各特性の振幅部分は可変組合せ装置の制御回路に
よって選択される。可変フィルタ周波数の上方にすべる
特徴を有する、固定帯域特性とすべり帯域特性とを選定
する可変作動選択装置では、該作動選択制御回路は、高
レベル高周波主信号のレベル増加に伴い、すべり帯域特
性がより多く選択されることが好ましい。このような変
化が起こると、静止状態では一特性として現われていた
（第３図に示す）上記二特性が明示される。すなわち組
合せ特性は、主信号周波数より上方（または下方、すべ
り帯域が周波数の上下いずれに作動するかによる）です
べり帯域特性を示すと共に、主信号周波数より下方（ま
たは上方）で固定帯域特性を示す。第3B図はすべり帯域
が主信号より上方にある場合の一実施例を示し、第3C図
はすべり帯域が主信号より下方にある場合の一実施例を
示す。主信号周波数で区分された二系統の動作を表わし
ている。このようにして、すべり帯域特性が「露出」す
る領域は固定帯域特性で補充されて、事実上床（フロア
ー）又は基礎レベルを与える。換言すれば、主信号成分
に呼応して動作を可変的に選択できる。この結果、固定
帯域装置とすべり帯域装置の両方の利点が得られると共
に欠点が避けられる。すなわち、すべり帯域特性の作動
により、主信号より上方（又は下方）では雑音低減効果
は最大化され、変調効果は最小化されると共に、固定帯
域特性の存在により、主信号より下方（又は上方）では
雑音低減上の損失と雑音変調作用及び信号変調作用との
発生が阻止される。したがって、すべり帯域特性の単独
作動に伴って、主周波数より下方（または上方）で発生
する増倍効果が無くなると共に、主周波数より上方（ま
たは下方）では、すべり帯域特性の利点が得られる。但
し、上記特性値は有効範囲において自己の最大値には達
しない。

より適応性のある装置を得るため、高周波帯および低
周波帯の各々が、可変作動選択型の固定帯域、すべり帯
域特性を含むような帯域分割装置も与えられる。

この装置では、高周波帯においてすべり帯域は周波数
で上向きに作動するが、低周波帯においてすべり帯域は
周波数で下向きに作用する。また静止状態において上記
特性は重なって平坦な総合特性となる。緩やかなフィル
タ勾配（たとえば6dB/オクターブ）と周波数帯中央の共
通静止かど周波数（たとえば音声装置用の800Hz）とを
選ぶことにより、処理対象となる帯域の大部分にわたっ
て高周波帯と低周波帯の両方に優れた主信号追跡性を与
え得る。この種の装置の静止応答を第4A図に示す。主信
号が２個あると、雑音低減を最も必要とする主信号周波
数の上下において、主信号とすべり帯域応答との間の固
定帯域応答に帰着する（第4B図参照）。

圧縮器、伸張器用のすべり帯域回路と固定帯域回路は
知名である。第５図は音声信号処理用の公知のすべり帯
域回路のブロック図である。この回路は各種の用途に用
いられる。すなわち、（１）単路圧縮器（図面に示して
ある）、（２）単路伸張器（演算増幅器の帰還ループ内
にすべり帯域回路を配する）、（３）二重路圧縮器の側
路、（４）二重路伸張器の側路。第５図のブロック図に
よる高周波すべり帯域回路は、米国特許再発行第28,426
号、米国特許第4,490,691号、および米国特許第4,498,0
60号に詳細に開示されている。

第６図は音声信号を処理するための公地の固定帯域回
路を示しており、この回路は圧縮器または伸張器として
単路配置または二重路配置の側路を使用することができ
る。第６図のブロック図による固定帯域回路は、米国特
許第3,846,719号、米国特許第3,903,485号、および米国
特許第4,498,060号に詳細に記載されている。

本発明に有用なすべり帯域回路要素および固定帯域回
路要素とは音声信号の処理以外の用途にも使用すること
ができる。また回路型式も上記のもの以外に、米国特許
第4,490,691号の中に開示された回路などの公知の改造
回路をも含み、さらに公知の他型式のすべり帯域回路と
固定帯域回路とその均等物とを含んでおり、その代表例
は：米国特許第3,846,719号、米国特許第3,903,485号、
米国特許第3,911,371号、米国特許第3,934,190号、米国
特許第4,306,201号、米国特許第4,363,006号、米国特許
第4,363,007号とに開示されたすべり帯域装置と、米国
特許第4,306,201号および米国特許第4,363,007号とに開
示された固定帯域装置とを含んでいる。上記に引用され
た特許明細書には二重路配置における圧縮器や伸張器な
どの回路の作動に関する詳細のほか、圧縮器を演算増幅
器の帰還ループ内に配して、相補性伸張器として作動さ
せることの詳細をも含んでいる。

第５図について説明する。本図の示すように、すべり
帯域回路は固定フィルタ（２）と、可変フィルタ（４）
と、増幅器（６）とを有しており、この増幅器の出力は
オーバシュート（行過ぎ量）を抑制するための非線形リ
ミッタ（８）に結合されている。オーバシュート抑制段
の出力は回路出力となるほか、増幅器（10）を有する制
御回路に印加され、また増幅器の出力は半波整流器（1
2）に印加され、平滑フィルタ（14）により積分され
て、可変フィルタ（４）のための制御信号となる。固定
フィルタ（２）は単純な単極RCフィルタで与えることが
できる。また可変フィルタ（４）も単純な単極RCフィル
タで与えることができるが、このRCフィルタにおいて、
電界効果トランジスタ（FET）のソースドレーン路はFET
ゲートに印加された制御電圧により可変抵抗器として作
動される。

第７図には高周波すべり帯域回路のための固定、可変
フィルタ装置が示されており、このフィルタ装置におい
て可変フィルタ（４）のカットオフ周波数は制御信号電
圧のレベルの増加に応じて上方に移動する。また第８図
は低周波すべり帯域回路用の固定フィルタ、可変フィル
タ装置を示しており、この装置において可変フィルタ
（４）のカットオフ周波数は制御信号電圧のレベル増加
に応じて、下方に移動する。第７図では固定フィルタは
直列コンデンサ（16）と分流器（18）とにより限定さ
れ、可変フィルタ（４）は抵抗器（20）と直列コンデン
サ（22）との並列配置及び制御信号をそのゲートで受信
する分路FET（24）により限定される。ここでコンデン
サ（16）と抵抗器（18）とは高域フィルタを構成する
が、抵抗器（20）とコンデンサ（22）とFET（24）とは
高域セルフ・フィルタを構成する。抵抗器（20）は（可
変フィルタ（４）を可変高域フィルタに変えることによ
り）省略することは可能であるが、フィルタ中の大きな
移相を防ぐため抵抗器（20）は有用である。第８図にお
いて、固定フィルタは直列インダクタ（26）と分流器
（28）とにより限定されるが、可変フィルタ（４）は抵
抗器（30）と直列インダクタ（32）との並列配置及び制
御信号をそのベースで受信する分路FET（24）とにより
限定される。インダクタ（26）と抵抗器（28）とは低域
フィルタを構成するが、抵抗器（30）と、インダクタ
（32）と、FET（24）とは低域シェルビング・フィルタ
を構成する。この抵抗器（30）は、第７図の回路におけ
る抵抗器（20）と同じ目的を果している。実用では、イ
ンダクタ（26）と抵抗器（28）には、直列抵抗器と分路
コンデンサが用いられる。また非接地式インダクタ（3
2）の代わりに、演算増幅器を有する知名なジャイレー
タ回路を用いることができる。

第７図と第８図との配置において、静止状態ではFET
がピンチオフされ、可変フィルタ（４）は全通過フィル
タになるため、固定フィルタ（２）が回路の周波数応答
を決める。信号状態によって、FETが導通を始めると可
変フィルタのかど周波数が上昇し固定フィルタのかど周
波数を超えたときに回路の周波数応答が決定される。第
５図、第６図、第７図、第８図の配置での固定フィルタ
（２）は、所望により省くことができる。但し可変フィ
ルタのかど周波数が固定フィルタのかど周波数に近づく
と、総合フィルタ特性がより鋭くなることは望ましい特
性である。

第５図の説明に戻って、更に補足すると、増幅器（1
0）の好ましい態様では周波数に重みをかけて高周波回
路の場合は高周波（低周波回路の場合は低周波）におけ
る利得増加を与えることにより、回路が帯域を狭めて
（可変フィルタかど周波数のすべりにより）所要の減衰
が生ずる。平滑フィルタ（14）は音声信号処理（たとえ
ば音節制御）に適した動作開始時間定数と消滅時間定数
とを与える。

第６図について説明すると、固定帯域回路はFET減衰
器（36）と増幅器（38）とを有しており、増幅器の出力
はオーバシュート抑制のための非線形リミタ（40）と結
合されている。増幅器（38）とリミタ（40）とは、第５
図の増幅器（６）とリミタ（８）と同型である。オーバ
シュート抑制段の出力は回路出力となるほかに、増幅器
（42）を有する制御回路に印加され、増幅器の出力はさ
らに分相器（44）に印加される。分相器出力は全波整流
器（46）を駆動すると共に、平滑フィルタ（48）により
積分される。全波整流は第５図のすべり帯域装置にも使
用できるが、別の方法として、第５図の半波整流を第６
図の固定帯域装置に適用することもできる。全波整流
は、より高精度の制御信号を与えるが、価格が高いとい
う問題がある。FET減衰器は、第９図に示すように単純
な分圧器として構成されているが、FETのソース・ドレ
ーン路は、直列抵抗器（52）と並列する可変抵抗器の役
をなし、広帯域可変減衰を行う。帯域限定フィルタを第
６図のFET減衰器（36）の直前の入力と直列に配設する
と、固定帯域の有効範囲はフィルタで限定された周波数
帯のみとなる。

第10図には本発明による可変動作選択装置の一般実施
例が示されており、三種の異なる通路（54）、（56）、
（58）が用いてある。これらの通路出力の可変比組合せ
は、可変組合せ装置（60）により行われるが、この可変
組合せ装置は、上記三路の出力に接続されたタップを有
する抵抗器（62）と、出力端子（66）に接続された加減
ワイパ（64）とを具備している。加減ワイパ（64）の位
置は、制御回路（70）からの導線（68）の信号に応じて
調整されるが、第10図では例示としてこの出力信号レベ
ルを検出している。また第10図は機械式ワイパを示して
いるが、もちろん全電子式ワイパも使用可能である。本
発明により、上記三路のうち、二路はそれぞれすべり帯
域回路（72）と固定帯域回路（74）とを含んでおり、こ
れらの回路は第５図ないし第９図に示されたものと同型
式である。第三の通路の中に受動フィルタ（76）を用い
ると共に、選択的にこの受動フィルタを可変組合せ装置
から分離する緩衝増幅器（78）も付加できる。また有用
な結果を得るため、第四の通路を付加し、該通路の受動
フィルタおよびオプションとして、受動フィルタを可変
組合せ装置から分離する緩衝増幅器を用いることができ
る。固定帯域とすべり帯域とにおいて圧縮器と伸張器が
それぞれ動的動作を与えるレベルは殆ど同一、すなわち
数dBの範囲内である。この圧縮器と相補性伸張器とは本
説明書に記載された装置のうち任意のものとする。

第10図に示す可変組合せ結合装置と併用可能な制御回
路は、米国特許第3,775,705号の第３図および明細書の
関係部分に詳細に開示されている。

第11図に示す別の実施例の一般装置において、第５図
と第６図に示すすべり帯域回路と固定帯域回路とが使用
されている。また第11図では、第５図および第６図と共
通する要素は同一の照合番号が付されている。第11図に
示す実施例において、すべり帯域回路および固定帯域回
路から出力された直流制御信号は、可変組合せ装置（8
0）の中で反対に組合せられて、可変組合せ装置（82）
の制御信号となる。可変組合せ装置（82）は、すべり帯
域回路および固定帯域回路の比較出力部分を可変的に選
択して総合出力を与える。実用的には、可変組合せ装置
（82）を与える抵抗分割器回路において、可変要素はFE
Tのソース・ドレーン路であり、この路の抵抗を制御す
るため直流制御信号がFETのベースに印加される。可変
組合せ装置（80）を与える演算増幅器において、一回路
からの直流制御信号は該増幅器の入力の１個に印加され
ると共に、他の回路からの直流制御信号は該増幅器の入
力の残りの１個に印加される（すなわち減算的に）。増
幅器利得の加減および直流制御信号の減衰（たとえば直
流制御信号の搬送線に電位差計を用いて）によって直流
制御信号の相対レベルが制御され、このレベルで出力が
すべり帯域動作から固定帯域動作へ又はその逆に移行す
る。第14、16図のカーブについては後述するが、異種の
動作間の切替えを理解する上で有用である。

第11図に示す本発明によるコンパンダ方式の一般的配
置における二路回路および三路回路（たとえば第10図と
第11図に示す回路）は、型式Ｉの二重路コンパンダ方式
（この型式は米国特許第3,846,719号中に概説されてい
る）の側路内に配置されている。この配置に含まれる圧
縮器（84）において、入力信号は二路または三路回路
（86）および主路（88）に入力される。回路（86）の出
力は加算装置（90）の主路信号成分に加算されて、圧縮
器出力として伝送チャンネルに印加される。かくして、
側路信号成分が主路信号成分を増大して、圧縮器作動を
起こす。伝送チャンネル出力は、圧縮器（84）に対して
相補的に構成された伸張器（92）に印加されるが、この
伸張器に含まれる入力加算装置（94）は伝送チャンネル
出力を受信するほか、二路または三路回路（86）の出力
を減算する。したがって、主路信号成分が側路信号成分
により降圧されて伸張器作用を生ずる。入力加算装置
（94）の出力は主路（96）に印加されて、伸張器出力お
よび回路（86）への入力となる。

第13図に示された型式IIの二重路配置（この型式は米
国特許第3,903,485号に概説されている）において、圧
縮器（98）は入力加算装置（100）を有し、この入力加
算装置は入力信号及び二路または三路回路（86）の出力
をも受信する。入力加算装置（100）の出力は主路（10
2）に印加され、伝送チャンネルに対する圧縮器出力と
なり、また圧縮器回路（86）の入力となる。かくして、
側路信号成分が主路信号成分を増大して圧縮器作用を生
ずる。伝送チャンネル出力は、圧縮器（98）と相補的に
構成された伸張器（104）に印加される。また入力信号
は二路または三路回路（86）の外に、主路（106）にも
加えられる。回路（86）の出力は加算装置（108）の中
で主路信号成分から減算されて、伸張器出力となる。か
くして、側路信号成分は主路信号成分を降圧して伸張器
作用を起こす。

第14図、第15図、第16図の圧縮曲線は、装置（たとえ
ば第12図の二重路型式Ｉの圧縮器）における信号状態を
示しており、この装置において、回路（86）は概ね第11
図に実施例に示すとおりである。さらに、すべり帯域要
素は、信号状態に応じて上に移動する型式のものであ
る。すべり帯域要素と固定帯域要素はいずれも800Hzの
かど周波数を有する固定単極高域入力フィルタを含んで
いる。（第11図の回路の固定帯域部分には、このフィル
タは示されていない）。この装置の最大レベルから約20
dB低い基準レベルに対して、上記両回路のしきい値は約
−35dBである。各組の圧縮曲線に示された上記回路の応
答は、0dBから−35または−40dBまでの音声レベルに対
して、5KHzの音声が存在するときに−50dBのプローブ音
を20Hzから20kHzまでの範囲内で掃引する場合のもので
ある。

第14図すべり帯域回路出力における応答を示してい
る。各曲線は、5kHzの主信号のレベル増加に伴って可変
フィルタのカットオフ周波数が上に移動することを示し
ている。

第15図は固定帯域回路の出力における応答を示してい
る。各曲線は、5kHzの主信号のレベル増加に伴う固定帯
域応答の平坦化および減衰増加を示している。また各曲
線によれば、主信号の高レベル極端（0dBおよび−10d
B）における応答は実質的にすべり帯域回路の応答であ
るが、信号の低レベル（−20ないし−35dB）における応
答は固定帯域回路の応答により近似している。これによ
り次のような好結果が得られる。すなわち、中間帯域の
変調作用が減少する（たとえば第16図の500から1kHz範
囲を第14図のそれと比較すると、しきい値を丁度上回る
主信号レベルについて、上記領域における低レベル信号
が、すべり帯域応答により強い影響を受ける）と共に、
高主信号レベルの高周波数において雑音低減効果が増大
する（第16図の5kHz以上の領域を第15図のそれと比較の
こと）。

前述したとおり、好ましい配置において、圧縮器また
は伸張器を高周波帯および低周波帯に帯域を分割するよ
うに構成し、しかも各帯域が二路可変動作選択段を有
し、それぞれの路にすべり帯域回路および固定帯域回路
を含んでいる。可変動作選択段は孤立のダイナミック・
レンジ修正装置として作動するか、型式ＩまたはIIの二
重路装置（この実施例は米国特許第3,846,719号、米国
特許第3,903,485号、米国特許再発行第28,426号、米国
特許第4,490,691号に記載されている）の側路として作
動する。回路の総合静止応答を平坦化するため、おのお
のが同一のかど周波数を有する複数個の単極フィルタを
用いるのが望ましい。高周波段と低周波段において有利
なかど周波数は、音声方式用として800Hzである。フィ
ルタ勾配が緩やかな6dB/オクターブで、高周波段のかど
周波数が800Hzのとき、有意動作は100又は200Hzの低さ
迄与えられる。この場合、低周波段のかど周波数も800H
zであれば、有意動作は３〜6kHzの高さまで与えられ
る。したがって、信号がたとえば100Hzないし6kHzの範
囲（代表的な音楽において大部分のエネルギーを有する
帯域）にあるとき、高周波段と低周波段は共に有効とな
り、信号追跡効果を与える。たとえば、（詳細は後述す
るが）単一主信号が上記周波数範囲内にあるとき、総合
応答は該主信号の上下にある二つのすべり帯域の総合応
答である。主信号が２個以上の場合、該応答は最上位主
信号と最下位主信号との間の固定帯域となり、且つすべ
り帯域が最上位及び最下位主信号より上方及び下方に対
しそれぞれ応答する。

第17図は上記型式の帯域分割装置を示している。固定
帯域段およびすべり帯域段の全体について同一のかど周
波数を用いることが望ましい（すべり帯域段においては
静止かど周波数）。高周波すべり帯域段は、そのかど周
波数が、信号レベルの上昇に応じて、静止周波数から上
方にすべるように作動しなければならない。低周波すべ
り帯域段は、そのかど周波数が、信号レベルの上昇に従
って、静止周波数から下にすべるように作動すべきであ
る。第17図は型式Ｉのコンパンダ装置を示しているが、
型式II構成の装置も用いることがある。第17図に示され
た装置は、圧縮器（110）を有しており、この圧縮器で
は入力信号は、高周波固定帯域段（112）、高周波すべ
り帯域段（114）、低周波固定帯域段（116）、高周波す
べり帯域段（118）、および主路（120）に印加される。
上記段（112）および（114）の出力は可変組合せ装置
（122）に印加され、段（116）および（118）に出力は
可変組合せ装置（124）に印加される。さらに可変組合
せ装置（122）と（124）の出力は、加算装置（126）で
加算され、その加算後の出力は加算装置（128）に印加
され、加算装置（128）はこれらの信号成分を主路信号
成分と組合せて、圧縮器出力として伝送チャンネルに印
加する。かくして、側路信号成分が主路信号成分を増大
して圧縮器作用が起こる。伝送チャンネル出力は、圧縮
器（110）に対して相補的に構成された伸張器（130）に
印加される。この伸張器に含まれる入力加算装置（13
2）が伝送チャンネル出力を受信し、また高周波可変組
合せ装置（122）（この装置に高周波固定帯域段（112）
の出力および高周波すべり帯域段（114）の出力とが印
加される）この出力および低周波可変組合せ装置（12
4）この装置には低周波固定帯域段（116）の出力および
低周波すべり帯域段（118）の出力が印加される）の出
力とが、加算装置（126）で併合されて、その和は上記
加算装置（132）により減算される。かくして、側路信
号成分により主路信号成分が降圧されて伸張器作用が起
こる。さらに、上記加算装置（132）の出力は主路（13
4）に印加され、伸張器出力および段（112）、（11
4）、（116）、（118）の入力となる。

第12図、第13図および第17図において、各圧縮器の主
路および各伸張器の主路はダイナミック・レンジに関し
て線形であり、また側路段の和のレベルは主路の最大レ
ベルより概ね低い。また第12図、第13図および第17図に
おける伝送チャンネルは任意型式の記憶媒体か伝送媒体
を含めることができ、且つ同様に圧縮器からのアナログ
信号成分を異なる形状（たとえばディジタル）に変換ま
たは符号化する装置、コード化された信号の記憶、伝送
装置及びコード化された信号をアナログ信号成分に再変
換または復号する装置を含むことができる。

第18図は、第17図に示す装置の圧縮器（120）の静止
特性を示している。しきい値以下の低レベル信号状態に
おいて、各段（104）、（106）、（108）、および（11
0）による最大圧縮は10dBである。したがって、第18図
の曲線は低周波段および高周波段による付加効果を示し
ている。上記４段全部の共通かど周波数は800Hzとす
る。またこれらの曲線は、事実上各単極フィルタの6dB/
オクターブスカート（スカート状曲線）のオーバーラッ
プ（重なり）を示す。

可変組合せ装置（第10図の60、第11図の82、第17図の
122と124）用の制御信号は、該組合せ装置が作動する総
合回路の種々な位置における信号の振幅、周波数（スプ
クトル依存）に応答するのが望ましい。第10図の例で
は、制御信号は可変組合せ装置（60）の出力信号に応答
する。帯域限定フィルタ及び整流器は、可変組合せ装置
を制御するために適切に組合せて用いる直流制御信号を
発生する。

第11図では、可変組合せ装置（82）用の制御信号は、
すべり帯域回路と固定帯域回路との制御信号差から導出
され、各制御信号もまた各々のすべり帯域及び固定帯域
回路から導かれる。従って、可変組合せ回路（82）に対
する制御信号は、周波数と振幅とに依存する。それはす
べり帯域制御回路が高周波数重み付けを有することが望
ましいためである。固定帯域制御信号がすべり帯域制御
信号に関して増加する場合には、回路（80）からの制御
信号は増加し、固定帯域回路からの寄与に関して、すべ
り帯域からの出力に対する寄与が増加するように可変組
合せ装置（82）に作用する。

第17図の各可変組合せ装置は、第11図におけると同一
方法で、各々の固定帯域及びすべり帯域段から導入され
る各々の制御信号により制御できる。

それ以上の代替方法は、振幅には依存せず周波数のみ
に依存する可変組合せ装置用の制御信号を導出すること
である。前記制御信号の一導出法は、従来の無限コンプ
レッサ又は線型リミッタを用いて、レベルがほぼ一定に
なるように入力信号を正規化し、それから周波数依存回
路網（6dB/オクターブ下降特性）を介して、この正規化
信号を整流器に供給することで、これによって整流器の
出力は、入力信号の振幅には無関係に、入力信号の周波
数内容に依存することになる。その他、より複雑な装置
が可能である。

上記の通り、制御信号は入力、出力若しくは内部的に
入出力間を含めて、全回路機構の種々な場所における種
々な信号から導出できる。どこから信号を導出するかに
拘らず、制御信号は入力信号の振幅、周波数内容に依存
して変化する。更に、可変組合せ装置用の制御信号は、
別個の回路（第10図のブロック70）を用いるか若しくは
第11図の装置で行なうように、副回路の制御信号を処理
することによって導出できる。

上記の二路可変組合せ装置の電圧転送関数は、第11図
の実施例に適用できる。この場合には、「ｋ」（及び、
従って、「ｋ」と「１−ｋ」との比）はブロック80から
の制御信号に応答して変化する。転送関数t₁（△）とt₂
（△）とは各々第11図のすべり帯域及び固定帯域回路網
を表す。

【図面の簡単な説明】

第１図は先行技術のすべり帯域の増倍効果を示す圧縮器
特性応答の理想化曲線である。 第２図は先行技術の固定帯域の制限効果を示す圧縮器特
性応答の理想化曲線である。 第3A図は本発明による可変動作選択式の固定帯域要素お
よびすべり帯域要素それぞれの静止応答を示す圧縮器特
性応答の理想化曲線である。 第3B図は本発明による可変動作選択式の固定帯域要素お
よびすべり帯域要素のしきい値の少し上にその応答が存
在し、しかもすべり帯域が周波数上方に作動する場合を
示す圧縮器特性応答の理想化曲線である。 第3C図は本発明による可変動作選択式の固定帯域要素お
よびすべり帯域要素のしきい値の少し上にその応答が存
在し、しかもすべり帯域が周波数下方に作動する場合を
示す圧縮器特性応答の理想化曲線である。 第4A図は、おのおのが本発明による可変動作選択式の固
定帯域要素およびすべり帯域要素とを有し、共通のかど
周波数（800Hz）を有する高周波回路と低周波回路との
静止応答を示す圧縮器特性応答の理想化曲線である。 第4B図は、第4A図の高周波回路と低周波回路について２
個の主信号が存在する場合の応答を示す圧縮器特性応答
の理想化曲線である。 第５図は、先行技術のすべり帯域回路のブロック図であ
る。 第６図は、先行技術の固定帯域回路のブロック図であ
る。 第７図は、第５図の回路に有効なフィルタの略図であ
る。 第８図は、第５図の回路に有効な別種のフィルタの略図
である。 第９図は、第６図の回路に有効なFET減衰器の略図であ
る。 第10図は、本発明の一般実施例のブロック図である。 第11図は、本発明による別の一般実施例を示すブロック
図である。 第12図は、第10図と第11図に示された実施例について、
型式Ｉの二重路配置の中に可変動作選択段を用いる場合
のブロック図である。 第13図は、第10図と第11図に示された実施例について、
型式IIの二重路配置の中に可変動作選択段を用いる場合
のブロック図である。 第14図は、すべり帯域回路の圧縮器応答を示す一組の曲
線である。 第15図は、固定帯域回路の圧縮器応答を示す一組の曲線
である。 第16図は、すべり帯域と固定帯域とのそれぞれの特性動
作入力を有する可変動作選択回路の圧縮器応答曲線であ
る。 第17図は、型式Ｉの二重路配置の中に可変動作選択式の
高周波段および低周波段を用いる場合のブロック図であ
る。 第18図は、第17図に示す装置の特性応答曲線である。

Claims (2)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】周波数帯域内で入力信号成分のダイナミッ
   クレンジを改変する方法であって、 電圧伝達関数t₁（ｓ）及びt₂（ｓ）で表される２つの回
   路特性作用を選択する場合において、該伝達関数の１つ
   が固定帯域特性を表し、他の伝達関数が滑動帯域特性を
   表すとき、該特性作用が少なくとも部分的にほぼ同一周
   波数及びレベル領域内で作動するように該特性作用を選
   択し、 電圧V_inで表される入力信号成分を印加する場合、ｋを
   定数とすると出力V_outが V_out＝V_in［kt₁（ｓ）＋（１−ｋ）t₂（ｓ）］で表され
   るように、該回路特性作用を作動させることから成るダ
   イナミックレンジ改変方法。
2. 【請求項２】周波数帯域内で入力信号成分のダイナミッ
   クレンジを改変する回路であって、 各々が電圧伝達関数t₁（ｓ）及びt₂（ｓ）で表される、
   それ自体の特性作用を有する２つの回路素子にして、該
   伝達関数の１つが固定帯域特性を表し、他の伝達関数が
   滑動帯域特性を表すとき、該特性作用が少なくとも部分
   的にほぼ同一周波数及びレベル領域内で作動するように
   設ける回路素子と、 電圧V_inで表される入力信号成分を印加する場合、ｋを
   定数とすると出力V_outが V_out＝V_in［kt₁（ｓ）＋（１−ｋ）t₂（ｓ）］で表され
   るように、該回路素子を相互接続する装置とから成るダ
   イナミックレンジ改変回路。