JPH0317491Y2 - - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 本考案は、特に録音再生システムに使用する信
号の自動的な動的圧縮伸張システムに関する。

多岐にわたるプログラム素材のダイナミツクレ
ンジは今日使用可能な録音再生システムにより利
用し得るものより遥かに大きいことは周知であ
る。例えば、コンサートホールにおけるオーケス
トラの音楽は85dbものダイナミツクレンジを有
し得るが、その採録の制約のある構成要素である
平均的なフオノグラフシステムはおそらくは
65db程度のダイナミツクレンジしか採録できな
い。プログラム信号が記録される前に振幅におい
て圧縮され、元のダイナミツクレンジを信号に復
元するように再生プロセスにおいて相補的に伸張
される圧縮伸張システムは公知である。又、圧縮
伸張のプロセスは、処理される信号に対する音盤
（又は他の録音媒体）から生じるノイズの影響を
減少することにより、認識される信号雑音比
（Ｓ／Ｎ比）を増強することも公知である。

別の圧縮操作の試みは、主としてカセツトテー
プの再生能力を改善するため開発された謂ゆるド
ルビーＢ式音響ノイズリダクシヨンシステムであ
る。このようなシステムは、１つの入力側でノイ
ズのあるチヤネル上を伝送される音響信号を受取
り、他の加算入力側で、ある高周波帯域をこの周
波数帯域の音響信号に対し反対に変化する因数に
より圧縮する回路網からの信号を受取る加算増幅
器を含む。このシステムは、１つは直通信号であ
る２つの加算された信号をノイズのあるチヤネル
に与えることにより、デシベル座標上で非線形特
性を有する。この試みの思想は、高い信号レベル
においては直通信号が主体をなし、高レベルの信
号から生じる歪みおよび低レベルと高レベルの信
号間の変換を最小限度に抑制する。ノイズのある
チヤネルから復元された信号の伸張は復元信号の
レベルで調整される。この周波数帯域の信号内容
に基く高い周波数帯域を圧縮することにより、そ
して対数的な非線形圧縮手法を用いることによ
り、ノイズのあるチヤネルから復元された信号レ
ベルがチヤネルに与えられた信号レベルと同じに
なるように慎重に調整されなければ、大きな周波
数の歪みが生じ得る。

ドルビーＢシステムが録音されたテープの分野
において受入れられたとしても、フオノグラフ用
レコードの録音再生において使用するためには、
特に録音された圧縮信号を最初に伸張することな
く録音を再生することが要求される場合に、この
手法は一般に受入れ難い。即ち、ドルビー法（又
は、ソース信号の構成成分を２つ以上の周波数帯
域に分割する他のシステム）によつて圧縮された
信号が再生前に伸張されなければ、再生された信
号は周波数レスポンスにおいて悪く変形され、鑑
賞に耐えられないものとなる。

大きなノイズ低減を生じる圧伸システムの別の
公知例はdbx社により製造され、その詳細な米国
特許第3681618号、同第3783149号、同第3714462
号に記載される。ドルビーＢに以たこのシステム
は高い周波数のノイズリダクシヨン（低減）用と
して最適化され、圧縮伸張器は可聴周波数スペク
トルにわたり機能するが、制御信号は高い周波数
が利得を制御するように大きくプレエンフアシス
される。この圧伸システムをフオノグラフ・レコ
ードに用いる場合、特に伸張操作なしに録音を再
生することが必要な時圧伸システムが望ましくな
い理由の内には、利得を制御する高い周波数が短
い時定数を持ち、従つて圧縮器および伸張器にお
いて急速な利得変化即ち「ポンピング」を生じる
ことが含まれる。又、レコードの高周波数信号で
伸張器の利得を制御するため、レコードにおける
「ごろ（rumble）」の強力な変調を生じる再生時
の低周波のプレエンフアシスが生じることも意味
する。前記dbxシステムは主としてテープ用に設
計され、レコードの録音用には最適とはいえな
い。又、この方式は「コンパチブル」でなく
（dbx圧縮器を用いて圧縮された信号を含むデイ
スクレコードが信号を最初に伸張することなく良
好に再生できると云う意味で）、またレコード用
の適正なノイズ低減特性も持たない。

他の公知のノイズ低減方式はドイツ国ハノーバ
市のTelefunken社製造の「High−Com」圧伸器
であるが、その詳細は1979年４月発行の
Telefunken社文献に記載されている。この方式
は、圧縮および伸張特性がこれを越えると圧縮又
は伸張が生じない高低の信号振幅レベルにおいて
区切り点を有することを除いてdbx方式と作用に
おいて類以する。このことは、フオノグラフ用レ
コードの録音および再生に「High−Com」方式
を使用しようとする際槽遇する「ポンピング」を
ある程度緩和するが、他の点ではdbx方式の前述
の諸欠点の殆んどを具備する。

要約すれば、現在最もよく知られるノイズ低減
用の圧伸システムの３つ、即ちドルビーＢ、dbx
およびテレフンケンの方式は全て設計された用途
においてＳ／Ｎ比の大きな改善をもたらすが、特
に最初に伸張することなく圧縮された録音を再生
する必要がある時やレコードの録音再生用にはい
ずれも十分ではない。特に、これ等の方式の各々
の圧縮プロセスは再生前に相補的に伸張されなけ
ればその結果は芸術的に受入れられない位、元の
情報信号を大きく変化させる。

レコード盤の音の信号の録音再生に使用するた
めこれ迄提起された圧伸器の内、本出願人が知る
処で本考案と最も関連のあるものは共に譲渡され
たBauerの米国特許第3197712号およびkaiserの
同第3230470号に記載されている。Bauerの方式
の一実施態様は、信号の大きさレベルに応じて有
効な信号伝送チヤネルの利得を自動的に変更す
る。特性の変更は、信号の大きさが変化するに従
つて連続的に生じるのではなく、むしろ特性の変
更が生じる前に特性が一定状態を維持するある範
囲の信号レベルの変化を許容するように行われ
る。これを達成する１つの方法は、信号レベルの
増大に対して利得の連続的な変更を生じても、信
号レベルが予め定められた量だけ低下する迄は信
号レベルの低下による変更は生ぜず、このため特
性が変化しない「プラツトフオーム」域を生じる
ことである。Kaiserの米国特許第3230470号は、
Bauerの特許の原理を用いながら信号伝送チヤネ
ルの利得特性を自動的に変更する別の回路を用い
る方式について記載する。更に詳細に述べれば、
この伝送チヤネルは増幅器の利得を変更するため
制御信号に応答する可変利得増幅器と、静電容量
をそれぞれコンデンサに出入りする電流の反対方
向の経路を提供するように並列に接続されたダイ
オードを介して充電することにより前記制御信号
を生じる装置とを内蔵する。充電経路におけるダ
イオードは、ダイオードに対する電圧入力がバイ
アス電圧より予め定めた量だけ上昇する迄非導通
状態を維持するようにバイアスされ、この目的に
用いた固定バイアスは、伝送チヤネル特性の変更
が生じない信号の「プラツトフオーム」即ち変化
範囲の限度を確立する。

これ等の方式は利得が変化しない各信号レベル
における適当な大きさの信号レベルの「プラツト
フオーム」範囲を与える線形モードの利得変更を
行うことによつて信号により保持される情報の目
につく劣化を生じることなく見るべき大きさの利
得変更を達成するが、例えば音楽の録音において
槽遇するあるタイプの信号には適正に応答せず、
これ等のシステムが紹介されて以来、その間に更
に辛らつになつた鑑賞者にとつて識別できる情報
信号のある量の劣化を生じる。更に、これ等の方
式は批判好きの鑑賞者が要求する程有効に録音媒
体により生じるノイズを遮蔽しない。更に、元の
チヤネルがレコードの含むインパルスノイズを含
むならば、このインパルスは伸張器利得を不確定
に変化させ得、全く満足できない結果をもたらし
てしまう。

本考案の目的は、録音媒体ノイズのマスキング
を伴つて、圧縮された信号を最初に伸張すること
なく信号により保持される情報を良好に再生する
ことを可能にして信号のダイナミツク・レンジを
圧縮することを可能にし、再生された信号が相補
的な伸張を与えられる時実質的に完全なダイナミ
ツク・レンジがレコード面のノイズの非常に有効
なマスキング状態で復元可能である圧縮伸張方式
の提供にある。換言すれば、本考案の主な目的
は、その圧縮器がフオノグラフのレコードその他
の雑音の多い媒体上にこれを録音することを可能
なように、プログラム信号のダイナミツク・レン
ジを圧縮可能であつてかつ媒体ノイズの有効なマ
スキングを達成し、伸張をさえ必要とせずこれか
ら再生される音の信号がソース信号から殆んど異
なることがない圧縮を行わないレコードと共用で
き、その伸張器が使用される場合、レコード面の
ノイズの非常に有効なマスキングにより実質的に
完全にダイナミツク・レンジを復元可能である圧
伸システムの提供にある。

要約すれば、本考案の前記およびその他の目的
は有害な歪もなくかつ比較的簡単な回路によりポ
ンピング効果を避ける信号圧縮回路、および再生
の際圧縮信号を相補的に伸張する回路とによつて
達成される。この圧縮器および伸張器は共に、そ
の入出力間に有効な信号経路を有し、入力信号か
ら有効な信号経路に得られる直流電圧により制御
される可変利得素子を含む回路で実現される。入
力信号は制御電圧発生器に送られ、ここでこの信
号は整流されて、振幅から予め定めた闘値電圧を
越える時入力信号の振幅に比例する直流電圧を生
じかつ入力信号の振幅が闘値電圧より小さい時闘
値の振幅を有する直流電圧を生じ、これにより圧
縮器において闘値以上の振幅を有する入力信号が
線形で圧縮され小さな振幅の信号は圧縮されず、
伸張器においては闘値以上の振幅を有する信号は
線形で伸張されこの闘値より小さな振幅を有する
信号は伸張されない。前記整流器からの直流電圧
は比較的迅速に作動する短い時定数フイルタに与
えられ、その出力は振幅において入力信号のエン
ベロープにおける変化と共に変化する。いかなる
時点でも可変利得素子の瞬時利得は直流制御電圧
の関数であるため、フイルタから得た信号は前記
可変利得素子に与えられる前に、ノイズを有効に
マスクして入力信号のレベルの急速な変化にも拘
わらずポンピング効果を最小限度に抑制するよう
に協働する異なる通過特性を有するフイルタ回路
網により更に処理される。広範囲の音響心理的な
聴取実験から、情報信号により最初からマスクさ
れていたノイズ信号は情報信号レベルが略々ノイ
ズ信号のレベル迄減少する瞬間後約200ミリ秒間
は耳に聞こえないが、略々その期間の後ではこの
ノイズ信号が耳に聞こえることが知られている。

本考案によれば、フイルタ回路網は整流フイル
タの出力を受取るための共通入力を有する２つの
１次信号岐路を有し、各信号岐路は加算素子の各
入力ターミナルに接続された出力を有し、その加
算素子の出力は可変利得素子の利得を制御するた
めの制御電圧である。第１の１次信号岐路は直流
電圧の早い変化を通す比較的動作の速い高域フイ
ルタと、直流電圧における小さな変動が加算増幅
器に達することを阻止するためその順方向の電圧
降下と等しい不感帯域を導入するダイオードとを
含む。他方の１次岐路は与えられる直流電圧にお
ける遅い変化を通す３つの低域フイルタからな
り、その出力は加算されてその結果の信号は加算
増幅器において第１の１次信号岐路からの信号に
加えられる。これ等の３つのフイルタの第１のも
のは２秒程度の比較的長い時定数を有するRC回
路網に過ぎず、この回路は遅い速度で変化する信
号しか通さない。第２の信号経路は典型的には約
30ミリ秒の時定数を有する低域フイルタと直列に
接続されたダイオードを含み、このダイオードは
入力信号の振幅の比較的大きな増加に応答して導
通するような極性に接続される。第３の経路は、
約200ミリ秒の時定数を有する低域フイルタと直
列に接続されている、第２の経路のダイオードに
対して反対の極性のダイオードを有し、この経路
は整流フイルタからの直流電圧の振幅における大
きな減少に応答する。

フイルタのこれ迄に述べた構成と、第１の１次
信号岐路および第２の１次信号岐路の信号経路の
内の２つのダイオードにより与えられる不感帯域
の合成効果は、ソース信号の情報内容が著しく変
更されない出力信号を送出させる、可変利得段に
対する制御電圧を提供することである。このよう
に、圧縮操作を受けた録音から再生された音は伸
張が行われなくとも元の音とは音楽的に見て殆ん
ど異ならず、再生された信号が相補的な伸張操作
を受ける時は、レコード表面ノイズの非常に有利
なマスキングとともに実質的に完全なダイナミツ
ク・レンジが復元可能である。

本考案の望ましい実施態様の以下の詳細な説明
を添付図面に関して照合すれば、本考案の他の目
的、特徴および長所は明らかになり、その構成お
よび作用についてもより良く理解されよう。

第１図において、本考案のノイズ低減システム
は、伸張器により与えられる伸張操作と相補する
方法で圧縮された信号を盤面に記録したフオノグ
ラフ・レコードの如きソース１０からの圧縮され
た交流電圧信号を伸張する伸張器に実施される如
くブロツク図で示される。後で明らかになるよう
に、圧縮と伸張操作間の相補性は、圧縮器におけ
る第１図の伸張器の利用により容易に確保され、
このため第１図の回路はその入力１２と出力１４
の間の自動的な圧縮又は伸張において有用であ
る。この回路は、回路の入出力間の利得を変化さ
せるため電子的に制御可能である可変利得段１６
をその入出力間に含む有効な信号経路と、入力信
号に応答して可能利得段１６の利得の制御のため
の制御電圧を生成してこれを可変利得段に与える
ための周波数選択制御電圧発生器を含む入力１２
と接続された信号経路とを有する。録音媒体によ
り導入されるノイズを含むソース１０からの圧縮
された信号は、例えば500Hzより低い信号の周波
数を実質的に低減させて殆んどの音響プログラム
素材の殆んどのエネルギ内容を含む残りの周波数
を低減することなく通過する高域フイルタ（ハイ
パスフイルタ）の形態のイコライザ１７に与えら
れる。レコード面のノイズ信号を含み得る低い周
波数内容の低減作用は可変利得段の利得に対する
低周波数が利得を変化することを許容されるなら
ば、低い周波数内容における比較的聞こえない変
化により中間および高い周波数の振幅が変化させ
られるのが聞こえることになる。更に、イコライ
ザ１７を設けることにより、制御信号発生器にお
ける平滑フイルタおよび他のフイルタが、過度の
歪を生じるリツプル波を通すことなく比較的速い
時定数を持つことができる。

フイルタされたAC（交流）信号は、与えられた
交流信号の絶対値に比例する直流電圧信号を生じ
る整流器１８に与えられる。整流器１８は、入力
信号レベルが闘値を越える時その直流電圧出力が
入力信号の振幅と比例し、入力信号の振幅がこの
闘値より小さい時、闘値電圧と等しくなるような
設定可能な闘値Vcを含み、その結果この闘値以
上の振幅を有する入力信号が伸張され、闘値より
小さな振幅をよ有する信号は伸張されない。整流
器１８により生成される直流電圧信号は、整流信
号に現れるリツプル波を大きな割合で除去するた
めに比較的速く作動する短い時定数のフイルタ２
０に与えられる。プログラムが存在しない時と低
乃至中間のプログラム・レベルの存在する時の間
のノイズ・レベルの大きな変化を阻止するため、
又ポンピング効果を最小限に抑制するため、可変
利得段１６に対し最終的に与えるための制御電圧
を生じる異なる伝送特性を有するフイルタの回路
網２１によつて、フイルタされた直流電圧が更に
処理される。

このフイルタ回路網は共にフイルタ２０からの
信号を受取るよう接続された２つの１次信号分岐
路を有し、この２つの分岐路の出力は加算増幅器
の如き加算装置２２において加算され、その結果
の信号は可変段１６に与えられてその利得を制御
する。更に、第１の１次信号分岐路はフイルタ２
０からの信号を受取るよう接続された高域フイル
タ２４を含み、その後に一般にシリコン・ダイオ
ードの場合は0.7ボルトの順方向の電圧降下を有
するダイオード２６を接続し、従つてこれはブロ
ツク２８で示されるデツドバンドを形成し、その
出力は加算装置２２の１つの入力側に与えられ
る。フイルタ２４は速い立上り時間および約30ミ
リ秒の減衰時間を有してピーク情報は通すが安定
状態の信号は通さず、ダイオード２６により生気
されるデツドバンドは順方向の電圧降下によるピ
ーク信号の振幅を越えた小さな速い信号の変化が
加算回路網に通過することを阻止する。要約すれ
ば、ダイオード２６により与えられるデツドバン
ドはフイルタ２４により通されるリツプル波を除
去する。このように、情報信号における比較的大
きく速い変化が加算回路網に送られ、情報信号に
おける認識可能な変化とは関連しない小さなリツ
プルは除去される。

第２の１次信号分岐路は、その入力側に対して
フイルタ２０からの出力が与えられその出力は加
算接合点３０において加算される３つの信号経路
を含み、この加算接合点の出力は加算素子２２に
対して第２の入力として与えられ、又入力信号か
ら減算するために加算接合点３２と３４における
２つの上位信号チヤネルに対してそれぞれ与えら
れる。上位の２つの信号経路の最下位のものは一
般に約２秒の比較的長い時定数を有する低減フイ
ルタ３６のみを含み、これは略々安定状態の即ち
変化の違い信号のみを加算接合点に通す。この経
路の機能は、圧伸器の安定状態特性を確立するこ
と、即ちこれは変化の非常に遅い信号に対するシ
ステムの応答を決定するものである。中間の信号
の経路はその順方向の電圧降下のためのブロツク
４０で示されるデツドバンドを有するダイオード
３８と、その出力が加算器３０に第２の入力とし
て与えられる低減フイルタ（ローパスフイルタ）
４２とを含む。上位の信号経路は、これも又ブロ
ツク４６で示されるデツドバンドを生じる、ダイ
オード３８と反対の極生のダイオード４４と、そ
の出力が加算器３０に対して第３の入力としても
与えられる低域フイルタ４８とを含む。フイルタ
２０からの直流電圧が加算器３０の出力側におけ
る瞬時電位およびダイオード３８の順方向の電圧
降下の和を越えるような量だけ安定状態の値から
増加する時、ダイオード３８は導通してこの増加
した信号を、一般に約30ミリ秒の立上がり（アタ
ツク）時間を有する低域フイルタ４２に与え、そ
の出力は加算器３０と２２を介して制御信号に加
算される。この経路の目的は、振幅において大き
な増加を示した比較的長い期間、即ち30ミリ秒よ
り長い期間ハイレベルの状態を維持する信号を送
ることである。この経路は振幅が大きく増加した
直後に振幅の大きな減衰が続く信号は送らず、こ
のような特性を有する信号は第１の１次分岐路に
より送られる。このように、約30ミリ秒の立上り
時間を有する低域フイルタ４２は、生成された制
御電圧が上に述べた特性を有する入力信号と比例
することを確保するため30ミリ秒の減衰時間を有
する高域フイルタ２４を相補し、例えば、フイル
タ２０からの信号がリツプルを含むステツプ関数
であれば、高域フイルタ２４が約30ミリ秒後に遮
断する時低域フイルタ２４が入替わつて信号を通
し、これ等２つの経路からの信号が組合わされる
時その結果の信号は元のステツプ関数を精密に近
似し、長い時間のリツプルは含まない。

再び上位信号経路については、この経路はフイ
ルタ２０からの直流電圧の振幅の大きな減少に応
答する。もし例えば安定状態値から突然直流電圧
が減少するものとすれば、加算装置３２の出力は
負となるが、これは前の安定信号から生じた加算
器３０の出力側の電圧がフイルタ３６の長い時定
数の故に正の状態を維持するためであり、これに
よりダイオード４４を導通させて信号を約200ミ
リ秒の時定数を有する低域フイルタ４８に与え、
このフイルタ出力は加算器３０と２２を介して制
御信号に加算される。上位の経路は、主として圧
縮ではなく伸張の作動を強調し、圧伸器が信号の
振幅における大きな減少に応答することを可能に
し、従つてチヤネルのノイズを迅速に低減させ
る。前述の如く、広範囲の音楽および音声プログ
ラムを含む厳重に管理されたテストの結果、出力
信号の急な減衰後約200ミリ秒間は情報信号によ
り以前にマスクされたノイズ信号は耳に聞こえな
いことが明らかになつた。この場合に200ミリ秒
の期間後にノイズの存在を検出することができる
が、この時迄に低域フイルタ３６が入替つてノイ
ズの非常に遅い減衰を生じ、その結果耳に聞こえ
るどんなノイズ信号でも妥当に安定なレベルにあ
るものとして認識される。即ち、このノイズ信号
は伝送即ち「出没」されない。

説明したフイルタ回路網の作用全体を要約すれ
ば、信号の振幅の小さな増減は信号経路における
デツドバンドの故に低域フイルタ３６によつての
み通過させられることが判る。振幅における早い
大きな増加を表わす信号は高域フイルタ２４によ
り通され、もしこの振幅がハイレベルの状態を維
持するならば低域フイルタ４２を含む信号経路を
通され、最後に低域フイルタ３６が最終的な制御
信号を構成する電圧の混合に加算を開始する。も
し信号の振幅に大きくて速い減少があれば、低域
フイルタ４８を含む信号経路は制御信号の振幅に
おける比較的速い変化を生じ、もし振幅が低いレ
ベルに停滞するならば低域フイルタ３６を含む経
路も又制御電圧に寄与する。高域フイルタ２４と
低域フイルタ４２を含む信号経路はダイオード２
６と３８の故に信号振幅の減少には応答し得ず、
従つて低域する制御信号には寄与しない。

第２図は圧縮器５０と伸張器５２を含む圧伸シ
ステムを示し、後者は略図により第１図にブロツ
ク図で示した本システムの現在望ましい構成を示
す。本考案は、マスター・テープの如き信号ソー
スから左右のチヤネルの信号ＬとＲが、それぞれ
出力ターミナル５０ｃと５０ｄにおける圧縮され
た左右の信号LcとRcを生成するため圧縮器５０
の入力ターミナル５０ａと５０ｂにそれぞれ与え
られるステレオ録音再生システムに実施する如く
示されている。圧縮器５０は、１対の演算増幅器
５６および５８のフイードバツク経路において接
続された、伸張器５２と構造および作用において
同じ伸張器５４を含む。更に説明すれば、左右の
ソース信号ＬとＲはそれぞれ演算増幅器５６と５
８の正の入力側に与えられ、伸張器５４の左チヤ
ネルは出力ターミナル５０ｃと増幅器５６の負の
入力側との間に接続され、伸張器の右チヤネルは
増幅器５８の出力側とその負の入力側の間に接続
される。伸張器５２の詳細な説明によれば明らか
になるように、同様に圧縮された左右の音の信号
LcとRcは圧縮器の出力ターミナル５０ｃと５０
ｄにおいて発生され、圧縮の性質は伸張器５２に
より行われる伸張と相補するようになる。圧縮器
５０の出力ターミナルと伸張器５２の入力ターミ
ナル間の点線の結線６０はフオノグラフ・レコー
ドの如きノイズのあるチヤネルを表わす。

ノイズのあるチヤネルから得た圧縮された信号
LcとRcは伸張器５２の入力ターミナル５２ａと
５２ｂにそれぞれ与えられ、この伸張器には再伸
張操作された左右の信号をそれぞれ得る乗算器６
２と６４の如き可変利得素子を各々が含む有効な
各信号経路の入力が接続されている。この乗算器
は実質的に周波数選択性をもたず、本実施例では
正の電圧である直流制御信号の制御下で交流の入
力信号を変更可能に増幅するためのNational
Semiconductor社の市販のタイプLM13600の如
き従来の乗算器でよい。

圧縮された各入力信号は又その低周波数内容を
フイルタ・アウトするための各イコライザ１７と
１７′に与えられ、フイルタされたAC信号は各入
力信号の中間および高周波数内容の振幅に専ら比
例する直流電圧を生じるため各整流器１８と１
８′に与えられるが、この整流器は同じものであ
るため整流器１８のみについて詳細に説明する。
Lc信号はダイオード６６のアノードに対し与え
られ、又抵抗６８を介して利得１を得るよう抵抗
６８と同じ抵抗値のその出力と反転入力側間に抵
抗７２を接続させた位相反転増幅器７０の反転タ
ーミナルに対しても与えられる。反転されたLc
信号はダイオード７４のアノードに与えられ、そ
のカーソドはダイオード６６のカソードおよびＡ
で示された共通出力回線とに接続される。同様
に、右チヤネル信号は第３のダイオード７６のア
ノードに与えられ、又利得１の反転増幅器７８の
入力側に与えられ、この増幅器の出力は第４のダ
イオード８０のアノードに与えられる。ダイオー
ド７６と80のカソードは１つに接続されて共通出
力回線Ａに接続される。それ以下では伸張が行わ
れず又それ以上では線形伸張が行われる信号レベ
ル決定のための闘値レベルは、ダイオード８４を
介して共通出力回線Ａに接続されたターミナル８
２により示される正のDC電位のソースによつて
確立される。共通出力回線は又基準電位が負であ
る電流シンク８６に接続される。

以下に述べる整流器の作用を得るため、全ての
ダイオード６６，７４，７６，８０および８４は
順方向の電圧降下を示さない点で「理想的」なも
のである。この特性は５つの従来のシリコン・ダ
イオード６６′，７４′，７６′，８０′，８４′か
らなる第２Ａ図に部分的に示される回路構成によ
り容易に達成可能であり、これ等のシリコンダイ
オードの各々は約0.7ボルトの順方向の電圧降下
を有し、そのカソードは１つに接続され抵抗８３
を経てターミナル８５に示される負のDC電位の
ソースに接続される。全てのダイオードのカソー
ドは演算増幅器８７の正の入力側に接続され、そ
の出力ターミナルはダイオード７４′，６６′等と
同じタイプのダイオード８９を介してその負入力
側に接続され、この負入力側は又抵抗９１を介し
て負の電位ソース８５に接続される。ここに説明
した回路は、１つのダイオードの電圧降下がフイ
ードバツクに加算されて増幅器８７の出力をその
正の入力側に与えられる信号より１つの「ダイオ
ード降下」分、正方向にする実質的な電圧フオロ
ワである。このことは、整流器部分における５つ
のダイオードに対し「理想的な」ダイオードを使
用することに相当する。

DC基準電位Vcおよびそ関連するダイオード８
４はそれに対して２つの全波整流された信号が比
較される基準値を確立し、上記接続は出力回線Ａ
に対して与えるため５つのダイオードのカソード
に瞬間的に現れる信号の最も大きなものを選択す
るよう作用する。しかし、他の４つのダイオード
のカソードにおける信号がどれもVcより高いピ
ーク値を持たなければ、回線Ａにおける出力は入
力のレベルの如何に拘わらず電圧Vcとなり、回
線Ａにおける直流電位は最終的には乗算器６２と
６４に対する制御信号となるため、この電位Vc
は前記闘値よりも小さな振幅を有する入力信号に
対する有効な信号経路の利得を固定する。闘値レ
ベルはある範囲の値をとり得るが、選択された特
定の値はノイズを含むチヤネルにおいて遭遇し得
るノイズのスペクトルおよび振幅に基き、低レベ
ル信号又は低レベルのノイズが有効信号径路の利
得を変化することを阻止するよう設定されるが、
このことは、ノイズおよび情報信号により変調さ
れる他の外来信号が聞こえるのは低信号レベルの
間であることから特に重要である。前記闘値は圧
縮がどこで開始するかを決定し、圧縮の量は伸張
と同時に実現されるノイズ低減量を決定する。圧
縮量は又、圧縮された録音が伸張を行わずに再生
される時に耳に聞こえるダイナミツクレンジの変
化量を決定し、即ち最大のコンパテイビリテイは
最小限度の圧縮度において達成されるが、ノイズ
低減率は非常に僅かであるという問題がある。こ
のように、闘値レベルの選択は、圧縮された信号
の伸張されない再生において許容し得る圧縮量
と、有意義なノイズ低減量との間の妥協であつ
て、圧縮された信号が従来のフオノグラフレコー
ドに録音される場合における圧縮器の入力闘値は
−40dbが実用的な妥協点であることが判つた。

第３図は、整流器１８に対する入力信号が正弦
波のトーン・バーストである時の第２図の回路に
おける各点に現れる正弦波のグラフであるが、も
し同じトーン・バーストが入力ターミナル５２ｂ
に与えられても同じ結果が得られたであろう。出
力回線Ａに生じる全波整流された信号は第３図の
波形Ａによつて示され、整流された信号の負にな
る変位はレベルVcにおいて限度とされる。この
信号は、抵抗９２と直列に接続されたダイオード
９０と、抵抗９２の１つのターミナルから基準電
位点に、本例では接地電位に接続されたコンデン
サ９４と、ダイオード９０と並列に接続された抵
抗９６とからなる平滑フイルタ２０に与えられ
る。抵抗９２とコンデンサ９４の値は約１ミリ秒
のアタツク（立ち上がり）時定数を有するよう選
択され、抵抗９２と９６の抵抗値の和およびコン
デンサ９４の値が一般に約10ミリ秒の減衰時定数
を決定する。実際には、抵抗９６が接地されずに
フイルタの入力側に接続されるため、フイルタは
可変の減衰時間を有し、このため入力信号が零に
なる時抵抗９２及び９６の完全減衰時間を示す
が、信号が中間値に戻されるならば更に長くな
り、更にリツプルを低減する。第３図の波形Ｒに
示す如く、フイルタ２０は立上り時間が速いた
め、このようなフイルタの常として、与えられた
信号のエンベロープを全く忠実に検出する故に、
出力信号はある程度のリツプルを有する。

これ迄に述べたフイルタの作用はこれも又「理
想的な」ダイオードであるダイオード９０に依存
し、第２Ａ図に示された特定の構成においては、
順方向の電圧降下を生じないダイオードの効果は
演算増幅器９８の出力ターミナルと負の入力側と
の間のフイードバツク経路にシリコン・ダイオー
ド９０′を接続することによつて得られ、前記増
幅器の正の入力側には増幅器８７の出力が接続さ
れる。抵抗９６を増幅器９８とダイオード９０′
の直列結合の両端に接続し、このダイオードと抵
抗９６の接合点はフイルタ抵抗９２と接続されて
いる。演算増幅器の原理に従つて、もし増幅器９
８に対する正の入力がその出力（これも又負の入
力である）よりも更に負であるならば、この出力
は負となつて両入力間の差をなくそうとするが、
ダイオード９０′はこの方向に電流を通し得ない
ため、明らかにこの状態は生じ得ない。しかし、
もし増幅器の正の入力がその出力よりも更に正の
程度が大きければ、増幅器は２つの入力間の差を
除去するに十分なだけこの出力を更に正にしよう
とすることになり、実際のダイオード９０′が導
通するためこの状態が生じる。要約すれば、増幅
器に対する正の入力がその出力よりも更に正であ
る時は常にこの出力は入力と同じ電圧にされ、も
しこの正の入力が出力よりも更に負であれば出力
側には何も生じない。このように、本システム
は、入力が出力よりも更に正である時は常に、又
この時にのみ導通する点で「理想的」にダイオー
ドとし動作するものである。

コンデンサ９４の両端に生じるフイルタされた
信号は利得が１のバツフア増幅器１００を経てフ
イルタ回路網２１に結合され、この回路網は第１
図に示されたフイルタ回路網と機能的に同等であ
る。第１の主要信号分岐路は、抵抗１０４と直列
に接地されたコンデンサ１０２からなる高域フイ
ルタを含み、抵抗１０４の両端に生じた信号は従
来の加算増幅器でよい加算器２２の１つの入力側
とダイオード１０６を経て結合される。ダイオー
ド１０６が導通状態にない時その両端の電圧を零
に戻すため、抵抗１０８がダイオード１０６のカ
ソードから接地されている。コンデンサ１０２と
抵抗１０４の値は約30ミリ秒の減衰時定数を有す
るように選択されている。コンデンサ１０２と抵
抗１０４の値は約30ミリ秒の減衰時定数を得るよ
うに選択されている。波形Ｂの信号の印加と同時
に、抵抗１０４の両端に生じた信号は第３図の波
形Ｃの上の軌跡により示す如くであるが、これは
信号Ｂの速い立上り部分に非常に近似して追従す
ることが判り、ある量の小さな振幅のリツプル、
又はノイズ、又は他の外因性信号を含んでいる。
この信号がダイオード１０６の約0.7ボルトの
「デツド・バンド」を与えられる時、振幅の小さ
なリツプルおよびノイズがダイオードの導通状態
終了後に除去され、加算結合点２２に与えられる
その結果の信号が波形Ｃの下方の軌跡に示される
波形を有する。加算器に与えられた信号が波形Ｂ
の速い立上り部分と略々対応するが、約30ミリ秒
後に低下することが判るが、この正確な時間は与
えられた信号の振幅に依存し、この信号に続いて
本分岐路は加算器２２に対して信号を与えない。
ダイオード１０６の作動により除去されない信号
Ｂの開始時に生じるこのようなリツプルはこの信
号分岐路により通過させられるが、短い時定数の
故にこのリツプルは急速に減衰して約30ミリ秒後
に完全に除去される。乗算器によつて送られる情
報信号において生じ得る歪みを最小限度にするた
めリツプルをできるだけ抑制することが重要であ
るが、歪みは遷移状態の始めには耳に聞こえない
ため、ある量のリツプルは許容し得る。

フイルタ回路網の他の主な信号分岐路は３つの
信号経路を有し、その出力は一緒に加算器２２の
第２の入力側に接続される。これ等経路の第１の
ものはコンデンサ１１２の１つのターミナルに接
続される稍々大きな充電抵抗１１０からなる低減
フイルタしか含まず、このコンデンサの他のター
ミナルは接地され、抵抗およびコンデンサの接合
点は加算器２２の第２の入力側に接続される。抵
抗１１０とコンデンサ１１２の値は約２秒の時定
数を生じるよう選択され、このためこの信号経路
は加算器２２に対して殆んど専ら安定状態の信号
即ち変化が非常に遅い信号を通す。

第２の１次信号分路における第２の信号経路
は、充電抵抗１１６とコンデンサ１１２からなる
低減フイルタを含み、抵抗１１６の値はコンデン
サ１１２の値と共に約30ミリ秒のアタツク時定数
を与える。抵抗１１６と直列に接続されたダイオ
ード１１４は、振幅がコンデンサ１１２の両端に
瞬間的に現れる電圧と、ダイオード１１４の約
0.7ボルトの順方向電圧降下即ち「デツドバンド」
の和と等しい電圧を越える場合のみ、この信号経
路を安定状態の値から振幅において増加する入力
信号に応答させる。このように、この分路は加算
器２２にたいして、振幅において立ち上がりが大
きく約30ミリ秒を越える期間はハイレベルの状態
を維持する信号を送出する。振幅において立ち上
がりが大きく殆ど即時に大きく減衰する信号はこ
の信号経路では送られず第１の１次信号分路の高
域フイルタにより通される。与えられた電圧信号
Ｂに対するその応答は波形Ｄに示されるごときも
のであり、これは信号Ｃに加えられるとき、信号
Ｂの立ち上がりに非常に近似する速い立ち上がり
部分を有する加算器２２かの出力信号Ｅをもたら
し、この信号はその始め付近にリツプルを少々有
するが、第１の信号分路におけるダイオード１０
６の導通が停止後のリツプルは殆ど生じない。

上位の分路における第３の信号経路は抵抗１１
８とコンデンサ１１２からなる低域フイルタを含
み、抵抗１１８は約200ミリ秒のアタツク時定数
を与える値を有する。この信号経路の入力側と抵
抗１１８との間に接続されかつダイオード１１４
と反対の極性にダイオード１２０を接続した事に
より、この経路は入力信号の振幅の比較的大きな
減少に応答する。更に、もしこの入力信号がその
振幅において、それ以前のほぼ安定状態の値から
コンデンサ１１２のその時の電圧とダイオード１
２０の順方向電圧降下の和を越える量だけ急激に
減少すると、ダイオード１２０は導通状態となつ
てこの信号を低域フイルタに与え、次いで加算器
２２の第２の入力側に与える。このため上位の分
路における３つの信号経路の時定数のために常に
正の状態を維持するコンデンサ１１２における電
圧は、入力信号が連続的に比較される動的基準レ
ベルを提供する。

フイルタ回路網２１の作用について要約すれ
ば、与えられた信号の振幅におけるゆるやかな増
減は、各ダイオードによりデツドバンドが他のチ
ヤンネルに与えられていることにより、抵抗１１
０とコンデンサ１１２からなる低域フイルタによ
つてのみ通過される。信号の振幅における大きな
速い増加は第１の１次信号分路によつて通され、
もしこの振幅がハイレベルの状態を続けるなら
ば、フイルタＲ１１６、Ｃ１１２により、また最
終的にはフイルタＲ１１０、Ｃ１１２によつて通
される。信号の振幅における大きな速い減衰が、
フイルタＲ１１０、Ｃ１１２及び他の２つの分路
におけるフイルタの長い時定数の故に最初はフイ
ルタＲ１１８、Ｃ１１２のみにより通されるが、
この信号が長い時間減少した振幅を維持するなら
ばフイルタＲ１１０、Ｃ１１２によつて通され
る。４つの信号経路の寄与分は加算回路網２２に
おいて加算され、各々の乗算器６２，６４の制御
端子に付与するために、その出力ターミナルにお
いて基準電圧Vcにより入力信号Lcの振幅に比例
する正の直流電圧を発生する。いかなる時点でも
乗算器６２の利得が直流の制御電圧の関数である
ため、又それ自体周波数にたいして選択的でない
ため、乗算器６２の出力Ｅに現れる複雑な音響プ
ログラム信号は周波数レスポンスにおいて不変で
あり入力信号に実質的に対応している。この乗算
器の利得はこれに与えられたDC制御信号の値に
応答して増加し、その結果有効な信号経路に与え
られる音響信号の伸張を生じる。これまでに説明
した伸張器の良好に作動する構成においては、乗
算器の出力（単位Ｖ）は入力信号と制御信号（共
に単位Ｖ）の積をある定数で除したもので、この
定数は選定された零レベルで１の利得を得る制御
電圧の値である。

前述の事例においてはRc入力は存在しないた
め、乗算器６４からの出力は存在しない。しか
し、伸張器にたいして左右の信号を与えると、生
成された制御信号は２つの入力信号の最も大きな
瞬時の振幅に比例し、両方の乗算器に与えられる
きは別個の制御電圧発生器が左右のチヤンネルに
たいして設けられた場合に生じ得るステレオ音像
におけるシフトを防止する。しかし、本発明の原
理は単一チヤンネルの圧縮伸張システムに対して
も同様に適用できることを理解すべきである。

次に再び圧縮器５０について考えれば、前述の
ごとく、この圧縮器は演算増幅器５６，５８の出
力ターミナルとその負の入力側との間にフイード
バツク関係に接続された伸張器５４を有し、この
伸張器は今まで説明した伸張器と同一の構成を有
する。更に、伸張器５４の入力ターミナル５４ａ
と５４ｂは伸張器５２の入力ターミナル５２ａと
５２ｂに対応し、出力ターミナル５４ｃと５４ｄ
は乗算器６２と６４の出力ターミナルにそれぞれ
対応している。演算増幅器は常にその２つの入力
を等しくするように動作するため、伸張器５４に
対する入力がその出力を入力信号ＬとＲに一致さ
せるために必要とされるものにほかならない。こ
のような場合は、圧縮器５０の出力ターミナルが
伸張器５２の入力ターミナル５２ａと５２ｂと接
続されるものと仮定することによつて想像でき、
伸張器５４の入力がその出力を圧縮器に対する入
力と等しくさせるに必要なところの総てであるた
め、つまり伸張器５４と５２が同一であるため、
伸張器５２は圧縮器のターミナル５０ａと５０ｂ
に与えられる信号と同一の出力信号を有すること
となる。このため、圧縮器と伸張器との間に相補
的な動作を確保し、これは圧縮及び伸張の設計範
囲にわたり保存される。

第４図は、上記説明した圧縮伸張システムの安
定状態の伝達特性を示す一般的な信号レベルタイ
プのグラフである。圧縮及び伸張の為に処理され
るべき入力信号は横座標に沿つて−80db（マスタ
ソーステープのノイズの仮定されたしきい値）と
0dbの標準的動作レベルの間に示されている。入
力電圧の絶対値は横座標に沿つて左から右へ規定
レベルまで上昇する。圧縮及び伸張に対する出力
レベルは縦座標にそつて−80〜0dbの間に示され
る。出力電圧の絶対値は縦座標に沿つて一番下か
ら一番上に向かつて定格レベルまで増加する。カ
ーブ１３０は第２図の圧縮回路５０の出力と入力
のレベル間の関係を表す。−80〜−40db間の入力
信号レベルにたいしては利得は一定であり、すな
わちこの範囲の入力信号レベルに対する特性１３
０は圧縮勾配１を有し、そのため定格レベルに対
して−40dbより高い入力信号レベルについては、
この特性は２対１の圧縮勾配を有し、即ち乗算器
の利得は−40dbの入力信号レベルで始まり減少
し続け、0dbの入力レベルにおいて利得１を有
し、0db以上のレベルではカーブ１３０は２対１
の勾配で連続する。−80と0dbの間の入力信号の
ダイナミツクレンジは出力信号に対する−60db
と0db間の範囲まで減少させられる。入力信号の
振幅がしきい値Vcを越え始めるとき、特性１３
０の区切り点１３２が生じる。この区切り点は比
較的鋭く、音響再生システムにおいて生じがちな
ノイズの性質に従つて−40db以外の入力レベル
において生じさせ得るが、この特性の勾配が前記
区切り点より低い入力信号レベルに対してちよう
ど１となることが本システムの機能にとつて重要
である。以上述べた場合においては伸張作用は圧
縮作用と相補的に、即ち−20dbより低い入力信
号レベルに対しては勾配１、区切り点１３６にお
いては−20〜0dbの範囲内でかつ入力信号に対し
て１対２の勾配を有する特性１３４に従つて生じ
る。区切り点１３６はかなり急であり、−20db以
外のレベルにある間（圧縮器の特性の区切り点が
対応的に変更されるものとして）区切り点より低
い特性の勾配はちようど１であり、その結果情報
信号によるノイズの変調の大きな減衰を生じる。
−60〜0db間の圧縮信号のダイナミツクレンジは
−80〜0db間の元のダイナミツクレンジまで復元
された事が判る。

本考案による圧縮システムの全動作は、マスタ
ーソーステープから得た音響情報信号のレコード
面への録音に適応されるごとく第５図に示され
る。同図の左から始めて、レコード盤上の録音の
ために用意されたマスターテープは、0dbレベル
で示される最大音量の楽節からテープノイズのレ
ベルまで約85dbのダイナミツクレンジを有し、
もしテープが慎重に調整されるならば、最も弱い
楽節はテープノイズのレベルより僅かに高く、最
大音量の楽節より60〜65db低い。良質な盤面で
も最大音の楽節からレコード面のノイズまで、お
そらくは65dbまでのレンジしか収めることがで
きないため、マスターテープからの信号はレコー
ドマスターがカツトされる前に圧縮されなければ
ならない。本考案による圧縮器の、以上述べたよ
うな信号が存在しない場合の事例は、圧縮器の利
得が−40db以下では変化しないため、約−85〜
−65dbまでのテープノイズをもたらし、かつ約
−60〜−40dbまでの最も弱い信号をもたらす
20dbの利得を有する。圧縮されたマスターテー
プがそれ自体約−65dbのノイズレベルを有する
レコード盤に録音されるとき、レーコド及びテー
プのノイズが加わつて統計的に約3dbだけノイズ
レベルを引き上げ、その結果圧縮された録音にお
いて最大音量の信号から約−62dbの背景ノイズ
までの信号対ノイズ比をもたらす。この時圧縮さ
れた録音を伸張器５２を用いて再生するとき、信
号が存在しないときには再び20dbの伸張操作が
あるため、ノイズは約82dbとなる。弱い信号は
その初期の−60dbレベルまで復えされ、その結
果最大音量と最小音量との楽節間のダイナミツク
をマスターテープにおける元の状態までほぼ復元
する。

圧縮されたマスターテープのＳ／Ｍ比が圧縮さ
れた録音のＳ／Ｍ比とそれほど相違しないことに
注目すべきであるが、テープノイズとは全く異な
るスペクトルを有するため、このノイズは再生さ
れた音においてはつきりと聞こえ、ある程度まで
圧縮後に信号レベルと共に変化するため耳障りと
なる。従つて、元のマスターテープはできるだけ
ノイズのないようにすることが必要である。

このため本考案は、自動的な圧縮及び伸張回路
において、録音媒体により生じたノイズをマスク
し、たとえ伸張を行わなくても圧縮された録音の
芸術的鑑賞に耐え得る再生を可能にする非常に有
効な装置を提供する。録音に先立つて行われる圧
縮操作と相補する方法で再生信号に伸張操作を行
うことによつて、録音媒体により生じたノイズが
低減されて実質的に完全なダイナミツクレンジが
復元可能である。制御信号発生期に於けるフイル
タ回路網は、信号レベルにおける小さなかつ急激
な変化が、さもなければ２つの楽器により演奏さ
れた同じ音が正確に同じ周波数ではなく信号ほぼ
零にさせるときのように圧縮された録音の再生時
に耳に聞こえる乗算器の利得を変化させることを
阻止する。この信号は耳には聞こえないが、かな
り速い速度で生じる明らかな振幅の変化が考慮さ
れなければ、あたかも楽器が聴取者に対して迅速
に近づいたり離れたりするごとく急激な利得の変
化が聞こえて一種の「フラツタ」として受け取ら
れる。本システムはフイルタ回路網の信号経路に
選択的にデツドバンドを設けることによりこのよ
うな不自然な耳障りな結果を除去する。更に、入
力信号の伝達速度が異なる別々の信号経路を備え
ることにより、例えばほぼ安定状態の小さな振幅
の音楽信号に対して大きな振幅のドラムビートが
突然加えられるような場合でも有効に処理するこ
とができる。数ミリ秒程度の非常に短いアタツク
時間と数百ミリ秒程度の遅い減衰時間を有する公
知の従来技術の圧縮器はドラムビートに応答して
非常に速く圧縮器の利得を低減するが、減衰時間
が遅いため、この利得をそれ以前の値に戻すため
に数百ミリ秒を要してしまいドラムビートが終わ
つたずつと後になつてしまう。対称的に、本考案
の回路においては急激に与えられたドラムビート
は、殆どの場合、高域フイルタ２４（第１図）を
含む「速い」信号経路により制御信号を生成し、
安定状態信号は低域フイルタ３６を含む「遅い」
信号経路を専ら経由することになる。その結果、
圧縮器の利得は減少するがドラムビート信号が終
わるや否やその元の値に戻る。

以上述べた実施態様は、本考案の技術的範囲内
で適宜変更することによつて前述のフオノグラフ
の録音再生システム以外の用途に使用出来るよう
に変更することが容易である。この場合、圧縮及
び伸張の伝送特性の区切り点のレベルは本文に述
べたものと異なるものでもよく、制御信号発生回
路におけるフイルタの時定数はある程度変更が可
能である。

本文に開示した圧縮伸張システムは、カセツト
テープ及びビデオテープにおける音声及び音楽の
録音再生の為にも使用することができ、本システ
ムの最大の利点は、どのような周波数帯域のノイ
ズでも同じように聞こえるようにラウドネス形状
に従つてノイズをあらかじめ適当に等化すること
により、ノイズのスペクトルがフオノグラムのレ
コードと異なるような前記の用途においても使用
することができることである。また本文に説明し
た圧縮器は、適当な前後のフイルタ操作によりそ
れぞれ性能を最適化するようにノイズ特性を修正
するならば、テレビジヨンにおけるステレオ音響
放送又はFMラジオ等の放送にも適応させること
ができる。従つて、本考案は、登録請求の範囲に
含まれている総ての変更を包含しているものであ
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本考案によるノイズ低減回路を示す
ブロツク図、第２図はステレオ音響録音再生シス
テムにおいて実施された本考案のノイズ低減回路
の例示的な構成を示す部分的に略示した回路図、
第２Ａ図は第２図に示した伸張回路の一部を示す
回路図、第３図は本システムの作用の説明に役立
つ第２図のシステムの各点に生じる一連の電圧波
形を示す波形図、第４図は第２図のシステムの安
定状態の圧縮伸張特性を示すグラフ、第５図は第
２図のシステムの典型的な動作特性を示すグラフ
である。 １０……信号源、１２……入力、１４……出
力、１６……可変利得段、１７，１７′……イコ
ライザ、１８……整流器、２０……フイルタ、２
１……フイルタ回路網、２２……加算装置、２４
……高域フイルタ、２６，３８，４４……ダイオ
ード、２８，４６……デツドバンド、３０，３
２，３４……加算接合点、３６，４２，４８……
低域フイルタ、５０……圧縮器、５２，５４……
伸張器、５６，６８……演算増幅器、６２，６４
……乗算器、６６……ダイオード、６８，７２，
８３，９１，９２，９６，１０４，１０８，１１
０，１１６，１１８……抵抗、７０……位相反転
増幅器、７８……単利得反転増幅器、７４，７
６，８０，８４，９０，１０６，１１４，１２０
……ダイオード、８５……ソース、８６……電流
シンク、８７……演算増幅器、９４，１０２，１
１２……コンデンサ、９８……増幅器、１００…
…バツフア増幅器。

Claims (1)

1. 【実用新案登録請求の範囲】 １ 電気的入力信号を増幅して出力信号を発生す
   る可変利得段１６と、前記入力信号の振幅の動
   的変化に実質的に追従するレベルを有する整流
   信号Ｂを発生する検出手段１８，２０を含む制
   御信号生成回路とを含み、前記制御信号生成回
   路は、前記検出手段１８，２０の出力と整流信
   号Ｂのレベルに応じて可変利得段の利得を制御
   するための可変利得段の制御電極との間に接続
   された制御回路を含んでなる入力信号のダイナ
   ミツクレンジを圧縮または伸張するための電子
   回路において、 前記制御信号生成装置の制御装置が複数の並
   行信号経路からなる回路網を有し、該信号経路
   の各々は、前記整流信号を受信するように接続
   され、かつそれぞれの信号経路を通過した信号
   の合計振幅に応じて変化する制御信号を供給す
   るために前記可変利得段１６の制御電極に接続
   された共通出力ターミナルに接続され、 前記回路網が、 予め定められた順方向電圧降下を示す第１の
   ダイオード１０６と直列接続された動作の速い
   ハイパスフイルタ１０２，１０４を含む第１の
   信号経路であつて、前記第１のダイオード１０
   ６を導通状態にするのに十分な前記第１のダイ
   オード１０６の順方向電圧降下を越える振幅の
   急速増加を示す信号のみを前記共通出力ターミ
   ナルへ伝送させ、前記ハイパスフイルタ１０
   ２，１０４が比較的短い時間間隔の後に前記第
   １の信号経路を通る導通を終了させるように比
   較的短い減衰時定数を有するように構成された
   第１の信号経路と、 前記第１の信号経路のハイパスフイルタ１０
   ２，１０４の時定数に比べて比較的長い時定数
   を有する第１のローパスフイルタ１１０，１１
   ２のみによつて構成される第２の信号経路であ
   つて、小さくて遅い振幅の変化を示す信号を前
   記共通出力ターミナルに伝送させる第２の信号
   経路と、 前記第１の信号経路のハイパスフイルタ１０
   ２，１０４の減衰時定数にほぼ等しいアタツク
   時定数を有する第２のローパスフイルタ１１
   ６，１１２と直列に接続された予め定められた
   順方向電圧降下を有する第２のダイオード１１
   ４からなる第３の信号経路であつて、前記第２
   のダイオードの順方向電圧降下を十分に越える
   振幅の比較的遅い増加を示す信号のみを前記第
   ３の信号経路によつて前記共通の出力ターミナ
   ルに伝送させるように前記第２のダイオードの
   極性が接続されている第３の信号経路、及び 前記第２のダイオード１１４と反対極性に接
   続されているとともに前記第１のローパスフイ
   ルタ１１０，１１２の時定数よりも十分に短い
   時定数を有する第３のローパスフイルタ１１
   ８，１１２と直列接続された第３のダイオード
   １２０を含み、前記第３のダイオード１２０が
   導通するのに十分な振幅の減少を示す信号のみ
   を前記共通出力ターミナルに伝送する第４の信
   号経路 とを含む事を特徴とする信号圧縮伸張用電子回
   路。 ２ 請求項１記載の電子回路において、前記第
   ２、第３及び第４の信号経路によつて伝送され
   た信号を加算して第１の和信号を発生するため
   の第１の加算器と、前記第１の信号経路によつ
   て伝送された信号に前記第１の和信号を加算し
   て前記制御信号を発生させるための第２の加算
   器とをさらに備えている事を特徴とする電子回
   路。 ３ 請求項１又は２記載の電子回路において、前
   記第１の信号経路を通る導通を終了させるため
   の比較的短い時間間隔は約30ミリ秒であり、前
   記第１のローパスフイルタ１１０，１１２のア
   タツク時定数は約２秒であり、前記第２のロー
   パスフイルタ１１６，１１２のアタツク時定数
   は約30ミリ秒であり、前記第３のローパスフイ
   ルタ１１８，１１２のアタツク時定数は約200
   ミリ秒である事を特徴とする電子回路。