KR0149651B1 - 압축기 또는 신장기와 같은 오디오 신호의 다이나믹 레인지를 변경시키기 위한 회로 및 그 방법 - Google Patents

Abstract

컨슈머용 및 세미프로용 오디오 신호 압축기, 신장기, 및 압축기/신장기 잡음감소 시스템에 대한 오디오 신호 다이나믹 레인지 회로의 3실시예들은 SR이 컨슈머용 기록 매체(특히 오디오 카세트 테이프)에 적응토록 함과 아울러 SR회로의 코스트 및 복잡성을 경감시키면서 프로용 스펙트럼 레코딩(SR)의 기본적 특징들을 채용하고 있다. 더욱이, 상기 3 실시예에서, 특히 그 바람직한 실시예는 기존의 B형 및 C형 컨슈머용 및 세미프로용 잡음 감소 시스템과 실질적인 호환성을 제공한다. 16비트 PCM오디오 시스템과 실질적으로 동등한 객관적인 성능이 아날로그 오디오 카세트 테이프 매체로 달성된다. 상기 3가지 모든 실시예들에 있어서는, 2개의 캐스케이드 접속단, 즉 (1) 고주파 고정대역/슬라이딩 대역 동작 치환 서브단을 저주파 고정대역 서브단을 갖는 고레벨단, 및 (2) 고주파 고정대역/슬라이딩 대역 동작 치환 서브단만을 갖는 저 레벨단이 있다. 고주파 동작 치환 서브단들의 동적 작용 영역은 스태거링된다. 고주파 서브단들의 각각은 12dB의 동적 작용을 제공(24dB까지의 동적 작용을 제공)하며, 400Hz의 코너주파수를 갖춘 고역통과 셸빙 응답을 갖는 단극 필터에 의해 한정되는 고주파 대역에서 동작한다. 저주파 서브단은 10dB까지의 동적 작용을 제공하며 200Hz의 코너 주파수를 갖춘 저역통과 셸빙 응답을 갖는 단극 필터에 의해 한정되는 주파수 대역에서 동작한다. 단극 필터 특성은 고주파 및 저주파 특성의 광범하고 스무드한 중첩을 제공한다. 스펙트럼 스큐잉 및 포화 방지의 특정 형태들은 컨슈머용 기록 매체로 회로들의 성능을 향상시킨다.

Description

[발명의 명칭]

압축기 또는 신장기와 같은 오디오 신호의 다이나믹 레인지를 변경시키기 위한 회로 및 그 방법

[발명의 배경]

Ⅰ. 일반적 배경

본 발명은 일반적으로, 오디오 신호의 동적 범위를 변화시키는 회로 장치 즉, 다이나믹 레인지(dynamic range)를 압축시키는 압축기 및 다이나믹 영역을 신장시키는 신장기에 관한 것이다.

압축기와 신장기는 보통, 잡음 감소를 달성하기 위해(콤팬더 시스템과) 함께 신용되고 있다; 즉, 신호가 전송 또는 녹음 전에 압축되고 전송 채널로부터의 수신이나 재생 후 팽창된다. 그러나, 압축기는 압축된 신호가 최종 목적을 충족할 때 후속 신장 없이, 다이나믹 영역을 감소시키기 위해, 즉, 전송을 채널의 용량에 맞추도록 하기 위해서 단독으로 사용될 수도 있다. 도한, 압축기는 어떤 제품, 특히, 압축된 방송 또는 프리레코딩 된 신호들을 전송 또는 녹음하는 데만 사용되는 오디오 제품에 독자적으로 사용된다. 신장기는 어떠한 제품, 특히, 이미 압축된 방송 또는 프리레코딩 된 신호들을 수신 또는 재생만 하기 위한 오디오 제품에 단독으로 사용된다. 어떤 제품들에 있어서, 신호들을 레코딩하기 위한 압축기로서, 또한 압축된 방송 또는 프리레코딩된 신호들을 재생하기 위한 신장기로서 동작 모우드가 스위칭 가능하도록 하기 위한 단일 장치가 종종 구성되어 있다.

Ⅱ. 적용기술 : 최소 처리의 원리

오랫동안 추구되고 있는 압축기, 신장기 및 콤팬딩 형의 잡음 감소 시스템 설계의 목표는 인가된 신호에 대한 압축기 및 신장기의 고정도의 적응성 문제이다.

이 목표를 구현하는 설계사상은 A형 잡음 감소장치로 1965년에 시작되어, 양질의 프로용 오디오 레코딩용의 고도의 적응 신호처리 시스템인 스펙트럼 레코딩(SR) 처리로 최근에 달성된 레이 엠. 돌비에 의한 일련의 성공적 개발품의 기반을 제공했다.

최소 처리의 원리(레이 돌비에 의한 The Specstral Recording Process, J. Audio Eng. Soc. No. 3, 1987년 3월, 99-118페이지)로 최근 표현된 기초적 설계 사상은 레이 엠. 돌비에 의해 1965년 10월 11일자 출원된 영국의 43136호 가명세서에 언급된 일치등화(conformal equalization)의 개념에 근거를 두고 있다.

최소 처리 원리에 따르면, 신호의 최상의 처리는 최소의 처리이다. 인코더의 동작목표는 디코더에서 대응감쇠로, 신호의 모든 주파수 성분에 대한 고정되고, 예정된 이들을 제공하는 것이다. 대신호성분이 특정주파수(들)에 나타날 경우, 이들은 디코딩 시 신호의 회복에 대한 소정압축법칙에 따라, 그들 주파수들에서만 감소되어야 한다. 즉, 압축기는 모든 신호성분이 항상 완전히 증강되도록 해야 한다. 부스팅(증강)이 특정 주파수에서 컷백되어야 할 때 그 효과는 다른 주파수의 저레벨 신호성분까지 확대되어서는 안 된다.

A. 적응 기술

상기 영국 가명세서 (1965년 8월 11일 및 1966년 1월 18일 각각 출원된, 레이 엠. 돌비에 의한 영국 제 34394 및 02368호의 다른 2개의 가명세서들과 함께)와 그로부터 비롯된 후속 특허들 (US-PS 3,864,719 및 US-PS 3,903,485 포함)은 현재는 밴드스플리팅(bandsplitting), 고정대역(fixed band) 및 슬라이딩 대역(sliding band)로서 알려진 기술들을 포함하여 몇몇의 적응 신호처리 기술들을 채용했다.

레이 엠. 돌비의 최근 특허, US-PS 4,736,433 및 상기 제목 (The Spectral Recording Process)은 스펙트럼 변화에 대한 높은 응답성을 나타내는 동작치환(action substitution)으로 알려진 새로운 형태의 압축 및 신장 동작에 관한 것이다. 이 동작치환 기술에 의하면, 고정대역과 슬라이딩 대역 회로소자는 이들 어느 한 기술의 사용보다 더욱 고정도의 적응성을 성취하기 위해 양자의 회로 상의 최상의 특징을 구현한 특유한 배치로 함께 사용될 수 있다. 고정대역, 슬라이딩 대역 및 동작치환회로동작의 기본 원리는 하기와 같다.

1. 종래의 적응 기술

a. 밴드스플리팅

밴드스플리팅 기술에 따르면, 스펙트럼은 다수의 주파수 밴드로 분할되며, 상기 각각의 주파수 밴드는 독자적으로 동작된다. 이에 의해, 주신호성분은 전체 스펙트럼에 걸친 동적 작용이 주신호 성분에 의해 영향을 받는 광대역 기술에 반해, 전체 스펙트럼 일부 내에서만 동적작용(압축 또는 신장)의 영향을 받는다. 따라서, 밴드스플리팅 시스템은 광대역 시스템보다 더욱 큰 정도의 적응성 또는 순응성을 제공한다.

이론에 의하면, 고도의 적응성 또는 순응성의 밴드스플리팅 시스템은 전체의 스펙트럼을 다수의 주파수 대역으로 분할함으로써 제공될 수 있지만, 복잡성과 장치의 코스트 면에서 현실성이 없다.

따라서, 만족한 성능이 제공될 수 있는 적당한 다수의 주파수 대역을 선택함으로써 설계 상의 절충이 행해진다.

A형 잡음감소장치로 알려진 공지의 상업적으로 성공한 한 밴드스플리팅 콤팬딩 형의 오디오 잡음감소 시스템은 각 대역에서 동작하는 고정 밴드회로인 4개의 주파수 대역을 채용하고 있는데, 즉, 대역 1은 80Hz의 저역; 대역 2는 80Hz 내지 3KHz의 대역; 대역 3은 3KHz의 고역; 대역 4는 9KHz의 고역이다. A형 잡음감소 장치의 기본요소는 레이 엠. 돌비에 의한 오디오 잡음감소 시스템(Audio Eng. Soc. 1967년 10월, Vol. 15, No. 4, 383-388페이지)에 기술되어 있다.

보다 최근의 것이지만, 상기한 바와 같이 스펙트럼 레코딩으로 알려진, 공지의 상업적으로 성공한 밴드스플리팅 콤팬더 형의 오디오 잡음 감소 시스템은 2개의 주파수 대역을 채용하는 바; 즉, 800Hz에서 광범하게 중첩되는 저주파대역 및 고주파대역이다. 고정 대역/슬라이딩 대역 동작치환회로는 각각의 대역에서 동작한다. 스펙트럼 레코딩은 이하에 보다 상세히 기술된다. 각종 A형 잡음감소 시스템 및 SR제품(인코더, 디코더, 인코더/디코더)들은 돌비 라보라토리즈에 의해 제조 및 판매된다.

b. 슬라이딩 대역

향상된 적응성 및 순응성의 목표를 향해 동작상 유용한 다른 기술은 슬라이딩 대역(가변필터) 기술인데, 이는 한계를 이루기 위해 신호종속가변 필터링을 채용한다. 일반적으로, 주신호성분은 하나 또는 그 이상의 가변필터들(예컨대, 하이패스, 로우패스, 셀프, 노치 등)의 컷오프 또는 턴오우버 주파수(들)를 이동시켜 주신호성분을 압축 또는 팽창하도록 한다.

단일 고주파 대역에서만 동작하는 슬라이딩 대역 시스템은 US-PS Re 28,426 및 US-PS 4,490,691에 기술되어 있다. 이 시스템은 B형 잡음 감소(NR)로 알려진 공지의 콘슈머 콤팬더형 오디오 잡음감소 시스템에 대한 근간을 형성하는데, 이중경로(dual-path) 장치(이중경로장치는 하기에 기술된다)에 있는, 가변 필터와 직렬의 고정 하이패스필터를 갖는 부경로(side path)를 포함하고 있다.

C형 잡음감소로 알려져 있고, 보다 전체적인 동적효과로서 2배의 효과를 제공하는 시스템이 레이 엠. 돌비에 의해, 잡지 Audio Eng. Soc. Vol. 31, No. 3, 1983년 3월, 98-113 페이지에 컨슈머 용의 20dB 오디오 잡음감소 시스템의 제목으로 기술되어 있다.

C형 시스템의 관점은 상기 레이 엠. 돌비의 US-PS 4,490,691호에도 명시되어 있다. C형 시스템은 캐스케이드 접속된 2개의 압축기 및 2개의 신장기의 배치를 갖는데, 각각의 압축기 및 신장기의 동적 동작레벨들은 전체적 최대압축 및 신장비의 현저한 부수적 증가 없이 전체적 동작을 증대시키기 위해 스태거링된다.

C형 NR은 또한, 어떤 조건 하에 미스트래킹하는 콤프레서/익스팬더에 대한 자화율을 감소시키기 위해 이하에 스펙트럼 스큐잉(spectral skewing)으로 언급되는 기술을 채용하고 있다. 또한, 후술되는 다른 포화방지기술은 주파수 종속 과부하 하에 포화하도록 되는 매체의 경향을 감소시키고 있으며, 이에 의해 처리 가능한 유효 신호 레벨을 증대시킨다. 스펙트럼 스큐잉 및 포화방지는 후술되는 스펙트럼 레코딩(SR) 시스템에도 채용된다.

슬라이딩 대역 장치의 한 단점은 주 고주파 신호성분의 존재 시, 가변 필터 턴오우버 주파수가 그 신호 성분 위의 주파수로 이동하여 노이즈 감소가 행해지는 저주파 대역에서의 주파수 영역을 제한하는 것이다. 이 잡음감소의 손실은 밴드스플리팅 시스템에서 청취상 더욱 현저할 수 있으며, 이에 관련된 부수효과(잡음 변조 및 신호변조)는 슬라이딩 대역 시스템에서의 고유한 현상인 증배효과로 인해 고정 대역장치에서 더욱 심해질 수 있다.

이 증배효과는 슬라이딩 대역 시스템이 압축을 행하는 관점으로부터 비롯된다. 예컨대, 주 고주파 신호가 있을 경우, 2dB의 이득 감소가 그 주파수에서 요구되며, 가변 필터 컷오프 주파수는 감소량이 필터 슬로우프를 따르도록 필요한 범위까지 이동해야 한다. 그러나, 저주파수들에 대해서는 새로운 필터 컷오프 주파수로부터 더욱 제거되며, 이 효과는, 예컨대, 가청 신호 또는 잡음 변조와 함께 모든 또는 대부분의 잡음감소 효과의 계속적인 손실로써, 동작 동작의 5 또는 10dB로 될 수 있다. 즉, 이 예에 있어서, 주신호에서의 2dB 변화는 주신호로부터 제거된 주파수에서 10dB의 이득 변화를 야기할 수 있다. 제1도는 이 효과를 예시하는 이상적인 압축기 특성응답 곡선이다. (본 명세서에서 여러 도면들에 도시된 특성응답 곡선은 압축기에 대한 것들이며, 각 신장기 특성은 압축기 특성과 보상 관계임을 유의해야 한다).

비교적 흔치 않은 상태이나, 매우 높은 주파수의 주신호성분(예컨대, 심벌즈)이 슬라이딩 대역 필터를 제어시, 신장기가 압축기를 적절히 트래킹하지 않을 경우에도, 나타나는 주신호가 아닌 중대역 신호성분의 가청 변조가 있을 수도 있다(보상 잡음감소 시스템에 있어서, 인코더에서 발해지는 제어신호는 디코더에서 정확히 재생되어야 한다). 이 문제는 중대역(mid-band) 변조효과로 칭한다. 이 문제를 해결하는 한 방법인 이하에 기술되는 스펙트럼 스큐잉이 상기 US-PS 4,490,691호에 명시되어 있다.

c. 고정대역(fixed-band)

고정대역 장치에 있어서, 동일한 양의 이득 감소가 주신호성분에 응답하여 주파수 대역(밴드스플리팅 시스템의 한 주파수 대역이나 광대역)에 걸쳐 발생한다. 고정대역 요소들은 US-PS 4,498,055호에서 언급한 바와 같이, 가변이득 또는 가변로스 장치로서 형성될 수 있다. 따라서, 신호 또는 잡음 변조가 발생시 증배효과는 없다. 즉, 주신호 성분의 레벨에서 2dB 변화는 주신호 성분에서 제거된 주파수에서의 2dB의 이득변화 이상의 변화는 아니다. 그러나, 잡음감소 효과의 관점에서, 한계가 주신호 성분에 응답하여 발생할 때, 동작 주파수 대역의 어디에서도 전체 잡음감소 효과가 얻어지지 않는 고정대역 장치의 단점을 보인다. 제2도는 이 효과를 도시한 이상적인 압축기 특성 곡선이다. 비록 이는 증배되지 않지만, 고정대역 동작이 발생하는 전체 주파수 대역에 걸쳐 잡음 및 신호 변조 가능성이 있다.

2. 동작 치환(action substitution)

a. 복합 고정대역 및 슬라이딩 대역

상기 단점에서도 불구하고, 슬라이딩 대역 장치의 이점은 주신호 성분이상(또는 하향 주파수로 동작하는 슬라이딩 밴드 시스템의 경우에는 주신호 성분이하)의 주파수에서 전체 잡음 감소 효과가 얻어진다는 것이다. 따라서, 각각의 단점(예컨대, 고정대역의 단점은 비록 증배되지는 않으나, 그의 동작 범위에 걸친 잡음 및 신호변조이며, 슬라이딩 밴드의 단점은 중대역 변조 효과이다) 없이, 고정 대역 및 슬라이딩 대역 시스템의 이점들(예컨대, 변조효과의 증대가 없는 고정대역의 이점 및 주신호 주파수 이상에서 최소신호 혹은 잡음 변조가 있는 슬라이딩 대역의 이점)을 달성하는 장치가 바람직하다. 상기 동작-치환기술은 이러한 슬라이딩 대역 및 고정대역의 이점들을 조합할 수 있게 한다.

b. 동작 치환(action substitution)의 이론

레이 엠. 돌비의 상기 US-PS 4,736,433호의 요지인 동작 치환은 압축기, 신장기 및 콤팬더 형 잡음감소 장치에 의해 이상적인 등화가 보다 가깝게 접근될 수 있다는 인식에 근거를 두고 있으며, 상기 잡음감소 장치에 있어서는, 주신호 성분이 나타남에 따라 잠복 특성이 재현되고 활성화 될 때까지 하나 또는 그 이상의 특성들이 감춰지거나 은폐되도록 다수의 압축/신장/등화 특성이 서로 중첩되거나 겹쳐진다. 따라서, 동작 치환 기술에 따르면, 하나 또는 그 이상의 잠복 특성을 은폐하는 한정 차폐 또는 포위토록 하는 정지 특성이 변경되어 초기의 회로 장치에 의해 제공된 것보다 더욱 효율적인 적응 등화를 제공하도록 하기 위해 잠재 특성(들)이 주신호 성분에 응답하도록 된다.

이 노출특성은 한(아마도 그 이상) 특성으로부터 비롯되는 동작(action)이 입력 신호 성분의 레벨 및 스펙트럼 성분이 변할 때 동일한 주파수 및 레벨 영역에서 동작하기 위한 잠재성을 갖는 하나 또는 그 이상의 특성으로 치환(substitution)되는 점에서 동작 치환으로 기술될 수 있다. 바람직한 것은, 어떠한 비 주신호 성분에 대해, 전송이 압축기에서 최대화되고 신장기에서 최소화되도록 치환이 행해지는 것이다.

동작 치환을 채용한 압축기, 신장기 및 잡음감소 콤팬더 시스템들은 주 및 부신호 성분간을 변별하고 동적 동작을 주신호 성분에만 한정하도록 한 개량된 성능을 갖는다. 주신호 성분이 있는 곳을 제외하고 일정한 증강을 기본적으로 유지하는 잡음감소 인코더를 제공함으로써, 잡음감소 디코더(익스팬더)는 매우 안정한 잡음 플로어를 가지며, 이는 양질의 잡음감소 시스템에 필수적이다.

비록, 동작 치환이 각종 동적 및 수동 특성들을 갖는 요소들의 조합에 일반적으로 적용 가능하지만, 실제 상의 매우 유용한 특성들의 조합은 고정대역 동적특성 및 슬라이딩 대역 동적특성의 중첩이다. 따라서, 슬라이딩 대역 특성과 고정 대역 특성이 실질적으로 동일한 주파수 범위(광대역 또는 한정대역) 및 레벨 범위에서 중첩될 경우, 2개의 정적특성이 동일하기 때문에 중첩된 조합의 정적특성은 홀로 수반되는 어느 하나의 정적특성과 동일하게 나타난다. 각 특성이 반응하는 그들의 주파수 범위 내에 주신호 성분이 나타날 때, 고정대역 특성은 단독으로 작용할 경우 그 동작 상태와 유사한 주파수 범위에 걸친 레벨에서 균일하게 강하하며, 슬라이딩 대역특성은 단독으로 작용할 경우 그 동작 상태와 유사하게 슬라이딩한다.

슬라이딩 대역과 고정대역 동작은 더 이상 독립적으로 작용하지 않는 바, 즉, 어떤 범위에 대해서는 서로에 대해 각각 작용한다. 이들 변화가 나타날 때, 정적 상태의 한 특성으로 나타나는 (제5도) 2개의 특성이 재현되는데, 그 조합특성은 주신호의 주파수 이상(또는, 슬라이딩 밴드가 주파수에서 상방 또는 하방으로 작용하는가에 따라, 그 이하)의 슬라이딩 밴드 특성의 조합 특성으로 나타난다.

제5(b)도는 슬라이딩 대역이 주신호 위에 있는 일예를 도시하고, 제5(c)도는 슬라이딩 대역이 주신호 아래에 있는 일예를 도시한다. 2개의 동작 형태가 주신호의 주파수에 분할되어 재현된다. 따라서, 슬라이딩 대역 특성이 언커버(uncovered) 상태로 있었던 영역은 실제로 바닥 또는 기초레벨을 제공하는 고정 대역 특성에 의해 보충된다. 즉, 주신호성분에 응답하여 동작(action)의 치환(substitution)이 있게 된다.

동작 치환장치는 고정 대역과 슬라이딩 대역 장치들의 단점을 피하면서 이들 장치들의 장점을 얻는다. 최대 잡음감소 효과 및 최소 변조효과는 잡음감소의 손실을 피하면서 슬라이딩 대역 특성이 동작하는 주신호 이상(또는 이하)에서 얻어지고, 중간대역 변조효과는 고정 대역 특성의 존재에 의해 주신호 이하(또는 이하)에서 얻어진다. 이에 따라, 주신호 주파수 이상(또는 이하)에서의 슬라이딩 밴드 특성의 이점을 살리면서, 슬라이딩 대역 특성이 단독으로 동작할 경우 발생될 수 있는, 주신호 주파수 이하(또는 이상)에서의 멀티플 효과가 없게 된다.

Ⅱ. 잡음감소 시스템의 다른 기본 개념

A. 상보성(complementarity)

주신호성분은 고려되고 있는 주파수 대역 내에서 다이나믹 동작을 실시하도록 실질적으로 충분한 레벨을 갖는 신호 성분이다. 복합 신호 상태 하에, 하나의 주신호성분 또는 한 주신호성분 및 부신호성분 이상이 있을 수 있다. 압축기와 신장기의 상보성에 의존하는 콤팬더 시스템에 있어서, 모든 신호성분들은, 신장기에서 정확한 레벨로 복원되도록 주신호성분( 및 동적 동작에 의해 영향을 받는 다른 신호들)을 포함하여 신호 스펙트럼에 알맞도록 규정된 압축 신장 법칙에 따라 압축 및 신장되어야 한다. 이것은 필터 동작이 소정의 압축/신장 법칙을 따르지 않고 그의 동작이 다중 신호의 존재로 예측 불가능할 수 있는 소위, 싱글 엔디드(single ended) 잡음감소 시스템들(재생 신호에 대해서만 동작)과 각종 공지의 적응 및 트래킹 필터 기술의 콤팬더 시스템에서는 유용하지 않다.

신장기에서 그들의 정확한 레벨로 복원되도록 주신호성분을 포함한 모든 신호성분에 대해, 신장기의 특성은 압축기의 특성과 매칭되어야 한다. 이것은 예컨대, 고이득 증폭기의 피드백 루프에 압축기를 위치시키도록 신장기를 형성함으로써 성취될 수 있다. 그러나, 신장기가 정확히 압축기와 매칭하려면, 신장기로 유입하는 신호가 압축기에 잔존하는 신호와 동일해야 한다. 이것은 예컨대 짧은 연결선에 의해 압축기 출력과 신장기 입력이 연결된 경우 용이하게 충족될 수 있으나, 주파수와 레벨 종속 제한 및 에러들을 갖는 실제적 매체가 압축기 출력과 신장기 입력 사이에 개재될 경우 충족이 매우 어렵게 된다. 매체의 에러들은 잡음감소 시스템이 이러한 에러들을 허용하지 않는 한, 주파수 및/또는 레벨 종속 오트래킹에 의해 합성된다.

A형, B형 및 C형의 잡음 감소는 모두, 매체의 최대전송 주파수보다 높은 주파수에서 입력 신호들에 의해 야기되는 오트래킹을 감소시키기 위해 압축기의 압력에 위치된 간단한 밴드폭 제한 필터를 사용한다.

1. 스펙트럼 스큐잉(spectral skewing)

스펙트럼 스큐잉은 US-PS 4,470,691호에 상세히 기재되어 있으므로 여기에서는 간단하게 언급될 것이다. 스펙트럼 스큐잉은 오디오 스펙트럼의 극단을 향하는 주파수들에 있어서 잡음감소회로의 잡음감소 효과를 감소시킴으로써 트래킹 에러들을 야기하기 위한 매체의 에러능력을 감소시킨다. 이 잡음감소 효과는 이러한 주파수들에서의 저레벨 잡음에 대한 인간의 귀의 감소된 감도로 인해 가청 잡음감소 효과를 증가시키지 않고 포기될 수 있다.

종래 스펙트럼 스큐잉의 실행시, 압축기는 10KHz 이상 50Hz 이하인 오디오 주파수의 극단 가까이의 주파수에서 신호들을 급격히 감소시키는 회로에 의해 선행된다. 이것은 압축기에 유입하는 신호들의 레벨을 감소시키며, 이에 따라 오디오 대역의 중간에 있는 주파수들의 신호 제공에 관해 압축기 제어 신호에 대한 그들의 기여를 감소시킨다. 따라서, 압축기의 동작은 중간 주파수 신호들에 의해 주로 제어된다.

압축기의 스펙트럼 스큐잉 회로에 의해 야기되는 주파수 응답 정형은 신장기로 유입하는 신호에도 존재한다. 따라서, 신장기의 동작은 중간대역 신호들에 의해 주로 제어된다. 압축기 및 신장기의 동적 동작에 에러의 영향을 덜 받는 신호들에 의해 주로 제어되기 때문에 트래킹이 향상된다. 신장기의 출력에 위치된 스펙트럼 디스큐잉(spectral de-skewing)회로는 신호의 본래 주파수 응답을 복원하며, 그 결과 매체의 노이즈 레벨을 증강시킨다. 그러나, 증대된 잡음 레벨이 귀가 저레벨 잡음에 낮은 민감도를 갖는 주파수들에서만 발생하기 때문에, 주 스펙트럼 스큐잉 효과는 전체적인 가청 잡음 레벨을 현저히 증가시키지 않고도 얻어질 수 있다.

스펙트럼 스큐잉의 다른 잇점은, 가청 대역의 말단 근처의 주파수들의 신호가 매체에 존재하고 있는 레벨을 스펙트럼 스큐잉 회로가 감소시키기 때문에 매체에서의 레벨 의존 에러들에 의해 야기되는 트래킹 에러(예컨대 테이프의 조화)의 가능성을 감소시키는 것이다. 이것은 많은 매체에 있어서, 레벨 종속 에러들이 적극적으로 발생하는 레벨이 오디오 대역의 일단 또는 양단을 향해 감소하기 때문에 중요한 잇점이 된다.

a. 스펙트럼 스큐잉의 단점

스펙트럼 스큐잉은 잡음 감소 시스템에 대한 신호 조정용 악세서리로 간주될 수 있다. 스펙트럼 스큐잉은 압축기 및 신장기가 동작하는 신호의 스펙트럼 밸런스를 변화시키나, 잡음 감소회로 자체가 동작하는 방식에 대하여는 효과가 없다. 특허, 결합상의 잡음 감소 효과가 오디오 주파수 대역의 말단 가까이의 주파수에서 감소되기는 하나, 스펙트럼 스큐잉은 잡음 감소 회로 그 자체에 의해 발생되는 잡음 감소 효과의 양을 감소시키지는 못한다. 이에 따라, 스펙트럼 스큐잉은 이러한 주파수들에서의 잡음 감소회로의 피크 또는 평균 압축비를 감소시키지 않는다. 보다 낮은 압축비는 매체의 소정 에러에 의해 야기되는 오트래킹의 양을 감소시키기 때문에 바람직한 것이다.

스펙트럼 스큐잉은 또한, 그것이 동작하는 주파수에서, 동적 동작이 개시되고 끝나는 입력 레벨을 증대시키는 또 다른 단점을 갖고 있다. 이것은, 스펙트럼 스큐잉이 없는 것과 비교하여, 매체에서 레벨 종속 에러들이 발생할 수 있는 신호 레벨에서 압축기가 상당한 압축효과(및, 에러 증대효과)를 제공할 수 있는 기회가 많다는 것을 의미한다.

끝으로, 압축기에 실제로 적용될 수 있는 스펙트럼 스큐잉의 양은 신장기에서의 스펙트럼 디스큐잉의 필요에 의해 제한된다. 압축기 스펙트럼 스큐잉 회로가 매우 큰 감쇠량을 적용할 경우, 필연적인 위상시프트 및 잡음 문제와 함께 전체적으로 평탄한 주파수 응답을 회복하기 위해 다량의 증폭이 신장기에 요구된다. 따라서, 실제적인 스펙트럼 스큐잉 회로는 셀프 또는 노치 특성을 갖도록 하는 경향이 있으며, 이는 그들의 효율을 제한한다.

2. 포화방지(anti-saturation)

포화방지에 대해서는 US-PS 4,470,691호에 상세히 기재되어 있으므로, 여기에서는 간략하게 설명한다. 포화방지는 매체에서 레벨종속 에러들에 의해 야기되는 오트래킹을 방지하는 다른 방법이다. 이는 매체에 존재하는 신호레벨을 감소시킴으로써 압축기에서 동작하며, 매체의 과부하가 초래되는 입력신호 레벨을 증대시킨다. 포화방지 회로는 이중경로 회로의 주경로에 위치되며, 고레벨에서만 압축기의 주파수 응답을 변화시킨다. 이것은 모든 레벨에서 동일한 양만큼 주파수 응답을 변화시키는 종래의 스펙트럼 스큐잉과 대조적이다. 주경로에만 위치되는 포화방지 회로는 압축기 제어 회로에 대한 효과가 없다. 그러나, 부경로 신호에 대해 주경로 신호의 증폭을 감소시키기 때문에 압축비를 증대시킨다. 끝으로, 상보 포화 방지 회로는 평탄한 전체 주파수를 회복시키기 위해 신장기의 주경로에 필요하게 된다.

B. 이중경로(dual path)

이중경로 장치는 기본적으로 동적 동작이 배제된 주경로와 동적 동작을 갖는 하나 또는 그 이상의 부차적 또는 부경로의 사용을 통해 성취되는 것이다. 부경로(들)는 주경로의 입력이나 출력으로부터 그들의 입력을 취하며, 그들의 출력(들)은 압축 또는 신장을 부여하기 위해 주경로와 부가적으로 또는 삭감식으로 결합된다. 일반적으로, 부경로는 한정 또는 가변적 감쇠 형태 및 주경로 신호 성분을 (압축하기 위해)증강하거나 (신장을 위해)동작시킬 경우 주경로에 연결되는 상태를 제공한다. 이러한 이중경로 장치는 US-PS 3,846,719; US-PS 3,903,485; US-PS 4,490,691, US-PS 4,736,433, US-PS 4,922,535 및 US-PS Re 28,426호에 상세히 기재되어 있다. 비록, 고정대역, 슬라이딩 대역, 및 동작 치환 회로들은 이중경로 또는 단일 경로 장치로 수행될 수 있으나, 이중경로 장치가 확실한 잇점을 갖고 있어 바람직하다.

C. Ⅰ형 및 Ⅱ형 장치

이중경로 또는 단일경로 장치로 수행되는 고정대역, 슬라이딩 대역, 및 동작 치환 회로들은 압축기, 신장기 및 잡음감소 콘팬더를 형성시 빌딩 블록으로 사용될 수 있다. 예컨대, 이들 회로들은 제3도 및 제4도에 도시된 상태로 이중경로 장치에 부경로로서 채용될 수 있다.

제3도와 같이, (US-PS 3,846,719호에 전반적으로 기재된 형태인)Ⅰ형 이중경로 장치는 입력신호가 고정대역, 슬라이딩 대역 또는 동작 치환회로(2) 및 주경로(3)에 가해지는 압축기(1)를 갖고 있다. 회로(2)의 출력은 전송채널에 대한 압축기 출력의 인가를 위해 가산 수단(4)의 주경로 신호성분과 합해진다. 부경로 신호 성분은 압축기가 동작하도록 하는 주경로 신호 성분을 증강시킨다. 전송 채널의 출력은 압축기(1)에 상보적 상태로 구성된 신장기(5)에 인가되며, 상기 압축기는 전송 채널의 출력을 수신하고 고정대역, 슬라이딩 대역 또는 동작 치환 회로들의 출력을 감하는 입력 가산수단(4)을 갖는다. 부경로 신호 성분은 신장기의 동작을 야기하는 주경로 신호 성분을 저하시킨다.

제4도와 같이, (US-PS 3,903,485호에 전반적으로 기재된 형태의)Ⅱ형 이중경로 장치는 입력신호와 고정대역, 슬라이딩 대역 또는 동작 치환회로(2)의 출력을 받는 입력 가산수단(4)을 갖는 압축기(6)를 구비하고 있다. 입력가산수단(4)은 압축기 출력을 전송 채널에 제공하고, 그 입력을 압축기 회로(2)에 제공한다. 부경로 신호성분은 압축기의 동작을 야기하는 주경로 신호성분들(과 부가적으로 결합하여)을 증강시킨다. 전송 채널 출력은 압축기(6)에 상보적 상태로 구성된 신장기(7)에 가해진다. 입력신호는 고정대역, 슬라이딩 대역, 또는 동작 치환회로(2) 및 주경로(3)에 인가된다. 다음, 회로(2)의 출력은 신장기 출력을 제공하기 위해 가산수단(4)의 주경로 신호성분으로부터 감해진다. 부경로 신호성분들은 신장기가 동작하도록 하는 주경로 신호성분(과 감산적으로 결합하여)을 저하시킨다.

제3도 및 제4도에 있어서, 각 압축기 및 신장기의 주경로는 주경로의 최대 레벨 미만의 부경로 회로 출력의 레벨 및 동적 범위에 대하여 선형적이다. 본 명세서의 상기 도면들에서의 전송 채널은 임의 형태의 기억 또는 전송 매체를 포함할 수 있으며, 또한, 압축기로부터의 아날로그 신호를 어떠한 다른 형태(예컨대, 디지털)로 변환하거나 인코딩하기 이한 수단, 상기 인코딩된 신호의 저장 또한 전송매체, 및 상기 인코딩된 신호를 아날로그 신호 성분으로 다시 재변환하거나 디코딩하기 위한 수단을 포함할 수 있다.

D. 변조 제어(Modulation Control)

상기 A형, B형, C형 및 후술되는 SR 시스템에 있어서, 전압 제어 가변 저항소자(고정 대역 회로에서 가변 어테뉴에이터(sttenuator)의 가변소자 및 슬라이딩 대역회로에서 가변 필터의 가변 소자를 형성)로서 전계효과 트랜지스터(FET)들의 소오스-드레인 경로(source-drain path)가 채용된다.

입력신호로부터 유도되는 DC제어 전압이 FET게이트에 가해진다. 이는, 바람직한 동적 동작을 이루기 위해 필요한 제어전압 증폭의 조정, 정류 및 평활을 포함한다. 고정대역 회로 및 슬라이딩 대역 회로에서 감쇠를 증가시키고, 그의 정적위치로부터 더욱 멀리 필터의 코너 주파수를 이동시킴으로써; 제어 전압이 증가함에 따라 제한도가 증가한다.

A형, B형 및 기타 공지의 콤팬더 시스템에서의 제어회로 장치의 한 단점은, 제어회로에 도달하는 패스밴드 신호 및 스톱밴드 신호의 선형 부가적 결합으로부터 DC제어 신호가 형성된다는 것이다. 밴드스플리팅 시스템의 고정 밴드 회로의 경우, 통과 대역은 특정 회로가 동작하는 주파수 대역이며; 정지 대역은 시스템에 의해 처리되는 신호 스펙트럼의 나머지이다. 슬라이딩 대역 회로의 경우, 통과 대역은 가변 필터의 통과대역 외측의 주파수 대역이나, 이상적인 회로에 있어서, 압축 또는 신장은 (그의 정지 위치에 있거나 없거나)슬라이딩 대역의 통과대역 또는 고정대역의 통과대역 외측의 신호 레벨에 의해 영향을 받으면 안 된다. 이 문제에 대한 해결책은 US-PS 4,498,055호 및 US-PS 4,922,535호에 기술되어 있다.

US-PS 4,498,055 및 US-PS 4,922,535호에 따르면, DC제어 신호가 입력 신호의 레벨이 증가함에 따라 정지대역 신호성분에 덜 응답하도록 하기 위해, DC제어 신호의 형성은 레벨 종속식으로 변화된다. 실제 실시예에 있어서, 이것은 제어신호를 변조제어신호로 언급되는 신호로 역전(opposing)(감산적 결합 또는 버킹(bucking))시킴으로써 달성된다. 고정대역 회로의 경우, 변조제어 신호는 주제어 신호가 기준 레벨 이상(압축의 경우) 증강되지 않도록 하기 위한 필요만에 의해 이득이 변화하도록 한다. 슬라이딩 밴드 회로의 경우, 변조제어 신호는, 주 제어신호가 기준 레벨이상(압축의 경우) 증강되지 않도록 하기 위해 가변 필터의 주파수 슬라이딩량이 필요할 뿐이다.

E. 오우버슛(overshoot)

콘팬딩형 잡음감소 시스템의 기본적 설계모순은 바람직하지 않은 최소 신호변조 및 잡음변조에 대해(신호 오우버슛을 최소화하기 위해) 급격히 변화하는 파형들을 처리할 능력을 가늠할 필요성이다. 그의 입력신호에서의 급격한 증폭 변화에 응답하기 위한 압축기(또는 신장기)의 능력은 입력 증폭 변화에 응하여 그의 이득을 변화 또는 그의 필터 코너 주파수를 이동시키기 위한 장치에 필요한 그의 어택타임(attack time) 또는 시간에 직접 관계된다. 긴 어택타임은 변조 왜곡을 감소시키는 경향이 있다. (제어회로 지연에 의해 야기되어)장치가 그의 이득 또는 코너 주파수를 변화시킬 수 있는 것보다 돌연한 입력신호 증폭의 변화가 발생시, 오우버슛이 일어난다. 예컨대, 압축기가 (어떠한 정상상태의 입력 조건으로부터)2배의 이득을 갖고 증폭시 입력신호가 갑자기 2배로 되어 압축기가 그의 압축법칙에 따라 소망의 이득을 제공하기 위해 그의 이득을 감소시킬 수 없을 경우, 진폭의 점프 및 돌연성으로 인해 입력신호가 증가함에 따라, 출력신호가 소정 진폭을 초과하고 장치의 소정 최대출력을 초과할 수 있다. 이러한 출력의 증가를 오우버슛이라 한다.

오우버슛은 통상적으로 압축도와 등가치의 최대 진폭을 갖는다. 오우버슛은 입력신호가 적절히 변화되거나, 입력신호가 그의 새 하이레벨에서 일정하게 지속하거나, 압축법칙에 의해 유도되는 이득으로 압축기의 이득을 감소시키기 위해 제어회로의 시간 지연이 충분히 될 때까지 계속된다. 오우버슛은 이들이 압축기로부터 출력신호를 수반하는 장치 또는 채널을 과적(overload)할 수 있기 때문에 바람직하지 않다. 프로용 SR 시스템 및 초기 A형, B형 및 C형 시스템에서의 오우버슛 억제기술의 설명은 상기 US-PS 4,922,535호에 명시되어 있다.

Ⅳ. 프로용 스펙트럼 레코딩(Professional Spectral Recording; SR)

1986년에 A형 잡음감소 시스템의 창시자들은 전문적 사용자들을 위한 개량된 오디오 신호처리 시스템인, 스펙트럼 레코딩(SR)을 소개하여 매매를 개시했다. 프로용 SR 시스템은 현재, 그 이전의 장치들 및 계속 광범위하게 사용되는 A형 잡음감소 장치와 같이 잘 알려진 상업적 성공품의 전문적 시스템이다.

스펙트럼 레코딩 시스템에 있어서, 다이나믹 동작은 그의 서브단(sub-stage)의 각각에서 동작하는 고정대역 및 슬라이딩 대역의 특성 동작들을 협동상태로 결합하는 동작-치환 기술의 일 실시예에 의해 제공된다. 800Hz의 크로스오우버 주파수 이상 및 이하에서 광범위한 중첩의 동작을 허용하기 위한 단극(single pole) 필터들의 사용 및 동작-치환 기술은 실제적으로 가청 주파수 대역의 어떤 신호들에 대하여도 탁월하게 정합할 수 있는 전체적 동적 동작을 제공한다. 즉, 스펙트럼 레코딩 동작은 광범위하게 중첩하는 주파수 대역에서 동작하는 고정대역 및 슬라이딩 대역 소자들의 동작-치환에 의해 고도의 주파수 선택성 및 적응성을 제공한다. 전체적 효과는 가변적 위치의 주파수 대역 및 가변폭의 효과에 필수적이며, 신호의 레벨 및 주파수 범위에 대해 자체적으로 적응하는 거의 무한한 가변특성을 보인다.

스펙트럼 레코딩 시스템에 제공된 동적 동작은 상기 최소한의 처리원리(Least Tratment Principle)를 구현한다. 따라서, 인코더의 압축작용은 모든 신호성분이 항시 완전히 증강되도록 한다. 증강이 특정주파수에서 잘려야만 될 때, 다른 주파수의 저레벨 신호성분에 대한 효과가 최소로된다. 이 압축형태의 가청효과는 어떠한 명백한 동적 압축효과 없이도 신호가 명백히 향상되도록 된다. 인간의 귀는 다소 제거되는 어떠한 다른 주파수에서의 신호성분상의 한 주파수의 신호성분으로 인한 이득변화에 의해 일차적으로 다이나믹 작용을 감지한다. 귀가 압축신호의 다이나믹 효과를 검출할 수 없을 경우, (1) 잡음변조 효과가 디코드된 신호에서 명백히 되지 않을 것이고, (2) 전송채널 또는 레코딩에서 이득 또는 주파수 응답에러가 있어야 할 경우, 신호변조효과가 디코딩된 신호에서 명백히 되지 않을 것이다.

상기 프로용 SR시스템은 잡지 Audio Eng. Soc.(Vol. 35, NO.3, 1987년 3월)의 99-118페이지에 레이 엠. 돌비에 의한 스펙트럼 레코딩 처리(Spectral Recording Process)로 기술되어 있다. 스펙트럼 레코딩 시스템의 개념들은 US-PS 4,490,691, US-PS 4,498,055, US-PS 4,736,433 및 US-PS 4,922,535에도 기술되어 있으며, 이들 모두 레이 엠. 돌비에 의한 것이다. 스펙트럼 레코딩은 레이 엠. 돌비 및 돌비 라보라토리즈에 의한 이전의 A형, B형 및 C형 시스템과 일부 기본기술을 공유하고 있다. 예컨대, 이들 모두는 주신호경로가 고레벨 신호를 이송하기 위한 1차적 책무가 있고 시스템에 독특한 특성을 갖는 사이드-체인(side-chain) 또는 부경로 신호가 인코딩 모우드에서 주신호와 부가적으로 결합되고 디코딩 모우드에서 감산적으로 결합되는 상보적 이중 경로 시스템들이며, 이에 따라 전체적 상보작용이 얻어진다.

스펙트럼 레코딩에 있어서, 다단 직렬장치가 레이 엠. 돌비의 US-PS 4,490,691에 기술된 동적작용의 스태거 영역에 사용된다. 하이레벨 및 중간레벨 단은 800Hz의 크로스오우버 주파수를 갖는 고주파 및 저주파 서브 스테이지를 갖는다. 저레벨 단은 800Hz 고역통과 특성을 갖는 고주파 서브단만을 갖는다. 스펙트럼 레코딩 인코더에 있어서, 각 단들의 출력이 주 신호경로와 결합될 때, 대략 16dB까지의 전체 다이나믹효과가 저주파에서 얻어지고 24dB가 고주파에서 얻어지도록, 각각의 스테이지는 대략 8dB의 저레벨 이득을 갖는다. 상호특성이 스펙트럼 레코딩 디코더에 제공된다.

전문가용의 SR시스템은, 스펙트럼 레코딩으로 인코딩된 신호가 인간의 귀가 잡음에 대해 덜 민감한 주파수 단으로 기록 및 전송되는 매체에 오우버로딩할 가능성을 감소시키기 위해 신호레벨이 증가함에 따라 증가하는 저주파 및 고주파 영역에서 인코딩 신호가 완만히 로울오프되도록 하는, 상기 레벨종속저주파 및 고주파 포화방지수단을 채용하고 있다.

스펙트럼 레코딩은 또한 저주파 및 고주파 스펙트럼 스큐잉 및, 상기한 바와 같이 레코딩 또는 전송매체의 저주파 및 고주파단 영역에서의 어떤 미비점에 대해 스펙트럼 레코딩 디코더의 재다율(susceptibility)을 감소시킬 목적으로, 인코딩된 신호의 저주파 및 고주파단에서 급격하고 심한 감소수단을 채용하고 있다.

포화방지 및 스펙트럼 스큐잉은 스펙트럼 레코딩 시스템에서 상보적 관계가 있는 바; 상보적 디-앤티새튜레이션(de-antisaturation) 및 스펙트럼 디-스큐잉이 디코더에 제공된다. 기본적 포화방지 및 스펙트럼 디-스큐잉 기술은 US-PS 4,490,691에 기술되어 있다.

전문가용의 SR은 또한, 필요할 경우 신호성분의 소정변조를 방해할 때 고정 및 슬라이딩 밴드의 성능을 향상시키기 위해 상기와 같이 변조제어라고 하는 기술을 사용한다.

Ⅴ. 일반용 스펙트럼 레코딩(S형)

A. 기본사항

향상된 다이나믹 영역, 낮은 잡음 변조, 향상된 과도응답, 인코드/디코드 주파수 및 레벨 에러에 대해 향상된 배제특성과 같이, 일반용 및 세미프로용 오디오 레코딩 및 전송 시스템의 잇점을 소개하는 것이 바람직할 것이다. 바람직하지 않게, 프로용(전문가용) SR시스템의 복잡성 및 고가, 특히, 그의 저주파 회로에서의 복잡성은 이러한 제품들에 사용하는 것이 부적합하다. 더욱이, 프로용 SR시스템은, 일반용 및 세미프로용 기기의 그것보다 실질적으로 큰 다이나믹 레인지를 갖는 프로용 레코딩 시스템에서 동작하도록 설계되어 있다.

B. 호환성 문제

스펙트럼 레코딩의 주요 기술 및 잇점을 구현한 일반용 및 세미프로용 잡음감소 시스템은 도처에 산재하는 B형 NR시스템과 호환성을 지녀야 한다. 이러한 호환성에 대한 한 중요한 이유는 카세트 테이프 제작자들이 단일물품(single inventory)에 사전 녹음된 카세트들의 매출을 강하게 원하고 있다는 것이다. (예컨대, 사전 녹음된 카세트들의 모든 복제품은 B형으로 인코딩되었다). 따라서, 스펙트럼 레코딩의 기본요소들을 구현한 새로운 일반용 시스템은 B형 디코더만을 구비한 시스템은 물론 잡음감소용 디코더를 구비하고 있지 않은 시스템에 대하여도 재생 가능해야 한다.

음성 처리 시스템의 호환성 문제는 US-PS4,815,068호에 기술되어 있다. 이 특허 명세서에 따르면, 청취시험에 의해 시스템의 호환성에 대한 가청효과가 다음과 같이 특징 지울 수 있음을 나타내고 있다:(1) 명백한 정상 상태효과, 즉, 예컨대 저주파 또는 고주파 강조(예컨대, 스펙트럼 불균형)와 같이 재생된 신호의 주파수 크기의 변화, 및 (2) 주파수 스펙트럼의 일부에서의 신호 및/또는 노이즈가 스펙트럼의 다른 부분에서의 신호의 레벨에 따라 레벨 변화하도록, 보통 펌핑(pumping)으로 불리워지는 다이나믹 효과이다. 인간의 귀가 이러한 효과에 견디는 범위는 레벨 종속적이다. 즉, 일반적으로 이 효과는 하이 레벨에서 덜 허용된다.

바람직한 것은, 재생된 신호의 이와 같은 불안정이 정상상태 효과보다 청취자에 의해 보다 용이하게 인식되기 때문에 다이나믹 효과는 제거되거나 최소화되어야 한다. 정상상태의 효과들은 귀의 주의를 끌기 위한 사운드의 변화가 없기 때문에 대부분의 청취자에 의해 잘 인식되지 않는다. 극히 예민한 청취자라도, 정상상태 효과들은 음성 혼합상의 차이로 돌릴 수도 있을 것이다. 물론, 완전 상보적 인코딩/디코딩과 일부 상보적 호환성장치간의 직접 A/B 비교는 재생신호에 있어서의 다소의 차이로 재현될 것이다. 그러나, 실제상황에 있어서, 이러한 비교는 불가능하며, 단지 청취상의 단서는 재생된 신호 그 자체에 있을 뿐이다.

다이나믹 안정도가 성취되지 않고 주신호들의 존재시 저레벨 다이나믹 효과가 있는 경우, 대부분 주관적으로 불유쾌한 가청 효과들은 저레벨 다이나믹 효과를 초래하는 재생신호 부분에서의 초과보다는 신호의 불충분으로 비롯되는 것들임이 확인되었다. 이러한 결함(불충분)들은 종종 시그널 석아웃(signal suck-out) 효과라고 불리운다. 이러한 상태 하에서, 가청레벨에서 비가청 레벨까지, 저레벨 신호의 레벨을 더욱 떨어뜨리도록 하는 레벨전이 또는 펌핑은 특히 귀를 어지럽힌다.

따라서, 신호가 인코딩 전에 본래 신호로서 디코딩될 때, 인코더가 각 주파수에 적어도 많이 또는 과잉 신호를 제공할 경우, 귀는 만족하게 되는 경향이 있다. 이 원리는 신호충분 또는 신호과잉의 원리로 지칭될 수 있다. 즉 어떤 디코딩 에러가 있을 때, 적극적으로 과잉 신호를 제공해야 한다. 즉, 귀는 신호의 불충분보다는 신호의 과잉에 보다 관용적이다. 일차적 또는 주신호들의 존재시, 저레벨 분위기와 같이, 2, 3 또는 4dB와 같은 수레벨 정도의 저레벨 신호들에서의 신호 불충분은 대부분의 청취자에 허용되지 않는다. 반면에, 주신호들의 존재시 이러한 저레벨 신호의 10, 12, 15dB 또는 그 이상의 신호 초과는 대부분의 청취자에 대체적으로 허용 가능함이 발견되었다.

따라서, 신호충분 원리에 따르면, 임의의 주파수 또는 시간에서 재생신호의 주신호 존재시 저레벨 신호 또는 분위기가 본래 신호보다 수 dB 정도 이하 또는 본래 신호보다 10 내지 15dB 정도 이상에 지나지 않을 경우, 플레이백(재생)장치는 인코더와 호환성이 있도록 고려될 수 있다. 이 호환성 문제는 B형 시스템 및 본 발명의 시스템에 의해 일차적으로 취급되는 것이기 때문에, 일차 또는 주신호들의 존재시 저레벨 신호들에 관한 것이다. 이러한 시스템에서, 하이 레벨의 일차적 또는 주신호들은 실질적으로 영향을 받지 않는다.

상기한 바와 같이, 미리 레코딩된 카세트들은 모든 구입자들이 B형 디코더를 구비한 카세트 테이프 플레이어를 갖고 있지 않은 사실에도 불구하고, 단일 물품으로 매출된다. 그러나, 전형적으로 이러한 비내장된 카세트 테이프 플레이어를 사용하는 시스템들은 비교적 예민하지 않은 청취를 위해 사용되는 저렴한 시스템들이다. 대부분의 시스템들은 고음부에 대한 다량의 컷 또는 로울 오프 기능을 구비한다. 주관적으로 말하면, 로울-오프는 B형 인코딩 카세트 테이프의 음색 특성을 노말상태로 되돌린다. 인코딩 처리시 고주파 성분의 저레벨 증강은 고주파 로울-오프를 적절히 보상한다. 따라서, B형 인코딩 카세트 테이프가 B형 디코딩을 구비하지 않은 시스템에서 플라이백될 때, 대부분의 청취자에 대해 허용 가능한 음을 재생한다.

특히, 사전 녹음된 B형 인코딩 카세트 대신에 단일 물품으로서 카세트 테이프 제작자에 의해 기도될 경우, 간이화된 스펙트럼 레코딩 시스템에 대한 호환성 욕구가 상기 기재된 것보다 더욱더 절박하게 될 것이다. 이러한 시스템은, 잡음 감소 디코딩을 갖추지 않은 카세트 데크를 지닌 사용자는 물론 B형 잡음 감소기능을 갖춘 카세트 데크를 채용한 시스템의 사용자의 대부분에 의해 광범위하게 허용되는 음재생을 제공해야 한다. B형 카세트 플레이백을 지닌 시스템의 많은 소유자들은 비교적 예민한 청취자들일 것이다.

[발명의 요약]

본 발명에 따르면, 동작 치환의 잇점들 및 스펙트럼 레코딩의 기타 다른 잇점들이 일반용 및/또는 세미프로용으로 사용하기에 적합한 스펙트럼 레코딩의 기본 요소들을 구현한 비교적 간단하고 보다 저렴한 가격의 장치로 성취된다. 본 발명의 바람직한 실시예가 집적회로의 형태로 구현될 수 있도록 전체 회로의 복잡성이 충분히 감소된다. 따라서, 구성부품 및 제조가격은 현재 개별 소자로만 구성되는 프로용 SR보다 실질적으로 덜하다.

더욱이 바람직한 실시예의 인코드/디코드 특성은 B형 NR 시스템과 대체로 호환성을 갖게되어 인코드된 음질이 B형 NR 디코더를 사용하여 재생시 대부분의 청취자에 허용 가능하게 된다. 이 특성은 또한, 잡음 감소 디코딩을 갖추지 않은 시스템을 지닌 청취자에도 허용 가능한 재생을 제공한다.

상기한 바와 같이, 프로용 SR 시스템의 저주파회로는 특히 복잡하다. 예컨대, 저주파 동작 치환 서브단의 슬라이딩 대역 회로는 자이레이터(gyrator)의 사용을 필요로 한다. 그럼에도 불구하고, 어떤 저주파 잡음 감소는 다음의 몇몇 이유로 바람직하다.

1) 잔류 잡음 및 험(hum)을 제거하기 위해,

2) 보다 균형을 이룬 잡음 스펙트럼을 제공하기 위해,

3) B형 잡음감소 및 잡음 감소장치를 구비하고 있지 않은 시스템과의 보다 나은 호환성을 제공하기 위해 특히, 상업적 카세트 테이프 복제기 및 일반용 카세트 테이프 레코더/재생기에 채용된 저주파 엠퍼시스를 IEC 규격 3180μs(마이크로 초) 보상하기 위해 저주파 디엠퍼시스를 제공하는 것이 바람직하기 때문에, 어떤 저주파 잡음 감소 장치는 디코더에서 보상적 엠퍼시스로부터 비롯되는 부가적 잡음 제거할 필요가 있다. 그러나, 카세트 테이프의 잡음은, 15 또는 30ips 오픈 릴 프로용 테이프 레코딩에 대한 카세트 매체의 낮은 동작속도로 인해, 고주파수에 집중되고 비교적 낮은 프린트-쓰루(Print-through)이기 때문에, 프로용 SR 시스템보다 더욱 낮은 주파수 잡음감소가 요구된다.

보다 간단한 구성을 유지하면서, 상기 문제들을 만족시키기 위해, 본 발명의 시스템은 800Hz에서 400Hz까지 한 옥타브만큼 프로용 SR 시스템의 고주파 대역의 코너 주파수를 낮추며, 저주파 대역에 2동작 치환 서브단들을 채용하는 대신, 200Hz의 코너 주파수를 갖는 실질적으로 적은 저주파 대역에서 동작하는 단일의 고정대역 서브단을 사용한다. 저주파대역의 200Hz 코너 주파수와 고주파 대역의 400Hz 코너 주파수간의 외관상 갭은 실제 갭이 아니며, 즉, 고주파 대역의 실질적으로 큰 다이나믹 레인지를 갖는 대역들의 완만한 경사(6dB/옥타브)는 2대역간의 완만한 전이로 나타난다.

본 발명에 의한 인코더의 바람직한 실시예에 있어서, 2개의 동작 스태거링 직렬 접속된 이중경로단; 하이레벨단 및 로우레벨단이 있다. 공지의 멀티레벨단으로부터 비롯되는 잇점들이 유지되면서, 정확도 및 재생도, 저왜율, 낮은 오우버슛, 및 양호한 스펙트럼 변별을 위한 동작 콤파운딩의 효과가 제공된다.

하이레벨단은 임계치 이하의 저레벨 신호용의 대략 12dB의 증강을 제공하는 동작-치환 장치에, 대략 400Hz의 코너 주파수를 갖는 고주파 고정대역 및 슬라이딩 대역 요소들을 채용한다. 하이레벨단은 또한, 임계치 이하의 저레벨 신호용의 대략 12dB의 증강을 제공하는 대략 200Hz의 코너 주파수를 갖는 저주파 고정대역 가변 요소를 갖는다.

로우레벨단은 임계치 이하의 저레벨 고주파 신호용의 대략 12dB의 증강을 제공하는 동작-치환 장치에, 대략 400Hz의 코너 주파수를 갖는 고주파 고정대역 및 슬라이딩 대역 요소들을 채용한다. 로우레벨단은 저주파 동적 동작을 제공하지 않는다.

고주파용 셸빙필터(shelving filter)는 (프로용 아날로그 오디오 레코더와 비교하여)오디오 데크에 존재하는 대체로 높은 잡음 플로어를 보상하기 위해 동작 서브스티튜션 서브단의 고정대역 요소를 채용하고 있다. 제1실시예에 있어서, 고정대역 요소의 입력경로에 필터가 위치된다. 상기 다른 제2실시예에 있어서, 필터는 고정대역 회로의 제어회로의 동작개시점에 앞서 고정대역회로의 출력경로에 위치된다. 이들 양 실시예에서 필터는 서브단의 고정대역의 감도를 그의 낮은 차단 주파수 이상의 고주파 신호까지 감소시킨다. 따라서, 이는 슬라이딩 대역 필터의 코너 주파수가 상향하도록 하는 주 고주파신호의 존재시 모든 고주파 잡음감소의 차단을 억제한다.

전체장치는 고주파에 대략 24dB의 잡음감소를, 도한 저주파에서 대략 10dB의 잡음감소를 제공한다. 이전의 B형 및 C형 잡음감소 장치는 저주파에서 잡음 감소되지 않는다. 저주파에서의 잡음감소를 부가함으로써, 본 시스템은 저주파 잡음 및 험을 억제함은 물론 더욱 균형을 이룬 잡음 스펙트럼을 제공하며 하기와 같이 호환성을 향상시킨다.

본 발명의 제1실시예에 있어서, 입력 신호경로의 스펙트럼 스큐잉 회로는 대략 50Hz의 코너 주파수 및 대략 6dB의 깊이를 갖는 단극 고역통과 셸빙 응답과 대략 10KHz의 코너 주파수 및 대략 17dB의 깊이를 갖는 2극 저역통과 셸빙 응답을 갖는다. 회로의 고주파부는 상기 US-PS4,490,691호에 명시된 전통적 스펙트럼 스큐잉 회로의 상태로 작용한다. 그 회로의 저주파부는 저주파 스펙트럼 스큐잉 효과 및 또 다른 잇점으로, IEC 규격의 3130μs(마이크로초) 저주파 녹음 엠퍼시스를 보상하기 위한 저주파 신호 디엠퍼시스를 제공한다. 다른 실시예에 있어서, 저주파 스펙트럼 스큐잉 회로만 입력신호경로에 위치된다. 그 회로는 대략 80Hz의 코너 주파수(극) 및 대략 8dB의 깊이(대략 32Hz에서 제로)를 갖는다. 고주파 스펙트럼 스큐잉은 고주파 동작-치환 서브단들에 대한 입력경로에 위치되는 대략 12.8KHz의 코너 주파수를 갖는 저역통과회로에 의해 제공되는데, 단일극은 하이레벨단에, 2극은 로우레벨단에 제공된다. US-PS4,490,691은 잡음감소장치의 부경로에 스펙트럼 스큐잉 회로의 위치를 가정하나, 이 특허는 이것이 바람직한 위치가 아니라고 기술하고 있다. 그럼에도 불구하고, 이 다른 실시예의 구성은 후술되는 잇점을 제공한다.

바람직한 제3실시예에 있어서, 저주파 고정대역 서브단의 입력에 대한 경우, 저주파 수펙트럼 스큐잉 필터는 또한, 부경로로 이동된다. 또한, 저레벨 동작 치환 서브단에 있는 고주파 스펙트럼 스큐잉 필터의 2극 특성은 이것이 디코더에서의 안정도 여유를 개선하기 위해 48KHz 이상의 주파수에서 단극특성으로 될 수 있도록 변화된다.

일 실시예에 있어서, 저레벨단의 주경로에 있는 포화방지 회로는 대략 2300Hz에서의 제로 및 대략 3400Hz에서의 한 극을 갖는 저역통과 셸빙 응답성을 갖도록, 고주파에서만 동작한다. 다른 실시예에 있어서, 고주파 포화방지 회로는 두 하이레벨 및 저레벨단의 주경로에 위치한다. 하이레벨단에 있어서, 포화방지회로는 대략 6dB의 깊이를 갖는 대략 6KHz의 코너 주파수(극)(대략 12KHz에서 제로)를 갖는다. 저레벨단에 있어서, 포화방지 회로는 대략 10dB의 깊이를 갖는 대략 5KHz의 코너 주파수(대략 15KHz에서 제로)를 갖는다.

바람직한 제3실시예에 있어서, 하이레벨단에서의 고주파 포화방지 특성은 디코더에서의 안정도 여유를 다시 개선시키기 위해 셸프에서 노치로 변경된다. 저주파 포화방지 기능이 하이레벨단에 부가되어 입력으로부터 부경로로 저주파 스펙트럼 스큐잉 회로를 이동시킴으로써 포화방지효과의 손실을 회복시킨다. 끝으로, 저레벨단에서의 포화방지 특성의 하부코너 주파수(극)가 1KHz 정도 증가되고, 같은 10dB 셸프 깊이를 유지시키기 위해 상부 코너 주파수(제로)가 상향된다.

레벨 및/또는 주파수 응답에러 및/또는 매체 포화효과로부터 비롯되는 녹음/재생 조정 에러들에 의해 야기되는 녹음과 재생기구들 간의 미스 트래킹에 관하여 B형 NR 및 C형 NR에 대한 개량을 제공한다는 점에서 전체 장치는 튼튼하게 구성된다. 이러한 개량은 스펙트럼 스큐잉과 포화방지는 물론 고정대역 고주파회로에서의 동작 치환 고주파 셸빙필터를 사용하는 결과로 된다.

제6도는 스펙트럼 스큐잉과 포화방지 회로의 효과를 무시한 상태에서, 압축기 모우드에서 동작되는 본 발명에 따른 시스템과 저주파 및 고주파 서브단들의 정적 특성들을 나타낸 것이다. 곡선들은 단일 저주파서브단과 2고주파 서브단들의 부가적 효과를 나타내며, 고주파에서 24dB의 전체압축을 제공하고 저주파에서 10dB까지 떨어진다. 곡선들은 또한, 200Hz 코너 주파수의 저주파 및 400Hz 코너 주파수의 고주파대역 응답들의 6dB/옥타브 스커트의 평활한 중첩을 나타내고 있다.

본 발명의 장치는 밴드 스플리팅 장치의 형태이며, 이 형태에서 고주파 대역은 중첩된 고정대역/슬라이딩 대역 특성들을 포함하고, 저주파 대역은 고정대역 특성을 포함한다. 고주파 대역에 있어서, 슬라이딩 대역은 주파수가 상방으로 작용한다. 주파수 대역(대략 200Hz 내지 400Hz의 범위)의 중간 바로 아래 또는 그 근방에 정적 코너 주파수들 및 완만한 필터 슬로우프(6dB/옥타브)를 선택함으로써, 처리 중인 대역의 실질 부분에 걸쳐 고주파 및 저주파 대역에 의한 주신호의 우수한 트래킹이 가능하게 된다.

명목상 코너 주파수는, 고주파 동작 치환 서브단이 고정대역 저주파 서브단에 대한 오디오 대역의 단지 작은 부분만을 남기고, 대부분의 주파수 대역에 걸쳐 동작할 수 있도록 하기 위해 프로용 SR에 사용되는 800Hz 코너 주파수보다 다소 낮다. 특히, 프로용 스펙트럼 레코딩 시스템에 사용되는 800Hz가 아닌 400Hz의 코너 주파수는 전형적인 일반용 카세트 테이프 시스템의 노이즈 스펙트럼에 보다 적합하다.

본 발명에 의한 시스템의 인코더의 인코딩 특성은 B형 디코더 및 잡음감소 디코딩이 없는 시스템에 호환성을 부여하는 우수한 기본원리를 제공한다. 프로용 SR 시스템과 공통으로, 이 시스템은 최소한의 처리 원리를 구현하며, B형 NR 및 NR디코딩이 없는 시스템에는 신호 충분의 원리를 구현한다. 가청대역에 걸친 잡음감소수단, 특히 그의 고주파대역에 동작 치환을 제공함으로써, 본 시스템은 인코딩시 고도의 주파수 선택성 압축을 제공하는데, 압축기는 모든 신호성분들이 항상 완전히 증강되도록 유지시키는 경향이 있으며, 증강(부스팅)이 특정 주파수에서 잘려야만 될 때, 증강시의 감소는 기본적으로 다른 주파수의 저레벨 신호성분까지 확대되지 않는다.

이 압축형태의 가청 효과는 어떠한 명백한 동적 압축효과 없이, 비복호신호가 향상되고 명백하게 나타나는 것이다.(귀는 다소 제거되는, 어떤 다른 주파수의 신호에 대한 어떤 한 주파수의 신호성분으로 인한 이득 변화의 영향으로 주로 다이나믹 동작을 검지한다). 따라서, 인코딩된 신호는 압축기의 주파수적응으로 인해 거의 모든 신호상태에 대해 펌핑효과가 없는 한 특별한 디코딩 없이 재생되며(다이나믹 동작은 이러한 동작을 필요로 하는 주파수에서만 실질적으로 발생하며, 그 외 발생하는 경우는 없다), 따라서, 단지 이슬이 저주파 및 고주파 엠퍼시스에 변화하기 때문에 압축신호를 예민한 청취자는 인식할 수 있게 된다. 부호화된 신호의 동적 안정도 역시 B형 재생 디코더로 펌핑효과의 발생을 최소화한다.

(1) 고주파 서브단에서의 동작 치환 (2) 2개의 고주파 서브단 및 (3) 저주파 서브단의 사용은 부호화된 신호가 B형 NR 디코딩 또는 NR 디코딩 없이 재생될 때 얻어지는 신호 이상의 과잉 신호로 되도록 하며, 이에 따라, 신호 충분원리를 만족시킨다.

B형 재생은 명백한 인코딩 신호의 고주파 불균형을 어느 정도 복원시키는 경향이 있다. 예컨대, 그의 바람직한 실시예에 있어서, 본 발명의 인코더는 대략 24dB의 고주파 압축 및 대략 10dB의 저주파 압축을 제공한다. 일반적으로, B형 디코딩은 10dB까지의 고주파 신장을 제공하며, 이에 따라 출력신호에 대해 14dB 정도의 고주파 증강 및 10dB의 저주파 증강을 제공한다. 따라서, 저주파 스펙트럼 불균형에 대한 스펙트럼 고주파는 4dB만 감소될 수 있다. 그 결과, 다소의 압축신호가 잔존하지만, 스펙트럼적으로 보다 균형을 이룬다. 상기한 바와 같이, 정상상태 효과들은 이들이 귀의 주의를 끌기 위한 음의 변화가 없기 때문에 대부분이 청취자들에 의해 다이나믹 효과가 저하된 것으로 인식되기 쉽다.

또한, 균형을 이룬 정상상태 저주파 및 고주파 응답효과들은 귀에 의해 무시되는 경향이 있음이 발견되었다. 따라서, 부호화된 신호의 저주파 및 고주파 영역의 스펙트럼 스큐잉 로울오프가 B형 디코딩 또는 비디코딩 플레이백에 의해 복원되는 범위까지, 주파수 스펙트럼상의 균형 또는 대칭효과는 대부분의 청취자에 허용 가능한 플레이백에 되도록 한다.

비록 NR 디코딩이 없는 상태의 재생이 14dB의 고주파 대 저주파 스펙트럼 불균형으로 되지만, 이 임계상태는 저레벨 신호상태에 대해서만 발생한다. 실제로, NR 디코딩 장치가 없는 시스템의 사용자들은 하이 신호레벨로 카세트 레코딩을 청취하는 것이 일반적이다. 더욱이, B형 인코딩에 대해 상술한 바와 같이, 이러한 시스템들은 종종, 저레벨 신호 및 매체의 부가적 고주파 신호증강으로 바람직한 상태로 된다. 많은 파퓰라 보컬 레코딩에 대해, 음질이 향상된다. 끝으로, 포화방지 회로는 보다 높은 레코드 레벨이 많은 종류의 프로그램 재료로 사용될 수 있도록 하여, NR 디코딩 장치가 없는 시스템을 사용하는 청취자라도 고도의 신호 대 잡음비를 즐길 수 있도록 한다.

[도면의 간단한 설명]

제1도는 종래 슬라이딩 대역 증배효과를 예시하는 이상적인 압축기 특성응답 곡선이다.

제2도는 종래 고정대역 제한효과를 예시하는 이상적인 압축기 특성 응답 곡선이다.

제3도는 종래 Ⅰ형 이중경로장치를 보여주는 블록도이다.

제4도는 종래 Ⅱ형 이중경로장치를 보여주는 블록도이다.

제5(a)도는 종래 동작-치환기술에 따라 중첩된 고정대역 및 슬라이딩 대역 소자들의 정적 응답을 보여주는 이상적인 압축기 특성 응답 곡선이다.

제5(b)도는 종래 동작-치환기술, 주파수에서 상향 동작하는 슬라이딩 대역에 따라 중첩된 고정대역 및 슬라이딩 대역 소자들의 임계치보다 약간 이상의 응답을 보여주는 이상적인 압축기 특성응답 곡선이다.

제5(c)도는 종래의 동작-치환기술, 주파수에서 하향 동작하는 슬라이딩 대역에 따라 중첩된 고정대역 및 슬라이딩 대역 소자들의 임계치보다 약간 이상의 응답을 보여주는 이상적인 압축기 특성응답 곡선이다.

제6도는 스펙트럼 스큐잉 및 포화방지회로의 효과를 무시한 상태에서, 그의 압축모드에서 동작되는 본 발명에 따른 전체 시스템과 저주파 및 고주파 서브단들의 정적 특성들을 보여주는 특성압축 응답 곡선이다.

제7(a)도는 제10, 11 및 12도에 다라 기술된 형태의 고주파 및 저주파 서브단들을 채용한 직렬 스태커링 접속의 단들을 갖는 본 발명의 제1실시예에 의한 콤팬더 시스템의 블록도이다.

제7(b)도는 적절한 증폭기의 부궤환 로프에 제7(a)도의 압축기부, 또는 제14도, 제18도에 도시된 압축기를 위치시킴으로써 형성된 신장기, 및 제7(a)도의 압축기부, 또는 제14도, 제18도에 도시된 압축기를 갖는 콤팬더 시스템의 블록도이다.

제8도는 고정대역 및 슬라이딩 대역 소자들을 채용한 2소자 동작 치환 서브단의 블록도이다.

제9(a)도는 고정대역소자의 임계치 이하이나 슬라이딩 대역 소자의 임계치 이상의 신호에 대해 제8도의 장치로 도시한 형태의 동작-치환 서브단의 응답을 보여주는 이상적인 압축기 특성 응답 곡선이다.

제9(b)도는 제8도의 장치로 도시한 형태의 양 소자들의 서브단의 임계치보다 다소 이상의 응답을 보여주는 이상적인 압축기 특성 응답 곡선이다.

제9(c)도는 제8도의 장치와 같이 도시된 형태의 양 소자들의 서브단의 임계치보다 더욱 큰 레벨에서의 응답을 보여주는 이상적인 압축기 특성 응답 곡선이다.

제10도는 본 발명에 따른 압축기, 신장기 또는 콤팬더 시스템에 사용되기 위한 고정대역 및 슬라이딩 대역 소자들을 채용한 고주파 동작 치환 서브단의 제1실시예의 일부개략 블록도이다.

제11도는 제10도의 실시예에 따른 고주파 동작-치환 서브단들의 신호 흐름도이다.

제12도는 본 발명에 따른 압축기, 신장기 또는 콤팬더 시스템에 사용되기 위한 저주파 고정대역 서브단의 제1실시예의 일부 개략 블록도이다.

제13도는 제10도 및 제12도의 회로의 실시예에 사용되는 변조제어 신호를 유도하기 위한 회로의 제1실시예에 대한 일부 개략 블록도이다.

제14도는 제15도 및 제16도에 관련되어 도시된 형태의 고주파 및 저주파 서브단들을 채용한 직렬 스태거링 접속단들을 갖는 본 발명의 다른 실시예에 의한 압축기의 블록도이다.

제15도는 본 발명에 따른 압축기, 신장기 또는 콤팬더 시스템에 사용되기 위해 고정대역 및 슬라이딩 대역 소자들을 채용한 고주파 동작 치환 서브단의 다른 제1실시예의 일부 개략 블록도이다.

제16도는 본 발명에 따른 압축기, 신장기, 또는 콤팬더 시스템에 사용되기 위해 저주파 고정 대역 서브단의 다른 제1실시예의 일부 개략 블록도이다.

제17도는 제15도, 제16도, 제19도 및 제20도에 도시된 회로의 실시예들에 사용된 변조제어 신호들을 유도하기 위한 회로의 다른 실시예의 일부 개략 블록도이다.

제18도는 제19도 및 제20도에 관련하여 기술된 형태의 고주파 및 저주파 서브단들을 채용한 직렬 스태거링 접속단들을 갖는 본 발명의 다른 바람직한 교호적 실시예에 따른 압축기의 블록도이다.

제19도는 본 발명에 따른 압축기, 신장기 또는 콤팬더 시스템에 사용되기 위해 고정대역 및 슬라이딩 대역 소자들을 채용한 고주파 동작-치환 서브단의 다른 바람직한 교호적 실시예의 일부 개략적 블록도이다.

제20도는 본 발명에 따른 압축기, 신장기 또는 콤팬더 시스템에 사용되기 위한 저주파 고정대역 서브단의 다른 바람직한 교호적 실시예의 일부 개략적 블록도이다.

제21도는 발명의 바람직한 제3실시예에 따른 압축기에 대한 다른 입력 레벨의 주파수에 대한 출력 레벨을 나타낸다.

제22(b)도는 본 발명의 바람직한 제3실시예에 따른 압축기의 고주파 동작치환 서브단의 주파수 범위 내 각종 주파수에서의 출력레벨에 대한 압축 비를 보여준다.

제23(a)도는 본 발명의 바람직한 제3실시예에 따른 압축기의 저주파 스버단의 주파수 범위 내 어떤 주파수에서의 출력레벨에 대한 압축비를 보여준다.

[발명의 상세한 설명]

제7도에는 본 발명에 다른 압축기와 신장기를 갖는 콤팬더 시스템의 제1실시예가 도시되어 있으며, 2개의 직렬 접속된 압축기에 있어서의 Ⅰ형 이중경로단과, 신장기에 있어서의 2개의 상보적 단들로 구성되어 있다. 직렬 바이리니어단의 임계레벨은, US-PS 4,490,691호의 다이나믹 작용레벨 스태커링 개념을 도입하여 스태거링 상태로 된다. 또한, Ⅱ형 구성이 채용될 수도 있다. 제7(a)도의 실시예는 US-PS 4,490,691호의 스펙트럼 스큐잉 및 포화방지개념도 채용하고 있다. 본 발명은 이중경로 또는 단일 경로 장치를 사용하여 수행될 수 있으나, 상기한 바와 같이 소정의 장점을 갖는 이중경로구성이 바람직하다. 본 발명에 따른 압축기의 다른 제1실시예가 제14도에 도시되어 있다. 본 발명에 따른 압축기의 또 다른 바람직한 제1실시예는 제18도에 도시되어 있다.

디코더는 인코더에 상보적으로, 제7(a)도에 디코더에 대해 도시된 장치에 의해 수행될 수 있다. 또는 제7(b)도에 디코더에 대해 도시된 바와 같이, 적절한 증폭기에서의 피드백루프에 인코더를 위치시키는 공지의 기술이 신용될 수도 있다. 제7(b)도에 도시된 압축기는 제7(a)도의 압축기부 또는 제14도나 제18도에 도시된 압축기 또는 다른 구성의 압축기 중 하나로 될 수 있다.

제7(a)도에 도시된 시스템의 압축기부는 2개의 단을 갖는다. 즉, 높은 임계레벨을 갖는 하이레벨단(10) 및 낮은 임계레벨을 갖는 로우레벨단(12)이다. US-PS 4,490,691에 기술된 바와 같이, 이것은 스태커단의 바람직한 배치이며, 물론, 역배치도 가능하다. 임계치는 압축기 또는 신장기에 있어서 다이나믹 동작의 개시점 이상의 신폭 진폭레벨이다. 제7(a)도에 도시된 시스템의 신장부 역시, 로우레벨단(14')과 하이레벨단(16')의 압축기에 상보적으로 배치된 2개의 단을 갖는다.

각 하이레벨단은 고주파 동작 치환 서브단(24),(24')과 저주파 고정대역 서브단(28)(28')을 갖는다. 로우레벨단 역시 고주파 동작 치환 서브단(26)(26')만을 가지며, 저주파 서브단은 없다. 각각의 고주파 서브단(24)(24') 및 (26)(26')은 제8도와 제9(a)-(c)도에 대해 개략적으로 기술되고, 제10도에 대해 상세히 기술된 형태의 것이다. 각각의 저주파 서브단(28)(28')은 제12도에 대해 기술된 형태의 것이다. 실제회로에서, 하이레벨과 로우레벨단들에서의 그들 각각의 위치로 인해 고주파 서브단(24)(24')과 (26)(26')간에는 다소의 차이가 있다. 이들 차는 제10도의 실시예의 설명으로 규명된다.

만일, 각 고주파 동작-치환 압축기 서브단(24,26)과 각 고주파 동작-치환 신장기 서브단(24',26')이 예컨대, 12dB의 압축 또는 신장도를 갖고, 저주파 고정대역 압축기 서브단(28)과 저주파 고정대역 신장기 서브단(28')이 예컨대 10dB의 압축 또는 신장도를 가질 경우, 전체 콤팬더 시스템은(고주파 서브단(24)(24')과 (26)(26')가 400Hz 차단 주파수를 가질 경우, 400Hz 이상의) 고주파 대역에서 24dB의 감소를 제공하며, (저주파 서브단(28)(28')이 200Hz의 차단주파수를 가질 경우, 200Hz 이하의)저주파 대역에서 10dB의 잡음감소를 제공한다. 이는, 예컨대, 일반용 및 세미 프로용으로 사용되는 형태의 양질의 오디오 잡음감소 시스템에 유용하다.

시스템의 압축기 입력은 블록18도 도시한 저주파 및 고주파 스펙트럼 스큐잉 회로에 인가된다. 실제 실시예에 있어서, 이 회로는 6dB의 깊이를 갖는 50Hz 저역 단극 셸빙부 및 17dB의 깊이를 갖는 10KHz 고역 2극 셸빙부이다. 스펙트럼 스큐잉 회로는 다음 형태의 라플라스 영역에 있는 전압 전달 함수를 갖는다.

여기에서, f₀=25Hz, f₁=50Hz, f₂=12,400Hz, f₃=40,800Hz, f₄=7,980Hz이며, Q=0.63이다. 이 회로는 공지의 연산증폭기 능동필터기술을 사용하여 수행될 수 있다. 상보적 디스큐잉 회로는 신장기의 출력에 블록20으로 위치되어 있다.

압축기부에서 저레벨단(12)의 주경로는 고주파 포화방지 회로(22)를 포함한다. 이 포화방지 회로는 다음 형태의 라플라스 정의 역의 전압 전달함수를 갖는다.

여기에서 f₀=3,400Hz이고, f₇=2,400KHz이다. 상보적 포화방지 회로(23)는 신장기부에서 저레벨단(14)의 주경로에 위치된다.

제7(a)도의 Ⅰ형단 역시 고레벨단(10)(16)에서의 고주파 및 저주파 서브단의 출력을 결합하는 가산수단(30)과 (30')를 포함한다. 이 단들은 부경로의 출력을 주경로에 결합하는 각각의 가산수단(32)과 (32') 및 (34)와 (34')를 포함하며, 이에 의해 주경로 신호와 부경로 출력 신호들을 결합한다. 실제회로에 있어서, 가산수단(30)과 (30')는 생략될 수도 있으며, 고주파와 저주파 서브단들은 가산수단(32)과 (32')에서 합산될 수 있다.

동작시, 동작치환 서브단들의 고정대역 및 슬라이딩 대역 회로들은 이들 두 회로의 최대 특징을 구현하도록 동작한다. 이 동작은 동작-치환으로 불리울 수 있다. 어느 특정 동작 치환 서브단에 있어서, 고정대역 다이나믹 동작은 이것이 최고의 성능을 제공할 때마다 사용되며, 슬라이딩 대역 동작은 이것이 어떤 잇점을 가질 때마다 치환된다.

이에 따라, 이들 양 방법의 최대 특징들이 각각의 부수적 단점 없이 얻어진다.

치환은 연속적으로 한 주파수씩 실행된다. 예컨대, 소정의 고주파 서브단(24) 또는 (26)으로부터의 출력은 고정대역 주파수들에서 주신호 성분까지, 또한 슬라이딩 대역으로부터 제9(a)도 내지 제9(c)도에 도시된 주파수 이상으로 된다. 저주파 서브단(28)으로부터의 출력은 고정 대역 응답으로 된다(예컨대, 그 대역에 걸친 균일한 응답은 그의 200Hz 저역통과 제한 필터에 의해 행해진다).

고주파 동작치환 서브단(24) 및 (26)은 각각, 고정대역 및 슬라이딩 대역 다이나믹 동작 소자들로 구성된 2소자 동작치환 스택이다. 동작 치환 소자의 스택(stack)구성은 US-PS 4,736,433호 및 상기에서 인용된 잡지인 스펙트럼 레코딩 프로세스(제3도, 102페이지) 논문에 언급되어 있다. 또한, 기능상 등가의 서브스트랙티브(substractive) 기술이 사용될 수도 있다.(US-PS 4,736,433 및 상기 논문, 제2도 102페이지)

설명의 편의를 위해, 400Hz의 코너 주파수를 갖는 고정단극 고역필터가 예컨대, 이들 양 소자의 입력에 직렬로 위치되는 것으로 가정한다. 제8도는 필터(40), 슬라이딩 대역 소자(42) 및 고정대역 소자(44)를 갖춘 스택장치를 보여준다.

고정 및 슬라이딩 대역회로는 병렬로 제공되고, 그 출력신호는 슬라이딩 대역회로(42)에서 취해진다. 제10도의 실시예에 관해 도시된 바와 같이, 슬라이딩 대역 가변 필터는 고정대역의 출력 기준으로 되는 바, 즉, 고정대역의 출력은 슬라이딩 대역 가변 저항 소자의 하단으로 직접 공급된다. 이 접속은 상기한 동작치환 동작으로 귀착한다. 고정 및 슬라이딩 대역은 전체 출력이 모든 주파수들에 있어서 더욱 크도록 한다. 고정대역 출력이 무시될 수 있는 신호상태가 있을 때, 슬라이딩 대역은 전체 출력이 모든 주파수들에 있어서 더욱 크도록 한다. 고정대역 출력이 무시될 수 있는 신호상태가 있을 때, 슬라이딩 대역으로 이어진다. 반대로, 슬라이딩 대역의 기여가 적거나 없을 경우, 고정대역으로부터의 출력은 계속하여 슬라이딩 대역 가변 저항 소자를 통해 출력으로 제공된다. 이와 같이, 한 회로의 동작은 신호상태가 요구하는 대로 다른 회로의 동작으로 치환된다. 제14도 내지 제17도 및 제18도 내지 제20도의 실시예들에 채용된 장치는 US-PS 4,736,433호의 제1도와 같이 슬라이딩 대역 소자 제어 신호의 다른 유도를 채용한, 제8도의 스택장치의 변형예이다.

상기 실시예의 목적을 달성하기 위해, 고정대역 소자의 유효 통과대역 임계차가 -62dB이고, 슬라이딩 밴드 대역의 그것이 12KHz에서 -66dB이며, 각 소자는 최대 12dB의 부스트를 제공할 수 있다고 가정한다. 만일, 예컨대, 12KHz 신호가 -66dB의 레벨로 인가된 경우, 슬라이딩 대역 특성의 코너 주파수는 대략 600KHz로 이동될 것이나, 고정대역이 여전히 비활성 상태로 엔벨로프(envelope)를 고수하고 있기 때문에 전체 특성의 엔벨로프로 되지는 않는다. 새로운 슬라이딩 대역 특성은 감춰져 있다. 제9(a)도는 이 상황을 보여준다. 그 전체 응답은 정적 고정대역 응답과 동일하며, 슬라이딩 대역 응답은 그의 정적 응답으로부터 주파수에 있어서 상향 이동된다. 전체응답 엔벨로프는 신호가 고정대역 소자의 -62dB 임계치에 달할 때까지 고정대역 정적 응답과 동일한 상태로 된다. 신호가 고정대역 임계치 이상 수 dB 정도 상승함에 따라, 고정대역은 슬라이딩 대역 특성의 상부를 드러내면서 감쇠하기 시작하는데, 상기 특성은 신호 레벨이 상승함에 따라 상방으로의 슬라이딩을 계속한다. 이 상황에 대한 전체 응답 및 고정대역 응답은 제9(b)도에 도시되어 있다. 신호레벨이 고정대역 임계치 이상 수 dB 이상 증가함에 따라, 제9(c)도에 도시된 바와 같이 고정대역은 계속 감쇠하고 슬라이딩 대역은 계속 상방으로 이동한다. 제9(a)도 내지 제9(c)도에 나타난 곡선들은 컴퓨터 모델에 의해 발생된 예들이다.

제10도에는 고주파 서브단(24)(24') 및 (26)(26')(제7(a)도)의 제1실시예가 도시되어 있으며, 이는 회로의 정상 상태 및 과도제어 상태를 나타내고 있다. 후술되는 차이점에 부가하여, 고레벨 및 저레벨단들은 AC 및 DC 회로의 이득이 저레벨단에 대해 증대되는 점에서 상이하다. 다른 블록도와 함께, 이 도면은 기본 파라미터 결정 요소만을 나타내는데, 물론, 실제회로들은 버퍼, 증폭 및 감쇠와 같은 다른 요소들을 포함한다.

각 서브단은 그 자체의 제어회로와 함께, 하부의 고정대역 회로 및 상부의 슬라이딩 대역회로를 포함한다. 고정 및 슬라이딩 대역 회로들은 병렬로 제공되며, 그 출력신호는 슬라이딩 대역회로에서 취해진다. 슬라이딩 대역가변 필터는 고정대역의 출력에 관계되는데, 즉, 고정대역 출력은 슬라이딩 대역 가변 저항 소자(154)의 하단으로 직접 공급된다. 이 관계는 상기 동작치환 동작으로 된다.

유입신호는 단극 고역 필터(102)를 통해 공급된다. 실제로, 여러 도면에 걸친 필터들은 버퍼로서 동작하는 연산 증폭기의 입력에 수동 RC 필터로 구성된다. 저레벨단(12) 및 고레벨단(10)에 있어서, 필터(102)는 400Hz 정도의 차단 주파수를 갖는다.

필터링된 입력신호는 고정대역 회로(104) 및 슬라이딩 대역회로(106)에 가해진다. 그 출력신호는 슬라이딩 대역회로에서 취해져서 버퍼(158)를 통해 공급된다. 이에 따라, 회로의 전체 정적(임계치 이하) 주파수 응답은 단극 400Hz 고역통과 회로의 주파수 응답으로 된다.

3.2KHz 정도의 코너 주파수와 12dB의 셸프 깊이를 갖는 셸빙 응답성의 저역필터(107)는 고정대역 소자(104)에 대한 입력신호 경로에 위치된다. 이러한 필터 응답은 다음 형태의 라플라스 정의 역의 전압 전달함수로서 표현된다.

여기에서, f₀=12,800Hz이고, f₁=3,200Hz이다.

필터의 파라미터들은 2개의 성능 파라미터를 교환함으로써 선택된다. 코너 주파수가 낮을수록 고정대역은 고주파 신호의 존재시 고정대역의 부스팅이 증대되나 완전히 부스트되었을 때는 잡음 감소 효과가 떨어진다. 셸프가 깊을수록, 셸프 주파수 이상의 신호주파수의 존재시 고정대역의 부스팅이 증대될 수 있으나, 신호 주파수 직하의 잡음 감소 효과의 손실이 증가한다. 카세트 레코더의 잡음 스펙트럼도 이 셸프의 설계에 영향을 받는다.

고정 대역 소자는 입력 저항(108), 션트 가변 저항소자(110), 및 가변 저항 소자의 제어 입력에 가해지는 DC제어 신호를 발생하는 제어회로(112)를 포함한다. 가변 트랜스콘덕턴스 증폭기가 가변 저항소자(110)로 사용될 수 있으며, 본 명세서의 여러 도면들의 실시예들에서도 사용될 수 있다.

가변 저항 소자는 제어 입력 신호특성에 대한 선형 저항을 갖는 것이 바람직하다. 실제의 제1실시예에 있어서, 가변저항 소자(110)는 전류입력에 응답하고 인가된 DC 제어신호는 전류이다. 가변저항 소자의 저항은 DC 제어신호 레벨이 증가함에 따라 떨어져서, 고정대역 필터의 증폭레벨이 떨어지도록 한다.

이 관계는 다음 식으로 표시될 수 있다.

저역필터(107)는 그의 차단주파수 이상의 신호에 대한 고정대역 회로의 감도를 저하시킨다. 이에 따라, 주 톤(tone)의 주파수가 필터의 차단 주파수 이상 증가함에 따라 고정대역 회로의 임계치가 증가하고 그의 감도는 떨어진다. 따라서, 고정대역은 필터(107)의 차단 주파수 이상의 신호의 존재시보다 큰 압축(또는, 보다 큰 잡음감소)을 제공한다. 이것은 잡음 변조의 감소를 제공한다.

실제로 고정밴드 장치의 수행시, 그의 게이트에 인가된 전압을 제어함으로써 가변 손실소자(가변 저항기)로서 FET의 소스-드레인 경로를 채용한다. 이와 비슷하게, 슬라이딩 대역 시스템은 그의 게이트에 인가되는 전압을 제어함으로써 가변 필터의 가변 소자(가변 저항기)로서 FET의 소스-드레인 경로를 채용한다. FET들은 A형, B형, C형 및 SR 시스템의 상업적 시스템에 이 상태로 사용되고 있다. 또한, US-PS Re 28,462, US-PS 4,490,691, 및 US-PS 4,922,535호에도 기술되어 있다.

비록 FET의 비선형 응답이 바람직한 동적 회로 동작의 고유부를 형성하고 있으나, 개별적 FET의 응답 특성은 다소 가변적이며 FET의 비선형 응답이 회로의 바람직한 동적 특성을 달성하기 위해 필요한 최적 응답은 아니다. 또한, J-FET들은 집적 회로에서 용이하게 수행되지 않는다. 가변소자로 FET를 사용한 종래기술이 채용될 수는 있으나, 비선형 소자와 선형 가변저항 소자의 조합은 회로의 집적을 용이하게 하면서, 회로 설계자가 동적 회로 특성을 최적화하고 FET 특성상의 변이 문제를 피할 수 있도록 한다. 비선형 소자의 특성은 회로의 압축비를 결정한다.

동작치환 서브단의 고정대역 회로를 위해 지수 함수가 사용된다. 압축의 개시는 광범위하지만 압축 특성은 입력 레벨이 증가함에 따라 한계 특성에 접근한다. 이에 따라, 종결점(다이나믹 동작이 끝나고 특성이 고신호 레벨에서 선형으로 되는 주경로 및 부경로의 이중선형 특성영역)은 압축기 임계점으로부터(입력레벨에서 너무 멀리) 제거되지는 않는다. 또는, 일련의 고정 출력 법칙 함수가 온도 의존 효과(예컨대 2용어, V²및 V⁸)를 피하기 위해 사용될 수 있다. 이러한 함수들은 입력레벨이 증가함에 따라 압축비가 계속 증가하도록 한다.

고정출력 법칙함수는 동작 치환 서브단의 슬라이딩 대역 회로를 위해 사용되며, 따라서, 압축비는 입력신호 레벨에 따라 증가하지 않는다. 감쇠만에 의해 제공보다는 주경로에 대한 부경로의 제공을 감소시키면서, 가변 필터 특성으로 인해 부경로에서의 위상이동이 입력신호레벨에 따라 증가하기 때문에, 압축비의 증가는 불필요하다. 더욱이, 슬라이딩 대역 압축기를 위해, 고정출력법칙 함수는 그의 압축특성이 주파수에 따라 변하지 않는 압축기를 제공하며, 지수함수도 그렇게 될 수 있다. 또한, 고정출력법칙은 압축곡선의 형상에 걸쳐 제어가 되도록 한다.

따라서, 각각의 지수 및 고정출력법칙 함수들은 압축곡선의 형상에 걸쳐 회로설계자가 제어할 수 있게 한다. 압축곡선의 개시점 및 종결점이 평탄하고 광범위하게 한정될 때 미스트래킹이 최소화된다. 전체회로의 다이나믹 동작을 억제하여 그의 동작분위기의 최대레벨 이하 및 노이즈 플로어 이상에서 발생하도록 하는 것이 이의 대항요건이다.

스태거링 접속의 이중선형단을 위해, 이 비선형 소자의 선택은 양호한 전체특성을 갖게 인코더를 설계할 수 있도록 필요한 여유를 준다.

제11도는 고주파 서브단의 신호 흐름도를 보여주며, 여기에서, f₀은 고주파 대역 제한 필터의 주파수로서, 200Hz, f₁은 슬라이딩 대역 슬라이딩 필터의 정적 주파수로서, 200Hz, f₂는 고정대역 셸프 필터의 제로주파수로서, 12,800Hz, f₃은 고정대역 셸프 필터의 제로주파수로서, 3,200Hz, ω_n은 2πf_n, A_sc는 부경로의 신호이득, V_os는 고정대역 가변소자 및 제어회로 옵셋전압, V_T는 (q/kT)=300K에서 25mV, G₁은 고정대역 제어회로의 이득, G₂는 슬라이딩 대역 제어회로의 이득, N은 슬라이딩 대역 가변소자 및 제어회로의 고정출력, G_SB는 슬라이딩 대역의 제어회로 출력이며, G_FB는 고정대역의 제어회로 출력이다.

V_os, G₁, G₂및 N의 값들은 고레벨 및 저레벨단에서 상이하다. 제10도 및 제11도는 각각의 고정대역 회로가 다음 형태의 라플라스 정의 역의 전압전달 함수를 갖는 것을 보여준다.

또한, 각각의 슬라이딩 대역회로는 다음과 같은 라플라스 정의 역의 전압전달 함수를 갖는다.

여기에서, 파라미터들은 상기와 같다.

다시 제10도를 설명하면, 고정대역 가변저항소자(110)로부터의 고정대역출력이 2제어회로, 즉, 주(통과대역 및 저지대역)제어 신호회로(118) 및 통과대역 제어회로(120)에 가중필터(116)를 통해 공급된다. 이 배치는 US-PS 4,498,055호의 제21도 및 US-PS 4,922,535호의 제8도와 유사하다. 주제어회로에 있어서, 신호는 블록 128에서 정류되고 변조제어신호 MC3에 의해 결합수단(129)에서 반전된다. 변조제어 신호의 유도는 제13도를 참조하여 이하에 설명된다. DC 신호는 대략 8밀리초(MS)의 시정수로 평활회로(130)에 의해 평활된다(이 회로 및 모든 회로에서 전체적인 정상상태 제어신호 특성은 평균응답으로 실제 콤팬딩 시스템에 있어서 중요한 특징이다). 다음, 제어신호는 최대 선택기 회로(122)의 한 입력에 공급되며, 상기 회로는 입력에 인가된 2개의 대신호를 그의 출력으로 통과시킨다.

고정대역의 출력도 통과대역 제어회로(120)에 공급되며, 상기 제어회로는 800Hz 단극 고역 통과필터(132), 전파정류기(134) 및 평활회로(8ms 정도)(136)로 이루어진다. 통과대역 제어신호는 블록 124에서 대략 160ms의 시정수로 더욱 평활되고 비선형 함수 회로인 가변 저항기 구동회로(126)를 통해 고정대역 가변저항기(110)를 제어하기 위해 사용된다. 제2적분기(124)는 리플이 없는 DC제어신호를 제공함은 물론 제어회로의 어택 및 릴리스 시정수를 조정하기 위해 제1적분기(회로 118 또는 회로 120)와 협동한다. 적분기(124)의 저항소자에 걸친 다이오드(도시되지 않음)는 일정조건 하에 시정수를 단축시킨다. 적분기(124)의 입력 및 출력전압이 상당히 다르게 될 경우, 제2적분기의 방전시간은 제1적분기의 방전시간이 되도록 감소된다. 이러한 다이오드는 동일 목적을 위해 블록 168을 가로질러 접속된다.

비선형 함수소자(126)는 다음 함수에 따라 제2적분기(124)로부터 인가된 입력전압에 응답하여 지수함수를 갖는 전류출력을 발생한다.

지수전류 함수는 전압으로 트랜지스터의 베이스를 구동함으로써 용이하게 얻어지며, 콜렉터로부터 전류를 얻는다. 공지의 기술을 사용하여 실제회로에서는 전압옵셋이 트랜지스터의 베이스에 인가된다.

상기 이중제어 장치는 단순신호(단일 주신호) 및 복합신호(하나의 주신호 이상) 상태 하에 최적의 성능을 얻기 위해 채용된다. 변조제어신호 MC3은 주파수 가중으로 최적화되어 단순한 신호상태로 되며 이 상태에서 변조제어 동작이 가장 유용하다. 그러나, 복잡한 신호 상태 하에서, 발생된 변조제어 신호는 부적절하게 되고, 그로 인한 변조제어 동작이 필요이상 커지며, 즉, 주제어회로로부터의 DC 제어신호 출력이 필요한 것보다 작게된다. 이 상태 하에, 통과대역 회로로부터의 제어신호는 고정대역 압축기 회로의 전체동작을 제어하기 위해 최대선택기 회로를 통해 단계적으로 공급된다.

고정대역 소자의 출력은 슬라이딩 필터에 대한 기준을 제공하기 위해 단일의 전체 이득으로 버퍼(114)를 통해 공급되는데, 이는 공정대역 회로 신호출력뿐이다.

슬라이딩 대역소자(106)는 가변저항 소자(154)에 의해 분로되는 병렬 입력저항(150) 및 캐패시터(152)와, 가변 저항 소자의 제어 입력에 인가되는 DC 제어신호를 발생하는 제어회로(156)를 포함한다. 저항기(150)의 존재는 셸빙 응답을 갖는 가변고역 통과 필터특성(가변 고역 통과 셸프필터)을 갖게 한다. 캐패시터(152) 및 저항기(150)의 시정수는 가변고역통과 필터의 하부 고정 코너 주파수를 한정한다. 회로의 실제 실시예에 있어서, 이 코너 주파수는 200Hz 정도이다. 캐패시터(152)의 시정수와 가변저항소자(154)의 저항은 가변 고역통과 필터의 상부 가변코너 주파수를 한정한다. 가변저항 소자(154)의 높은 저항치에서 2코너 주파수는 중첩하고 가변고역통과 셸프필터 모든 통과 특성을 보인다.

가변저항소자(154)는 저항 특성에 대한 선형 제어신호 입력을 갖는 것이 바람직하다. 실제의 제1실시예에서, 가변저항소자(154)는 전류입력에 응답하고 인가된 DC 제어신호는 전류이다. 가변 저항 소자의 저항은 DC 제어신호 레벨이 증감함에 따라 떨어져서, 슬라이딩 대역 필터의 코너주파수가 상승하도록 한다. 이 저항 관계는 다음과 같이 표시될 수 있다.

슬라이딩 대역의 제어신호는 회로출력으로부터 제어회로(156)에 의해 유도된다. 그 신호는 10KHz(저레벨단에서는 8KHz)의 단극 고역통과 가중회로(160)를 통해 공급되고 정류된다. 정류된 신호는 변조제어신호 MC1에 의해 결합수단(163)에서 반전되는데 즉, MC1 역시 단극 고역통과 특성을 갖기 때문에, 정류된 제어 신호와 MC1간의 비는 신호감쇠를 모니터한다(이 비는 슬라이딩 대역 동작에 대한 엔드-스톱 효과를 발생한다). 그 결과, 8ms 정도(저레벨단에서는 4ms)의 시정수만큼 블록 166에서 우선적으로 평활된 다음, 80ms의 시정수만큼 블록 168에서 마지막으로 평활된다. 평활된 제어신호는 다음, 비선형 함수 회로인 가변저항기 구동회로(170)를 통해 슬라이딩 대역 가변저항소자(154)를 제어하기 위해 사용된다. 서브단의 고정대역 회로와 같이, 제2적분기는 리플이 없는 DC 제어신호를 제공함과 아울러 제어회로의 개시 및 정지 시정수를 조정하기 위해 제1적분기와 협동한다. 고역통과 제어 가중회로는 발생된 변조제어전압(MC1)에 대한 복합신호 효과를 상쇄하는 경향이 있기 때문에 슬라이딩 대역 회로에는 단일 제어 회로로 충분하다.

비선형 함수소자(170)는 다음 함수에 따라 제2적분기로부터 인가된 입력전압에 응답하여 고정출력법칙 함수를 갖는 전류출력을 발생한다.

여기에서, N은 1보다 큰 정수이다. 이 함수는 그들간에 한정된 이득량을 갖는 캐스케이드 접속이 log/antilog 회로에 의해 종래방식으로 얻어질 수 있다.

상기한 바와 같이, 가변 소자로서 FET를 사용한 종래의 기술이 채용되고 있으나, 비선형소자 및 선형 가변 저항소자의 결합이 바람직하다.

고주파 동작치환 서브단으로부터의 전체 출력은 슬라이딩 대역 소자(106)의 버퍼(158)로부터 취해진다.

고주파 서브단에 대한 오우버슛 억제장치는 제10(a)도에 도시되어 있다. 고주파 서브단에 있어서의 일반적인 특징은 제어회로 정류기 128 및 162로부터 평활되지 않은 정류신호가 적절한 변조제어 신호에 의해 반전되어 다이오드 수단(135 및 137)을 통해 특히 캐패시터로 되는 최종 평활회로(124 및 168)에 공급된다.

프로용 SR 시스템과 A형, B형 및 C형 시스템과 공통으로, 본 장치에서의 오우버슛 억제 임계치는 정상 상태의 임계치보다 상당히 높다. 오우버슛 억제 효과는 관련 정상상태 임계치 이상 10dB 정도로 설정되고, 오우버슛 억제기들은 점차적으로 수행되는 것이 바람직하다. 그 결과, 오우버슛 억제기들이 자주 동작하지 않는 대부분의 음악신호에 대한 것으로 된다. 억제기들이 동작할 때, 그 효과가 제어되어 변조왜곡이 최소화된다. 오우버슛 억제기의 동작이 트리거된 과도 상태에 따른, 비록 가변적이나, 비교적 정상상태의 신호조건 하에, 오우버슛 억제효과는 신호레벨의 증가에 따라 점차적으로 없어지거나 감소된다. 이 동작은 이 시스템으로부터 전체 변조왜곡을 감소시킨다.

그 회로구성은 회로 설계자가 오우버슛 효과의 단계적 수행 및 상대 임계치를 조정할 수 있도록 한다. 이 임계치들은 오우버슛 억제회로 및 정상상태에서의 증폭기의 상대이득을 조정함으로써 설정된다. 후에 상세히 기술되는 바와 같이, 오우버슛 억제효과의 단계적 수행은 제어신호가 가변 저항기로서 유도되는 캐패시터에 오우버슛 억제회로를 결합하는 다이오드를 동작시킴으로써 달성된다. 이 기능을 성취하기 위해서는 다른 보다 복잡한 회로가 채용될 수도 있다. 오우버슛 억제효과의 단계적 제거 또는 감소는 고레벨에서 오우버슛 억제신호들을 반전시키는 변조제어신호에 의해, 또한 매우 높은 레벨에서 오우버슛 억제 회로들의 이득을 감소시키는 회로들을 제한함으로써 달성된다.

제10도를 재차 참조하면, 고주파 고정대역 회로에 있어서 오우버슛 억제신호가 주제어회로(118)의 전파정류기(128)로부터 유도된다. 정상상태 제어신호와 같이, 정류된 신호는 결합수단(131)에서 MC3에 의해 반전되어 오우버슛 억제 임계치 정상상태 모우드에 대해 적절한 상태로 된다. 적절한 AC 및 DC 조건들은 증폭단(133)에서 설정된다. 오우버슛 억제 부회로의 이득은 정상상태 제어회로의 이득보다 저다. 이로 인한 오우버슛 억제신호는 최종평활회로(124), 특히 그의 캐패시터에 다이오드 수단(135)에 의해 결합된다.

슬라이딩 대역 회로에는 제1 및 제2의 오우버슛 억제 신호가 사용된다. 제1오우버슛 억제신호는 전파제어회로 정류기(162)로부터 유도되는 MC1(MC1은 정상상태 특성을 제어한다)의 평활단 상태인, MC2에 의해 결합수단에서 반전되며, 적절한 AC 및 DC 조건들이 증폭단(165)에서 설정되어 다이오드 수단(167)을 통해, 최종평활회로(168) 특히 그의 캐패시터에 결합된다. 고정대역에 있어서와 같이, 오우버슛 억제 부회로의 이득은 1보다 적다. 고정대역 회로와는 달리, MS1과 제어회로의 신호간에(슬라이딩 대역으로 인해) 일정하고 바람직한 위상 관계는 없기 때문에, MC2를 발생하기 위한 MC1의 평활은 불필요하다. 즉, 평활은 신뢰할 수 있고 효과적인 버킹 동작이 발생하도록 한다.

제1오우버슛 억제회로의 효과는 가장 중요한 과도신호상태, 즉, 임계치 이하 신호레벨로부터 시작하는 단일 임펄스 또는 토운 버스트에 대해 최대로 되는 것이 바람직하다. 이 때문에, 제1오우버슛 신호가 유도되고, 오우버슛 억제신호 진폭이 제어신호 진폭보다 빠른 주파수 증가에 따라 떨어진다. 이는 200 내지 800Hz 영역에 있는 신호들에 대한 불충분한 오우버슛 억제로 된다. 이를 보상하기 위해, 고정대역 오우버슛 억제로 신호의 일부가 슬라이딩 대역제어회로에 공급된다. 이 보충 신호를 슬라이딩 대역 제2오우버슛 신호라 한다.

슬라이딩 대역 및 고정대역 제어회로(각각, 156 및 118)들은 파킹(Parking)부를 추가로 포함한다. 슬라이딩 대역회로(156)에 있어서, 파킹회로(176)는 커플링 다이오드(178)에 의해 제2적분기(124)에 결합된다. 이 파킹회로는 US-PS 4,736,433호에 기술된 파킹회로와 동일하게 동작한다. 고정대역 파킹회로(180)는 그의 임계치 바로 밑으로 제어회로를 유지하기 위하여 평활회로(124)를 충전시키는데, 슬라이딩 대역 파킹회로(176)는 슬라이딩 대역필터 코너 주파수가 특정 주파수 밑으로 떨어지지 않도록 하기 위하여 동일한 방법으로 동작한다. 파킹회로의 효과는 제어회로가 보다 빨리 반응하도록 일정신호 조건 하에 잡음감소성능 및 과도응답을 향상시키기 위한 것이다. 슬라이딩 대역에 있어서, 파킹회로는 회로 입력필터의 코너주파수 약간 위에 슬라이딩 대역의 코너 주파수를 고정시킨다.

제12도는 저주파 고정대역 서브단(28)(제7(a)도)의 정상상태 및 과도제어 상황을 나타낸다. 고주파 서브단과 마찬가지로, 기본적 파라미터 결정 요소들만이 도시되어 있다. 서브단은 제10도에 관해 기술된 고주파 서브단의 고정대역 회로와 유사하다.

제12도를 참조하면, 유입 신호가 200Hz 대역제한 저역통과필터(이 필터의 위치는 동작치환 서브단의 위치에서 변경된다)를 통해 가변저항소자(184) 및 저항기(182)에 의해 제공된 가변 감쇠기 회로에 인가된다. 단극 400Hz 저역통과필터(186)에 의해 제어회로 주파수 가중이 제공된다. 주제어회로(188)는 블록 190에서 필터된 신호를 전파 정류하며, 이로 인한 DC 신호가 결합수단(192)에서 변조제어신호 MC4에 의해 버킹되어 15ms 정도의 시정수로 평활회로에 의해 블록 194에서 평활된 후, 최대 선택기 회로(196)의 한 입력에 공급된다. 최대 선택기 회로는 고주파 서브단과 동일한 목적 및 동작 모우드를 갖는다. 저주파 고정대역 서브단 역시 파킹부를 포함하고 있다. 파킹회로(210)는 커플링 다이오드(212)에 의해 제2적분 캐패시터(206)에 결합된다. 파킹회로(210)는 제10도의 고정파킹회로(180)와 동일한 상태로 동작한다. 이는 제어회로를 그의 임계치 바로 밑으로 유지시키기 위해 평활회로(206)에서 캐패시터를 충전시킨다.

고정대역 서브단의 400Hz 주파수가중출력 역시 통과대역 제어회로(198)에 공급된다. 여기에서, 제어신호는 단극저역필터(200)에 의해 더욱 가중되고, 블록(202)에서 전파 정류되고, 블록 204에서 15ms 정도의 시정수로 평활회로에 의해 평활된 다음, 최대 선택기의 다른 입력에 공급된다. 그 2신호 중 큰 신호가 최종 평활회로(300ms 정도)(206)를 통과하여, 비선형 함수 회로인 가변 저항기 구동회로(208)를 통해 고정대역 가변저항기(184)를 제어하기 위해 사용된다. 회로(208)는 제10도의 회로(126)와 유사한 특성을 제공한다.

고주파 서브단과 대체로 유사하게, 가변소자의 출력으로부터 유도된 비평활 정류신호는 적절한 변조제어신호에 의해 반전되어 최종 평활회로, 특히 이 회로들의 캐패시터에 다이오드 수단을 통해 공급된다.

저주파 고정대역 서브단은 결합수단(216)에서 MC4에 대해 정류기(214)의 출력을 버킹함으로써 간단히 1차 오우버슛 억제신호를 발생한다. 적절한 AC 및 DC 조건들은 증폭기(218)에서 설정되며, 오우버슛 억제신호는 다음, 고정대역 회로의 최종평활회로(206), 특히 그의 캐패시터에 다이오드 수단을 통해 결합된다. 오우버슛 억제 부회로의 이득은 정상상태 제어회로의 이득보다 적다.

US-PS 3,846,719; US-PS Re 28,426; 및 US-PS 4,490,691;과 그에 기초하여 상업화된 실시예들(A형, B형 및 C형 시스템)에 있어서, (부경로로부터의)잡음감소신호들은 고레벨 신호상태 하에 고도로 제한 또는 감쇠된다. 저레벨 임계치에서 시작되는 이 고도의 제한 또는 감쇠는 이들 시스템의 특징적인 낮은 고주파 왜곡, 낮은 오우버슛, 및 낮은 변조왜곡을 제공한다.

US-PS 4,498,055호에 기술된 바와 같이, 일정조건 하에 이러한 저왜곡 및 강한 제한 특성을 이용할 필요가 있다. 특히, 잡음감소신호가 주경로 신호에 대해 동상 상태로부터 벗어날 때마다, 임계치가 상승될 수 있다. 더욱이, 적절한 제한도가(바람직한 전체 압축법칙을 발생하기 위해) 소정 주파수에서 발생한 후, 신호레벨이 상승함에 따라 계속 제한할 필요가 있다. 오히려, 입력신호의 상승에 따라 잡음감소 신호레벨이 상승하도록 되어 주경로 신호레벨의 어떤 주요 부분에서 안정되도록 한다.

예컨대, 제10도에 관해 기술된 동작치환 서브단들의 고정대역, 제12도의 고정대역 서브단 및 US-PS 4,922,535호에 있어서, US-PS 4,498,055 기술에 대한 적용은 통과대역(동상) 주파수 영역에 있어서 통상적인 성능으로 된다. 그러나, 정지대역에 있어서, 제한 임계치는 상승되도록 되어 제한도가 감소된다.

US-PS 4,922,535호에 기술된 바와 같이, 이와 유사한 고찰이 슬라이딩 대역 회로에 적용된다. B형 슬라이딩 대역회로(US-PS 4,490,691에 상세히 기술)에 있어서, 가변 필터는 고정 필터로 되어, 효율적으로 재생 가능한 장치로서 입증되었다. 그러나, 통과 대역밖의 주파수에서 순수 2극 필터는 큰 위상각의 발생으로 인해 전체 진폭이 축소되게 한다. 따라서, 현재 채용되고 있는 필터의 형태는 의사(quasi) 2극(단극 고정필터 및 가변셸프특성)뿐이다.

동일한 장치가(B형 회로에서와 같이) 가변 필터 정적 턴오우버점 및 고정필터 턴오우버점에서 한 옥타브 차이로, 제7(a)도에 도시된 장치의 실제 실시예에 사용된다. 특정 주파수에서의 임계치 위로 가변필터는 전체(주경로 및 부경로 신호) 압축법칙을 발생시키도록 필요한 턴오우버 주파수로 슬라이드한다. 입력레벨이 상승함에 따라, 1의 전체이득이 일단 얻어지면, 가변필터가 재차 슬라이딩할 필요가 없어진다. 이점에서, US-PS 4,498,055 및 US-PS 4,922,535에 기술된 변조제어장치는 가변 필터의 부차적 슬라이딩을 저지하며, 이는 디코딩시 이루어진 잡음감소 효과의 손상 및 신호의 불필요한 변조를 방지한다.

고정 및 슬라이딩 대역의 상기 효과는 변조제어 회로라고 하는 회로에 의해 발생된다. 주신호 경로로부터의 적절히 필터링 또는 주파수 가중된 신호는 정류되고, 어떠한 경우에는 평활된 다음, 각종 회로의 제어회로에 의해 발생되는 제어신호에 대해 반대로 공급된다. 고레벨에서의 결과는 회로제어 신호와 변조제어 신호들간의 균형 또는 평형 상태를 발생시키는 것이다. 이러한 조건 하에, 입력신호 레벨의 증가에 따라 적절한 가변 필터의 슬라이딩 또는 부차적 이득 감소가 없게 된다.

US-PS 4,498,055에 기술된 바와 같이, 변조제어 기술이 다단 장치에 구현될 때, 변조제어 회로는 각각의 개별적 단 내로 유도될 필요가 없다. 제13도는 제11도 및 제12도의 실시예에 사용된 변조제어(MC) 신호를 유도하기 위한 바람직한 장치를 보여준다.

US-PS 4,922,535에 설명된 바와 같이 프로용 SR 시스템에 있어서, MC1 내지 MC8로 표기된 9개의 변조제어 신호들이 채용된다. 본 시스템에서는 이들 변조제어신호 중 MC1 내지 MC3과 MC6의 4신호들만 채용되며, 이들은 제2단의 가산수단(압축기에서 가산기 34, 및 신장기에서 가산기 32')으로부터 유도된다. 본 시스템은 저주파 슬라이딩 대역단을 사용하지 않기 때문에 MC3과 MC5는 필요하지 않다. 프로용 SR 시스템에 있어서, MC4는 저주파 동작치환 서브단의 슬라이딩 대역부를 제어하고, MC5는 저주파 슬라이딩 대역 오우버슛 억제 회로를 제어하기 위해 사용된다. 그러나, 변조제어신호 넘버링 순서에서의 브레이크가 가능한 한 혼동을 일으키지 않도록 하기 위해 프로용 SR 시스템의 MC6은 본 출원에서 MC4로 칭한다. 따라서, 본 명세서에서의 MC4는 프로용 SR 시스템의 MC4와 같지 않다.

제13도는 변조제어 회로의 다른 구체예들을 도시한다. MC1 내지 3은 고주파 서브단(24 및 26)(제7(a)도)용으로 사용되고, MC4는 저주파 서브단(26)(제7(a)도)용으로 사용된다. MC1은 고주파 슬라이딩 대역회로를 제어한다. 상승점으로부터의 신호는 3KHz 정도의 코너 주파수를 갖는 단극 고역통과필터(252)를 위상 보정하기 위해 100Hz 전대역 통과필터를 통해 공급되며, 블록 254에서 정류된 다음, 고주파 서브단에 의해 발생되는 제어신호와 반대로 공급된다. MC1도 상기 고주파 슬라이딩 대역 오우버슛 억제 회로의 동작을 역전시키기 위해 1ms 정도의 시정수를 갖는 2단 적분기(256)에 의해 평활되어 MC2로서 수행된다. 이에 따라, 오우버슛 억제 임계치는 정상상태 임계치를 따른다.

MC3은 고주파 고정대역 회로를 제어한다. 상승점으로부터의 신호는 캐스케이드 접속되고 200Hz 내지 400Hz 정도의 코너 주파수를 각각 갖는 단극 저역통과 필터(258,260)에 의해 가중되고, 블록 262에서 정류된 다음, 고주파 고정대역 회로의 정상상태 및 과도상태(오우버슛 억압)회로에 반대로 공급된다.

MC4는 저주파 고정대역 서브단을 제어한다. 상승점으로부터의 신호는 200Hz 및 400Hz 정도의 코너주파수를 각각 갖고 캐스케이드 접속된 단극 고역통과필터(264,266)에 의해 가중되고, 블록 268에서 정류된 다음, 저주파 고정대역 서브단의 정상상태 및 과도제어(오우버슛 억제)회로에 반대로 공급된다.

변조제어 구조의 부차적 효과는 하이신호 레벨에서, 부경로로부터의 잡음감소 신호의 진폭이 변조제어를 채용하지 않은 A형, B형 및 C형 시스템의 상황과 비교하여 비교적 높다는 것이다. 이 때문에, 상기 시스템에서의 간단한 오우버슛 억제 다이오드(예컨대, US-PS Re 28,462의 제4도에 도시된 클립핑다이오드 28)를 채용할 수 없게 된다. 따라서, 프로용 SR 시스템 및 상기 US-PS 4,922,535에 있어서와 같이, 오우버슛 억제 부회로는 제어회로의 동작개시 시간에 있어서 신속하지만 제어된 감소를 제공하기 위해 정상상태 제어회로의 일부와 병렬로 사용된다.

제4도에는 2개의 직렬 Ⅰ형 이중경로단을 갖는 본 발명에 따른 압축기의 다른 실시예가 도시되어 있다. 제7(a)도의 실시예와 같이, 직렬 바이리니어 회로의 임계 레벨이 US-PS 4,490,691의 동적 작용레벨 스태거링 기술을 채용하여 스태거링 접속되어 있다. 또는, Ⅱ형 구성이 채용될 수 있다. 제14도의 실시예 역시 이중경로 또는 단일장치를 사용하여 수행될 수 있으며, 2중경로에 의한 수행이 상기 잇점으로 인해 바람직하다. 디코더는 인코더와 상보적으로 적절한 고이득 증폭기의 피드백 루프에 인코더를 위치시키는 공지의 기술이나 제7(a)도의 장치로 수행될 수 있다.

제7도와 제14도의 요소들은 관련된 참조부호로 표시했으며, 제14도의 참조부호는 제7(a)도에 사용된 부호에 300을 더하여 표시했다. 제14도의 시스템의 압축기부는 보다 높은 임계레벨을 갖는 고레벨단(310)과, 보다 낮은 임계레벨을 갖는 저레벨단(312)의 2단을 갖는다. 저레벨단은 고주파 동작치환 서브단(326)만을 가지며 저주파 서브단은 없다. 각각의 고주파 서브단 324와 326은 제9(a)도 내지 제9(c)도를 참조하여 개략적으로 기술되고 제7도 및 제10도를 참조하여 보다 상세히 설명되는 형태의 것이다. 고주파 서브단(324)은 고주파 슬라이딩 대역요소(346)와 고주파 고정대역요소(348)를 포함하고, 고주파 서브단(326)은 고주파 슬라이딩 대역요소(350)와 고주파 고정대역요소(352)를 포함한다. 저주파서브단(328)은 제16도를 참조하여 기술된 형태로 된다. 실제회로에 있어서, 고레벨과 저레벨단에 있어서의 각각의 위치 결과로서 고주파 서브단 324와 326간에는 다소의 차가 있다. 이들 차이는 제15도의 실시예로 설명되었다.

만일 상보적 신장기(도시되지 않음)에서의 각 고주파 동작치환 신장기 서브단과 각 고주파 동작치환 압축기 서브단(324,326)이 예컨대, 12dB의 압축 또는 신장도를 각각 갖고, 상보적 신장기에서의 저주파 고정대역 신장기 서브단과 저주파 고정대역 압축기 서브단(328)이 예컨대, 10dB의 압축 또는 신장도를 가질 경우, 제14도의 압축기와 그의 상보적 신장기를 채용한 전체 콤팬더 시스템은(고주파 서브단 324와 326이 400Hz의 차단 주파수를 가질 경우, 400Hz 영역 이상의) 고주파 대역에서 24dB의 잡음 감소를 제공하고, (저주파 서브단 328이 200Hz의 차단 주파수를 가질 경우, 200Hz 이하의)저주파 대역에서 10dB의 잡음 감소를 제공한다. 이러한 장치는 일반용 및 세미 프로용으로 사용되는 형태의 고질 오디오 잡음감소 장치에 있어서, 예컨대 제7(a)도에 도시된 실시예와 같이 유용하다.

시스템의 압축기부에 대한 입력은 블록 340으로 도시한 저주파 스펙트럼 스큐잉 회로에 인가된다. 실제 실시예에 있어서, 이 회로는 80Hz에 극을 갖고 32Hz에 제로(8dB 정도의 깊이)를 갖는 저역통과 단극 셸빙부이다. 이 스펙트럼 스큐잉 회로는 다음 형태의 라플라스 정의 역의 전압 전달 함수를 갖는다.

여기에서, f₀=32Hz이고, f₁=80Hz이다. 이 회로는 공지의 연산 증폭기 능동필터 구성을 사용하여 수행될 수도 있다. 상보적 디스큐잉 회로는 신장기(도시되지 않음)에 위치된다.

제14도의 저주파 스펙트럼 스큐잉 회로는 보다 큰 셸프를 가지며, 그의 동작은 제7(a)도의 실시예의 대응 회로보다 높은 주파수에서 시작한다. 이 변화는 전형적인 카세트 테이프가 고입력 신호 레벨에 있어서의 50Hz에서 3dB 정도의 감쇠를 제공함으로써 3180μs(마이크로초)의 저주파 녹음 등화의 결과로서 포화하기 시작하는 주파수 영역에서 보다 바람직한 포화방지 효과를 제공한다.

고주파 스펙트럼 스큐잉은 각각의 고주파 동작 치환 서브단(324 및 326)에 대한 입력에 있는 회로 324 및 회로 344에 의해 제공된다. 실제 실시예에 있어서, 회로(342)는 12.8KHz의 코너 주파수를 갖는 단극 저역통과 필터이고, 회로(344)는 이와 동일한 코너 주파수를 갖는 2극 저역통과 필터이다. 이들 회로는 공지의 연산증폭기 능동 필터 기술을 사용하여 수행될 수도 있다.

압축기로부터 이들 각 양단의 부경로 입력으로 고주파 스펙트럼 스큐잉 필터의 재배치에 의해 종래 스펙트럼 스큐잉의 목적이 어떤 단점의 수반 없이도 얻어질 수 있도록 한다. 우선, 중대한 매체 에러가 발생하기 쉬운 주파수들에서의 신호에 대해 압축기 제어회로의 감도를 저하시키는 원래 목적은 이러한 주파수에서 부경로에 대한 입력을 감쇠시킴으로써 간단히 달성된다. 이는 종래의 스펙트럼 스큐잉과 동일한 종류의 제어신호 주파수 가중을 제공한다. 제7(a)도에 도시한 종래의 스펙트럼 스큐잉 구성은 적절한 증폭기의 부궤환 루프에 압축기를 위치시킴으로써 안정한 신장기가 형성될 수 있도록 하기 위해 고주파에서 셸빙 응답을 갖도록 해야 한다.

이 셸프 특성은 얻어질 수 있는 스펙트럼 스큐잉 효과의 양을 제한한다. 이 제한은 부경로 스펙트럼 스큐잉에는 적용되지 않으며, 제14도의 스펙트럼 스큐잉 회로(342 및 344)는 각각, 간단한 1극 및 2극 저역필터로 된다. 이 필터들은 부경로에서의 그들의 효과가 주파수의 증가에 따라 계속 증가하더라도, 이 필터들이 전체 압축기 이득을 1이하로 감소시킬 수는 없기 때문에 사용될 수 있는 것이다.

부경로 스펙트럼 스큐잉 회로에 비셸빙 필터들을 사용할 수 있다는 것은 주파수의 증가에 따라 스펙트럼 스큐잉 효과의 양을 적극적으로 증대시키는 중요한 성능상의 잇점을 제공한다. 예컨대, 바이어스 효과를 감소시키기 위한 부경로 스펙트럼 스큐잉의 초능력을 고찰하라. 모든 고질의 테이프 레코더들은 레코딩 공정을 선형화하기 위해 일반용 제품에 있어서 60-250KHz간의 정상적인 어떤 대역에서도 대증폭 초음파 바이어스 신호를 사용한다. 바이어스 신호가 잡음감소 처리기의 제어회로로 유입할 경우, 이 신호는 실질적으로 압축기 특성을 변경할 수 있다. 통상적으로, 바이어스 발생기는 테이프 레코더가 재생 중이고 잡음 감소회로가 디코딩 모드에 있을 때는 동작하지 않으며, 결국 바이어스 신호는 신장기 특성을 변화하지 않게 된다. 정상적 신장기 특성은 바이어스 변경 압축기 특성을 따르기가 어려우며, 중대한 인코드-디코드 상의 트래킹 미스가 초래된다. 신장기가 동작중일 때 바이어스 신호가 존재하더라도(예컨대, 3헤드 테이프 레코더에서 레코딩 중 오프 테이프를 모니터할 때), 압축기 및 신장기 내로의 바이어스 누설량(즉, 바이어스 효과)이 압축기 및 신장기와 정확히 동일하게 될 수는 없기 때문에 트래킹 미스가 초래되는 것이다.

바이어스 신호가 압축기와 신장기로 유입하지 않도록 하기 위해, 동조 트랩을 포함한 여러 필터링 방법이 사용된다. 이 필터들은(울림에 의해)음질을 떨어뜨리고 녹음 가능한 대역폭을 제한할 수 있다. 상기 간단한 1극 또는 2극 저역통과 특성을 갖는 부경로 스펙트럼 스큐잉은 이러한 회로들이 바이어스 주파수에 주는 큰 감쇠량으로 인해 바이어스 간섭에 대한 압축기 및 신장기의 저항 특성을 크게 향상시킨다. 저주파 및 고주파에서의 부경로 스펙트럼 스큐잉은 FM 멀티플렉스 파일럿 토운, 및 저주파 플리커 잡음과 같은 다른 형태의 외래 신호에 의해 압축기 및 신장기의 트래킹 미스가 야기되지 않도록 한다. 바이어스 간섭을 방지하는 것보다는 이러한 이유로 입력 대역폭 제한 필터를 사용하는 것이 실제로 바람직하기 때문에 이러한 필터는 계속 사용되어야 하며, 단지 가청대역의 일반적 한계로부터 적당히 떨어진 코너 주파수를 갖는 단순한 단극 대역폭 특성을 갖고 있다.

통상적으로 동작하는 잡음 감소회로에 대한 악세서리로서 작용하는 반면에, 부경로 스펙트럼 스큐잉 회로는 잡음감소 회로와 완전히 일체화되어 있고, 잡음감소 회로가 동작하는 대로 변화한다.

스펙트럼 스큐잉 회로는 그것이 동작하는 주파수 영역에서 부경로 출력신호를 감쇠시키고, 이와 같은 주파수에서 얻어진 압축량을 감소시킨다. 이것은 압축비를 감소시키는 것이며, 따라서, 트래킹 오차가 발생된다. 특히, 주경로의 감쇠가 없기 때문에, 부경로 스펙트럼 스큐잉은 종래의 스펙트럼 스큐잉과 같이 압축 완료점의 레벨이 상승하지 않는다. 실제로, 압축완료점의 레벨은 주파수의 증가에 따라 적극적으로 감소하며, 테이프가 포화하는 레벨에 있어서, 일반용 테이프 기기의 바람직한 특징 역시 주파수의 증가에 따라 적극적으로 감소하는 것이다.

부경로에 스펙트럼 스큐잉부를 위치시킬 때의 또 다른 잇점은 이러한 구성이 압축기는 물론 신장기에 있어서 유익한 효과를 갖는다는 것이다. 제7(a)도에 도시한 신장기에 있어서, 스펙트럼 디스큐잉 회로는 신장기의 출력에 있기 때문에, 외래 신호들이 신장기 제어신호에 제공되지 않을 수 있으며, 이에 따라 신장기 특성을 변경시킨다. 부경로 스펙트럼 스큐잉은 압축기 및 신장기에 있어서의 제어신호에 대한 외래 신호의 제공을 감소시켜, 신호들이 압축기를 향한 신호에 부가하여 신장기의 입력에 존재하는 잡음감소 시스템의 정확도를 향상시킨다.

고신호레벨에서 비작동상태로 되도록, 부경로에 상기 장치를 위치시킴으로써, 부경로 스펙트럼 스큐잉은 신호들이 매체에 존재하는 레벨을 감소시키지 않으며, 이에 따라(테이프 포화와 같은) 레벨의존 매체의 에러발생 빈도를 감소시킬 수 없다. 이 결함은 주경로에 적용되는 포화방지량을 증대시킴으로써 해결될 수 있다. 포화방지량의 증대는 압축비를 증가시키며, 이에 따라 부경로 스펙트럼 스큐잉 사용에 대한 약간의 잇점을 상쇄시킨다. 그러나, 제14도의 구성은 주파수범위 및 포화방지량이 주파수 범위 및 스펙트럼 스큐잉량에 완전히 독립적으로 될 수 있게 하며, 이는 여러 응용을 위한 회로특성을 최적화하도록 각종 파라미터를 바꾸기 위한 중요한 관점을 제공한다. 제14도와 제15도에 도시한 파라미터들은 양질의 콤팩트 카세트 레코더용으로 최적이다.

신장기(도시되지 않음)의 부경로들에 있는 동일한 회로들은 상보적 디스큐잉 회로를 제공한다.

저레벨 및 고레벨단(310 및 312)의 주경로들은 각각의 포화방지회로(356 및 358)를 포함한다. 포화방지회로(350)는 다음 형태의 라플라스 정의 역과 같은 전압 전달 함수를 갖는다.

여기에서, f₈=6,000Hz이고, f₉=12,000Hz이다.

포화방지회로(358)는 다음 형태의 라플라스 정의 역과 같은 전압 전달 함수를 갖는다.

여기에서, f₆=5,000Hz이고, f₇=15,000Hz이다.

상보적 포화방지 회로는 신장기에 위치된다(도시되지 않음). 제10도 실시예의 단일포화방지 회로에 대한 회로에 있어서의 차단주파수의 변경과 2개로 된 포화방지 회로의 사용으로 포화응답성이 개선되고 제14도에 도시된 실시예의 스펙트럼 스큐잉 회로장치에 의해 발생되는 감소된 포화방지 효과를 보상한다.

제14도의 Ⅰ형 단들도 고레벨단과 저레벨단(310과 312)의 출력들을 각각의 주경로와 결합하는 가산수단(332 및 334)을 포함한다. 제14도는 동작치환 서브단 요소들(346,348,350 및 352)에 변조제어신호 MC1 내지 MC3을 인가하고, 저주파 고정대역 서브단(328)에 변조제어 신호 MC4를 인가하는 블록 354로 표시한 변조제어회로를 나타내고 있다.

동작시, 제14도에 도시한 실시예의 동작 치환 서브단들은 제7(a)도의 실시예와 관련하여 기술된 것과 동일하게 동작한다. 그러나, 상기한 바와 같이, 제14도 내지 제17도에 도시한 실시예의 스택구성은 슬라이딩 대역 요소제어신호의 미분 유도를 사용한다.

제15도에는 고주파 서브단 324 및 326(제14도)의 제1실시예가 도시되어 있으며, 회로의 정상상태 및 과도제어 상황을 나타내고 있다. 후술되는 차이점에 부가하여, 고레벨과 저레벨단들은 AC 및 DC 회로의 이득이 저레벨단에 대해 증가된다는 점에서 틀리다. 다른 블록도와 같이, 이 도면은 기본 파라미터 결정 요소들만을 보여주며, 물론, 실제 회로들은 버퍼, 증폭, 감쇠 등과 같은 다른 회로들을 포함하고 있다. 설명의 편의를 위해 제15도와 제10도 사이의 차이만을 이하에 기술한다. 제10도 및 제15도에서의 대응부재들은 서로 관련된 참조부호를 부여했으며, 제15도의 참조부호는 제10도에 사용된 부호에 300을 더하여 표시했다.

제15도의 실시예에 있어서, 제10도의 입력 고주파 대역 제한 필터(102)는 고주파 스펙트럼 스큐잉 회로 342 또는 344(제14도)를 포함한다. 결합된 대역제한 및 스펙트럼 스큐잉 회로는 블록 403으로 도시되어 있다. 고레벨단의 고주파 서브단의 입력 필터는 다음 형태의 라플라스 정의 역과 같은 전압전달 함수를 갖는다.

여기에서, f₁=406Hz이고, f₂=12,600Hz이며; 저레벨단에서의 고주파 서브단의 입력필터는 다음 형태의 라플라스 정의 역과 같은 전압전달 함수를 갖는다.

여기에서, f₁=406Hz이고, f₂=48,000Hz이며, f₃=13,300Hz이고, Q=0.88이다.

슬라이딩 대역요소 제어신호의 미분유도를 행하기 위하여, 저항기(408)와 가변소자(410)의 결합부에서의 고정대역 요소의 출력은 결합수단(459)의 슬라이딩 대역 요소 제어 회로에 공급되는 신호로부터 감산된다. 슬라이딩 대역 요소 제어 회로에 공급되는 신호로부터 감산된다. 슬라이딩 대역 신호를 미분적으로 또한 효율적으로 도출하는 것은 슬라이딩 대역의 임계치를 증대시켜, 슬라이딩 대역이 잡음에 의해 잘못 제어되지 않도록 한다. 저레벨 신호에서, (이 상태 하에 비교적 높은 값을 갖는)미분전압발생 교차고정대역 제어요소는 유효하며, 이에 따라 결합수단(459)의 출력에서 신호의 진폭을 감소시킨다(즉, 슬라이딩 대역소자 제어 효소의 진폭). 보다 높은 입력신호레벨에서, 고정대역 제어요소의 치가 낮을 때, 교차 요소(410)로부터의 미분전압의 효과가 떨어지며, 슬라이딩 대역 제어신호는 그의 전체효과를 갖는다.

슬라이딩 대역의 임계치를 올릴 때 미분적으로 유도된 슬라이딩 대역 제어신호의 효율은 입력에서 제10도 실시예의 고정대역 요소(104)로 필터회로(107)를 재배치함으로써 고주파에서 향상된다. 이 필터는 블록 409로 표시되어 있으며, 이 고정대역과 슬라이딩 대역 소자들 사이에 위치된다. 필터의 재배치는 고정대역 소자의 동작에 전혀 영향을 주지 않는다. 고정대역 소자의 제어신호는 계속 필터링된 신호를 수신한다. 고정대역 소자로부터 슬라이딩 대역제어소자(454)로 공급되는 신호 역시 필터링된다. 그러나, 결합수단(459)에 공급되는 미분신호는 필터링되지 않는다. 이는, 필터(409)의 하측 턴오버 주파수 이상의 주파수에서, 필터(407)가 제10도의 필터(107)의 위치에 있을 경우, 미분신호의 진폭(슬라이딩 대역 요소 제어회로에 대한 그의 효과)이 통상적인 상태보다 12dB까지 커진다.

제10도에 도시된 실시예의 필터(160)는 고레벨 및 저레벨단에서 공히 6KHz의 코너 주파수를 갖도록 변경되었다. 이는 블록 461로 도시된다. 고정대역소자의 제어회로(412)에서, 필터(116)의 코너 주파수(제10도)는 400Hz 정도까지 상승된다(제15도의 필터 417).

고정대역소자의 제어회로는 8ms의 시정수 회로들(130 및 136)(제10도)를 제거함으로써 단순화된다. 반면에, 제15도의 실시예에 있어서, 최대 선택기(422)는 비평활된 정류신호로 동작하며, 단일 8ms 시정수 회로(423)로 이송된 후, 160ms 시정수 회로(424)로 이어진다.

파킹회로(176)(제10도)는 제15도의 실시예에서 제거된다.

제15도의 실시예에 부가하여, 슬라이딩 대역 및 고정대역 제어신호의 최대 진폭레벨을 제한하기 위한 회로들, 즉, 제한회로 477과 486 및 그들 각각의 커플링 다이오드 479와 482가 있다. 파킹회로가 가변소자(426)의 임계치 바로 아래의 레벨로 적분기에서 캐패시터 전압을 유지함으로써 회로의 어택시간을 개선하는 반면, 제어회로는 캐패시터 상의 전압이 고레벨 신호조건 하에 초과레벨로 되지 않도록 함으로써 회로들간의 순응성을 향상시킨다. 고레벨 신호가 중지될 때, 캐패시터의 전압은 이것이 낮은 개시 레벨을 갖기 때문에 새로운 입력신호 상태에 대해 적절한 새로운 레벨로 보다 신속히 떨어질 수 있다.

제16도는 저주파 고정대역 서브단(328)(제14도)의 정상상태 및 과도제어 상황을 나타낸다. 이 회로는 제15도와 관련하여 기술된 고주파 서브단의 고정대역회로와 유사하다. 설명의 편의를 위해, 제16도와 제12도간의 차이만 기술한다. 제12도와 제16도에서의 대응 요소들은 서로 관련된 참조부호를 부여했으며, 제16도는 제12도에 사용된 부호에 300을 더하여 표시했다.

고주파 서브단에서와 같이, 제어회로는 비평활된 정류신호에 대해 최대 선택기를 동작시킴으로써 단순화된다. 이는 2개의 15ms 시정수회로 194와 204(제12도)가 최대 선택기(496)와 300ms 시정수회로(506)사이에 위치된 단일의 15ms 시정수회로(505)로 교체될 수 있게 한다.

오버슛 억제신호의 유도는 제12도에 대해 제16도의 실시예로 변경된다. 정류기(214)와 결합수단(216)(제12도)은 제거되었으며, 제16도의 실시예에 있어서, 오버슛 신호는 주제어회로(488)의 출력으로부터 간단히 유도된다. 이 신호는 평활요소(194)(제12도)가 제16도의 구성에서 제거되었기 때문에 오버슛 억제신호의 적절한 소스로 된다.

제한 회로(524)와 다이오드(522)는 저주파 고정대역 제어 신호의 최대진폭을 제한하기 위해 부가된다.

제17도는 제14도, 제15도, 및 제16도의 실시예들에 사용된 변조제어 회로의 다른 구체예이다. MC1은 고주파 서브단(324,326)(제14도)용으로 사용되고, MC4는 저주파 서브(328)(제14도)용으로 사용된다. 설명의 편의를 위해, 제17도와 제13도간의 차이만 기술된다. 제13도와 제17도에 있어서의 대응 요소들은 서로 관련된 참조부호를 부여했고, 제17도의 참조부호들은 제13도에 사용된 부호에 300을 더하여 표시했다. 제17도의 실시예는 제13도의 100Hz 전대역 필터를 제거했다. 또한, 2ms 시정수를 갖는 싱글단 적분기(257)가 1ms 시정수를 갖는 2단 적분기(256) 대신 사용된다.

제18도 내지 제20도는 본 발명에 따른 압축기의 바람직한 실시예를 나타낸다. 제18도 내지 제20도에 도시한 실시예는 제14도 내지 제17도에 도시한 실시예의 개량이기 때문에, 제14도 내지 제16도에 관한 기술은 하기 차이점을 제외하고, 제18도 내지 제20도와 동일하다. 제14도 내지 제16도 및 제18도 내지 제20도의 대응요소들은 서로 관련된 부호들을 부여했으며, 상기 후자의 3도면들에 있어서의 참조부호들은 전자의 3도면들에 사용된 참조부호에 A자를 붙였다. 제17도는 양 실시예들에 대한 변조제어신호의 유도를 보여준다.

이 시스템의 압축기부에 대한 입력은, 본 바람직한 실시예(제18도)에 있어서 저주파 스펙트럼 스큐잉부(340)(제14도)를 통하는 대신, 주경로의 입력 및 부경로에 있는 고레벨단(310A)의 입력필터로 직접 인가된다. 저주파 스펙트럼 스큐잉은 고레벨단(310A)의 저주파 고정대역(328A)의 입력에 위치된, 블록 360A에 의해 제18도의 실시예에 제공된다. 저주파 스펙트럼 스큐잉 회로는 제18도에 별도의 블록 360A로 도시되었으나, 그의 기능은 저주파 고정대역(328)(제14도)의 입력에 있는 저주파대역 제한필터(480)(제16도)를 동일한 위치(328A)(제13도)에 있는 대역통과필터(490A)로 변경함으로써 간단히 실현될 수 있다. 또는, 저주파 대역제한 필터 및 스펙트럼 스큐잉 기능을 위해 별도의 필터들이 사용될 수 있다.

실제 실시예에 있어서, 대역통과필터(490A)의 고역통과(즉, 저역 스펙트럼 스큐잉)부는 33Hz의 코너주파수를 갖는 단극부이고, 필터의 저역통과(즉, 저주파 대역제한)부는 240Hz의 코너주파수를 갖는 단극부이다. 후자의 주파수는 다른 바람직한 값의 성분들이 사용되기 때문에, 제14도의 실시예의 대응 저역 통과 필터(480)의 200Hz의 코너주파수와는 상이하다. 결합된 저주파대역 제한 필터와 저주파 스펙트럼 스큐잉 기능을 구비한 상태에서, 고레벨단(310)에서의 저주파 고정대역 서브단(328A)의 입력필터(490A)는 다음 형태의 라플라스 정의 역과 같은 전압 전달 함수를 갖는다.

여기에서, f₁=33Hz이고, f₂=240Hz이다. 이 회로는 공지의 연산증폭기 능동 필터 기술을 사용하여 수행될 수도 있다. 신장기(도시되지 않음)의 부경로들에 있는 동일한 회로들은 상보적 디스큐잉 회로를 제공한다.

제18도에 도시된 실시예의 저주파 스펙트럼 스큐잉 회로(360A)는 제7도 및 제14도의 실시예에서의 대응회로보다 낮은 주파수에 동작한다. 그러나, 제18도의 실시예의 저주파 스펙트럼 스큐잉 필터(360A)의 효과는 이 필터(360A)가 셸프 특성보다 간단한 고역통과 특성을 갖기 때문에, 다른 제2실시예의 저주파 스펙트럼 스큐잉 필터보다 매우 낮은 주파수에서 더욱 크게 된다. 이 특성 변화는 부경로에서의 스펙트럼 스큐잉 필터에 의해 가능해지며, 여기에서는, 디코드 모드에서의 정확한 상보적 특성을 발생할 수 있도록 하기 위해 그 동작을 제한할 필요가 없다.

고주파 스펙트럼 스큐잉은 회로 342A 및 344A에 의해 제공된다. 또한, 별도의 회로블록들이 제18도에 도시되어 있으나, 회로의 실제 실시예는 제14도에 도시된 구성을 사용할 수 있으며, 제14도에 있어서 고주파 동작 치환 서브단(324,326)의 각 입력의 단일 대역 통과 필터(제15도에서 403)는 고주파 스펙트럼 스큐잉 회로 및 동작치환 서브단 고주파 대역 제한 입력 필터로서 공히 작용한다. 또는, 스펙트럼 스큐잉 및 고주파 대역 제한 필터기능을 위해 별도의 필터들이 사용될 수 있다.

제18도 실시예의 실제구성에 있어서, 고레벨단(310A)의 고주파 동작치환 서브단(324A)의 입력대역통과 필터(403A)(제19도)는 406Hz의 코너주파수를 갖는 단극 고역통과(고주파 대역제한)특성 및 12.6KHz의 코너주파수를 갖는 단극 저역통과(스펙트럼 스큐잉) 특성을 갖는다. 이들 주파수에 있어서, 제14도 실시예의 블록 403에 사용된 대응 주파수들과의 다소의 차이점은 단순히 다른 바람직한 값을 갖는 부품들의 사용 결과이다. 고주파 대역 제한 필터 및 고주파 스펙트럼 스큐잉 기능이 결합된 상태에서, 고레벨단(310A)의 고주파 동작 치환 서브단(324A)의 입력 필터(403A)는 다음 형태의 라플라스 정의 역과 같은 전압 전달 함수를 갖는다.

여기에서, f₁=406Hz, f₂=12,600Hz이다.

저레벨단(312A)에 있어서 고주파 동작 치환 서브단(326A)에 대한 입력 대역통과 필터(403A)(제15도)는 406Hz의 코너 주파수를 갖는 단극 고역통과(고주파 대역 한정)특성, 및 13.3KHz의 코너주파수를 갖는 2극 저역통과(스펙트럼 스큐잉) 특성을 갖는다. 이들 주파수에 있어서 제14도의 블록 403의 대응 주파수와의 다소의 차이점은 단순히 다른 상이한 값들을 갖는 부품들의 사용 결과이다.

대역통과 필터(403A)의 저역통과 특성의 경사도는 48KHz 이상의 주파수에서 단극 필터으로 변한다. 이는 테이프 레코더의 바이어스 주파수와 같은 초음파 주파수에서 스펙트럼 스큐잉 효과의 감소를 초래한다. 그러나, 스펙트럼 스큐잉 효과가 감소하더라도, 제18도의 실시예는 바이어스 및 기타의 초음파 주파수들에 의해 야기되는 트래킹 에러를 피하기 위한 제10도의 구성 및 다른 잡음감소 시스템보다 매우 우수하다. 초음파 주파수에서 스펙트럼 스큐잉 특성의 경사도를 감소시키는 주 특징은(인코더가 고이득 증폭기의 피드백루프에 위치될 때) 디코더의 안정도를 증대시킨다는 점이다.

고주파수 대역 제한 필터 및 고주파 스큐잉 기능이 결합된 상태에서, 저레벨단(312A)의 고주파 동작 치환 서브단(326A)의 입력필터(406A)는 다음 형태의 라플라스 정의 역과 같은 전압 전달 함수를 갖는다.

여기에서, f₁=406Hz, f₂=48,000Hz, f₃=13,300Hz, Q=0.88이다.

이들 회로는 공지의 연산증폭기 능동 필터 기술을 사용하여 수행될 수도 있다. 신장기(도시되지 않음)의 대응부경로들에 있는 동일한 회로들은 상보적 디스큐잉 회로를 제공한다.

저레벨 및 고레벨단(310A 및 312A)의 주경로들은 각각의 포화방지 회로 356A와 358A를 포함한다. 이 회로들은 고주파 포화방지 작용을 하며, 특히, 고레벨단(310A)의 포화방지 회로(36A)는 저주파 스펙트럼 스큐잉 회로(360A)를 부경로로 이동시킴으로써 상실된 포화방지 효과를 대신하기 위해 저주파 포화방지 동작을 제공한다.

결합된 저주파 및 고주파 포화방지 회로(356A)는 전체적 대역 통과형 특성을 갖는다. 저주파 포화방지 효과는 150Hz의 상측 코너 주파수 및 60Hz의 하측 코너 주파수를 갖는 단극 셸프 특성에 의해 제공된다. 이들 주파수는 제14도 실시예에 있어서 저주파 스펙트럼 스큐잉 회로(340)에 사용된 것들보다 상당히 높다. 그러나, 저주파 스펙트럼 스큐잉 회로(340)(제14도)는 압축기 입력에 위치되고, 그 반면에, 포화방지회로(356A)(제18도)는 주경로에 위치되는데, 여기에서 그의 동작은 부경로에서의 저주파 대역(328A)으로부터 비감쇠 저주파 신호에 의해 효력이 약화된다.

상기와 같은 코너주파수를 가짐으로써, 포화방지회로(356A)의 저주파부는 제14도에 도시된 실시예에서 감소된 저주파 스펙트럼 스큐잉 회로(340)와 거의 동일한 양만큼 압축기출력(316A)에서 신호의 전체 레벨을 감소시킨다. 기준레벨(카세트 테이프에 있어서 200nWb/m)이상 5dB의 입력 레벨에서 포화방지 회로(356A)의 저주파부는 50Hz에서 대략 3dB 정도 압축기 출력(361A)에서 신호레벨을 감소시키며, 이는 카세트 테이프에 대한 I.E.C 규격에 의해 요구되는 3180μs 저주파 레코드 프리엠퍼시스의 문제를 효과적으로 제거한다. 저주파 포화방지 효과는 고레벨에서보다 크게 얻어지며, 하측레벨에서 그 효과는 감소된다.

고레벨단(310A)에서 블록 356A의 고주파 포화방지 효과는 제14도에 도시된 실시예에 사용된 단순한 단극 셸프 특성 대신 25KHz의 노치 주파수를 고주파 노치(notch) 특성에 의해 제공된다. 25KHz 이상에서, 노치 필터의 감쇠는 제로로 서서히 감소하며, 이는 제14도의 셸프 특성과 비교시(인코더가 전형적으로 고이득 증폭기의 피드백 루프에 위치될 때) 디코더의 안정도를 증대시킨다. 이로 인한 초음파 주파수에서의 포화방지 효과의 양의 감소는 대부분의 일반용 및 세미프로용 테이프 레코더가 이러한 주파수에서 크게 감소된 응답 특성을 갖기 때문에 주로 이러한 주파수에서 대단한 테이프 과부하 문제를 일으키지 않는다. 특히, 셸프특성은 고레벨단에서 유지되고 이와 같은 주파수들에서 대략 10dB의 포화방지 효과를 발생한다.

포화방지 회로(356A)는 다음 형태의 라플라스 정의 역과 같은 전압 전달 함수를 갖는다.

여기에서, f₁=60Hz, f₂=150Hz, f₃=25,000Hz, Q=0.707이다.

포화방지회로(358A)는 저레벨단(312A)에서 고주파 포화방지를 제공하며, 제14도의 실시예에서의 포화방지 회로(358)와 유사한 단극 셸프 회로이다. 그러나, 하측 코너주파수는 5KHz에서 6KHz로 이동되었다. 셸프의 심도(depth)는 기본적으로 변경되지 않은 상태로 있다. 포화방지 회로(358A)는 다음 형태의 라플라스 정의 역과 같은 전압 전달 함수를 갖는다.

여기에서, f₆=6,000Hz, f₇=17,600Hz이다. 상보적 포화방지 회로는 신장기(도시되지 않음)에 위치된다.

제19도는 회로의 정상상태의 과도제어 상황을 각각 포함하는 고레벨단(310A)과 저레벨단(312A)의 고주파 동작 치환 서브단(324A 및 326A)(제18도)의 바람직한 실시예를 보여준다. 반복을 피하기 위해, 제19도와 제10도 실시예들 간의 차이점만 이하에 기술한다. 제15도와 제19도의 대응 부재들은 서로 관련된 참조부호를 가지며, 제19도의 참조부호들은 제15도에 사용된 부호에 A자를 부가하고 있다.

제15도의 입력 대역 통과 필터(403)와 제18도의 입력대역통과 필터(403A)간의 차이는 상기 고주파 스펙트럼 스큐잉 기술과 관련하여 이미 기술되었다.

필터(461A)의 코너 주파수는 고레벨단(310A)(제18도)에서만 6KHz에서 8KHz로 변경되었다. 저레벨단(312A)(제18도)에서의 필터(461A)의 코너주파수는 여전히 6KHz이다. 코너주파수의 스태거링은 잡음에 대한 슬라이딩 대역회로(456A)의 감도와 고주파 압축비간에 개량된 절충을 부여한다.

제15도의 고정대역 제어회로(418)에 있는 제한회로(486)는 제19도의 실시예에서는 제거되었다. 그러나, 대역의 초과 슬라이딩을 방지하기 위해 슬라이딩 대역 회로(456A)는 제한회로(466A)를 유지하고 있다.

대다수의 신호 압축기 및 신장기들이 레벨의존 동작을 갖기 때문에, 기준 레벨에 대한 상대적 레벨로 이들 동작을 제한하는 것이 통례이다. 발명자 중 하나(돌비)에 의해 발명된 이들 장치에서의 기준레벨은 일반적으로 돌비레벨로 불리운다. 다음 전압 전달 함수 방정식은 그들의 전달함수가 돌리 베레의 임의의 치로 계산될 수 있도록 하는 Vref 용어를 사용한다. 본 명세서에서 주어지는 전달함수는 Vref를 생략하고 있으나, RMS 1볼트의 레벨에 유효하다.

기준신호레벨에 대한 임의의 레벨에서, 라플라스 정의 역에 있어서의 고레벨, 고주파 고정대역 압축기의 전압 전달 함수는 다음 형태와 같다.

여기에서, f₂는 고정대역 셸프필터 제로 주파수로서, 12,800Hz, f₃은 고정대역 셸프필터 극주파수로서, 3,200Hz, G_1H는 제어회로의 이득으로, 200, Vref는 RMS 기준 레벨 전압, V_OSH는 제어 소자 옵셋 전압으로, 3.6이다.

여기에서, f₂는 고정대역 셸프필터 제로 주파수로서, 12,800Hz, f₃은 고정대역 셸프필터 극주파수로서, 3,200Hz, G_1L은 제어회로의 이득으로, 663, Vref는 RMS 기준 레벨 전압, V_OSL는 제어 소자 옵셋 전압으로, 6.0이다.

기준 신호레벨에 대한 임의의 레벨에서, 라플라스 정의 역에 있어서의 고레벨, 고주파 슬라이딩 대역 압축기의 전압 전달 함수는 다음의 형태와 같다.

여기에서, f₁은 슬라이딩 대역의 가변고역 통과 셸프필터의 하측 코너 주파수로서, 200Hz, G_2H는 제어경로 이득으로, 1,610, Vref는 RMS 기준레벨 전압, N은 제어소자 출력으로, 1.5, A_SCH는 부경로 신호이득으로 0.5이다.

기준 신호레벨에 대한 임의의 레벨에서, 라플라스 정의 역에 있어서의 저레벨, 고주파 슬라이딩 대역 압축기의 전압 전달 함수는 다음의 형태와 같다.

여기에서, f₁은 슬라이딩 대역의 가변고역 통과 필터의 하측 코너 주파수로서, 200Hz, f_2L은 제어경로 이득으로, 4,900, Vref는 RMS 기준레벨 전압, N은 제어소자 출력으로, 1.5, A_SCL은 부경로 신호이득으로 0.5이다.

제20도는 회로의 정상상태 및 과도제어 상황을 포함하고 있는 저주파 서브단(328A)(제18도)의 바람직한 실시예이다. 제20도의 실시예는 후술되는 2가지 변경점을 제외하고, 제16도의 실시예와 동일하다. 제16도와 제20도의 대응 부재들은 서로 관련된 참조번호를 가졌으며, 제20도는 제16도에 사용된 부호에 A자를 부가하였다.

제16도의 입력 저역통과 필터(480)와 제20도의 입력 대역 통과 필터(490A)간의 차이점은 저주파 스펙트럼 스큐잉에 대해 이미 기술한 바와 같다.

제16도의 실시예에서, 저주파 고정대역 제어 신호의 최대 진폭을 제한하기 위해 제10도의 실시예에 부가된 제한회로(524)와 다이오드(522)는 불필요한 것으로 확인되었으므로, 제20도의 실시예에서는 제거되었다.

기준 신호레벨에 대한 임의의 레벨에서, 라플라스 정의 역에 있어서의 저주파 슬라이딩 대역 압축기의 전압 전달 함수는 다음의 형태와 같다.

여기에서, G_1F는 제어회로의 이득으로, 213, Vref는 RMS 기준레벨 전압, V_OSF는 제어 소자 옵셋 전압으로 6.0이다.

제18도, 제19도 및 제20도에 도시된 실시예에 대한 변조제어 신호는 제17도에 도시된 바와 같이 유도되므로, 더 이상 기술하지 않는다.

제21도는 제18도 내지 제20도에 도시된 압축기의 컴퓨터 모델에 대한 다른 입력 레벨에서의 주파수에 대한 출력레벨을 보여준다. 전체 특성에 대한 스펙트럼 스큐잉(저레벨) 및 포화방지 회로(고레벨)의 레벨의존 영향은 고레벨 및 저레벨 곡선들을 비교함으로써 알 수 있다.

제22도는 제18도 내지 제20도에 도시된 압축기의 컴퓨터 모델에 대한 고주파 대역의 여러 다른 주파수에서의 입력레벨(제22(a)도) 또는 출력레벨(제22(b)도)에 대한 압축비를 보여준다. 이에 따라, 압축기는 입력레벨의 넓은 범위에 걸쳐 작용하나, 에러들이 가장 잘 들리고 레벨의존 에러들이 가장 발생하기 쉬운, (10dB 정도 또는 그 이상의)고레벨에서의 그의 작용은 (대략-40dB와 대략 -15dB 사이의)중간레벨에서 보다 현저히 감소되며, 여기에서의 에러들은 발생하기 쉽지 않으며, 가청신호로 된다. 또는, 그의 동작상태에 있을 경우 잡음이 에러들을 유발할 수 있는 저입력 레벨(대략 -45dB 이하)에서의 동작은 거의 없다. 상당한 다이나믹 동작이 (대략 1.5dB 또는 그 이상의 압축비로)일어나는 입력 레벨의 범위는 대략 -30dB 내지 -10dB(대략 20dB의 범위)로 상당한 다이나믹 동작이 일어나는 출력레벨의 범위와 비교하여, 대략 -50dB 내지 -5dB 또는 -10dB(대략 40dB 내지 45dB의 범위)이다. 이는 고주파에 있어서의 명목상 24dB의 압축비를 나타낸다. 보다 엄밀히 말하면, 압축은 각각의 입력 및 출력 곡선들 하에 그 영역을 비교함으로써 결정된다.

이에 따라, 제22(a)도 및 제22(b)도에 도시된 바와 같이, 제18도 내지 제20도의 압축기는 dB로 표시되며, 그의 압축 출력범위의 대략 2배인 레벨범위로서의 입력 신호 레벨의 넓은 범위에 걸쳐 작용한다. 이와 유사한 성능이 다른 압축기 및 신장기 장치에 의해 제공되며, 본 명세서에 명시되어 있다.

본 발명의 중요한 관점은, 전체 최대 압축(또는 신장)비의 상당한 부수적 증가 없이, (예컨대, US-PS 4,736,433에 설명된 바와 같이 바이-리니어(bi-linear) 특성과 같은)고 및 저입력신호 레벨에서 (고정 이득의)동적 작용을 제공하지 않으면서 광범위의 입력 신호레벨에 걸쳐 고주파 대역에서의 동적 작용을 제공하는 것이다. 상기 실시예에 있어서, 이 결과는 고레벨 및 저레벨 단위의 스태거링 접속에 의해 달성된다. 그러나, 특히, 디지털 신호처리 기술이 채용될 경우, 이와 유사한 결과가 싱글단 장치를 사용하여 얻어질 수도 있다. 따라서, 넓은 관점에서 보았을 때, 본 발명은 캐스케이드 접속의 스태거링 고주파단의 사용에 한정되지 않는다.

제23도는 제18도 내지 제20도에 도시된 압축기의 컴퓨터 모델에 대한 200Hz에서의 입력레벨(제23(a)도) 또는 출력레벨(제23(b)도)에 대한 압축비를 나타낸다. 200Hz의 신호는 압축기의 저주파 대역 서브단의 작용에 의해 주로 영향을 받지만, 또한, 특징적 작용의 중첩으로 인해 고주파 서브단에 의해서도 다소의 영향을 받는다. 이에 따라, 200Hz에서의 압축은 저주파 서브단에 의해 제공되는 최대 10dB보다 다소 크다.

제23(a)도 및 제23(b)도는, 압축이 주로 싱글 서브단의 작용으로부터 비롯되는 200Hz와 같은 저주파수에서, 압축기가 고주파수에서 행하는 것보다 더 좁은 범위의 입력레벨에 걸쳐 작용하는 것을 보여준다. 압축기가 저주파수에 작용하는 중간 레벨이 보다 좁기 때문에, 작용하지 않거나 거의 작용하지 않는 고레벨 및 저레벨 영역들이 크게된다. 따라서, 저주파에서의 압축기는 바람직한 바이 리니어 특성을 나타낸다. 고주파영역(제22(a)도 및 제22(b)도)에서의 최대 압축비는 대략 2.4이며, 이는 저주파영역에서의 대략 1.8 내지 1.9의 압축비보다 별로 크기 않다.

제18도 내지 제20도에 도시된 압축기 및 그의 상보적 신장기는 1조로 된 3개의 선형 집적 회로에 실제로 구현되었으며, 단일 칩의 개발이 진행 중이다. 특히, 회로에서의 파라미터들은 압축기와 신장기가 디지털 구성을 가질 수 있는 정밀한 수학적 용어 수단으로 한정된다. 이는, 예컨대, 레코딩될 신호가 이미 디지털 형태로 존재할 경우, 특히 유용하다. 또한, 아날로그-디지털 변환기를 사용하여 아날로그 신호를 디지털 신호로 변경할 수도 있다. 디지털 신호는 디지털 신호 처리기를 사용하여 처리되며, 이 처리기는 상기한 바와 같이 수학적 정의에 다라 디지털 신호를 취급하도록 프로그램된다. 끝으로, 수학적으로 처리되는(즉, 압축되는) 신호는 통상방법으로 테이프에 레코딩되도록 아날로그 신호로 재변환된다. 재생시, 재생헤드로부터의 신호는 증폭되어 디지털 형태로 변환된다. 다음, 이 신호는 필요한 신장기 특성을 재현하기 위해 디지털 신호 처리기에 의해 수학적으로 처리된다. 통상의 재생등화는 재생증폭기에서 아날로그 신호로, 또는 디지털 신호 처리기에서 디지털 신호의 부가적 수학적 처리에 의해 적용될 수 있다. 마지막으로, 디지털 신호는 아날로그 신호로 재변환된다.

양질의 아날로그-디지털 변환기, 디지털-아날로그 변환기 및 디지털 신호 처리용 칩들을 저렴한 가격으로 개발하기 위해 상당한 노력이 경주되고 있기 때문에, 이러한 시도들은 상기한 압축기 및 신장기의 모든 아날로그 실시예를 위해 요구되는 매우 복잡한 선형 집적 회로에 걸쳐 가격적 잇점을 제공할 수 있을 것이다.

모든 신호의 처리를 아날로그 영역에서 수행하고, 특히, 디지털 영역에서 모든 제어 회로를 실현하기 위해서는 다른 실시예도 가능할 것이다.

Claims (30)

1. 압축기와 신장기와 같은 오디오 신호의 다이나믹 영역을 변경시키기 위한 회로에 있어서, 일반적으로 대략 200Hz로부터 하방으로 뻗어 있는 저주파 대역에시 대략 10dB정도까지, 압출기의 경우에는 오디오 신호를 압축시키고, 신장기의 경우에는 오디오 신호를 신장시키는 고정 대역 특성을 갖는 서브단(substage)으로서, 상기 오디오 신호를 여과시키는 대략 200Hz의 코너 주파수를 갖는 저역필터 및 고정 대역 다이나믹 동작 회로를 포함하는 서브단, 일반적으로 대략 400Hz로부터 상방으로 뻗어 있는 고주파 대역에서 대략 24dB 정도까지, 압축기의 경우에는 오디오 신호를 압축시키고 신장기의 경우에는 오디오 신호를 신장시키는 고정 대역/슬라이딩 대역 동작치환 특성을 각각 지니는 제1 및 제2의 부가적인 서브단으로서, 고정 대역의 다이나믹 동작 회로와 슬라이딩 대역의 다이나믹 동작 회로를 각각 지니는 동작치환의 다이나믹 동작회로 및 상기 오디오 신호를 여과시키는 대략 400Hz의 코너 주파수를 갖는 고역필터를 포함하는 제1 및 제2의 부가적인 서브단을 포함하고, 상기 서브단은 상기 제1의 부가적인 서브단과 병렬되어 있고, 상기 서브단과 상기 제1의 부가적인 서브단의 병렬 결합은 상기 제2서브단과 직렬되어 있으며, 부가적인 서브단 각각의 다이나믹 동작 레벨은 스태거링(staggering)되어있는 것을 특징으로 하는 오디오 신호의 다이나믹 영역 변경 회로.
2. 제1항에 있어서, 상기 고주파 대역은 대략 400Hz의 코너 주파수를 갖는 이중극 필터 특성에 의해 한정되고, 상기 저주파 대역은 200Hz의 코너주파수를 갖는 단극 필터 특성에 의해 한정되며, 이에 따라, 저주파 대역에서 오디오 신호를 압축 또는 신장시키기 위한 상기 수단과 고주파 대역에서 오디오 신호를 압축 또는 신장시키기 위한 상기 수단의 동작에 있어서 광범위한 주파수 중첩이 제공되는 것을 특징으로 하는 회로.
3. 제1항 또는 제2항에 있어서, 저주파 대역에서 오디오 신호를 압축 또는 신장시키기 위한 상기 수단은 고정대역 서브단을 포함하고, 고주파 대역에서 오디오 신호를 압축 또는 신장시키기 위한 상기 수단은 제1동작 치환서브단과 제2동작 치환 서브단을 포함하며, 상기 동작 치환 서브단들의 각각은 고정대역 회로와 슬라이딩 대역 회로를 갖는 것을 특징으로 하는 회로.
4. 제3항에 있어서, 상기 제1 및 제2 동작치환 서브단은 직렬로 캐스케이드 접속되고, 각각의 동작 치환 서브단들의 다이나믹 동작 레벨은 전체회로의 최대 압축 또는 신장비의 상당한 부수적 증대없이 다이나믹 동작을 증가시키기 위하여 스태거링 되는 것을 특징으로 하는 회로.
5. 제3항 또는 제4항에 있어서, 상기 고정대역 서브단과, 상기 제1동작치환 서브단 또는 상기 제2동작치환 서브단은 제1단(stage)을 구성하고, 상기 다른 동작 치환 서브단은 제2단을 구성하는 것을 특징으로 하는 회로.
6. 제5항에 있어서, 상기 제1 및 제2단들은 각각 상기 제1단에 있어서, 동작 치환 서브단이 제1부 경로에 있고 상기 고정대역 서브단이 제2부 경로에 있으며, 상기 제2단에 있어서 상기 동작 치환 서브단이 부경로에 있는 이중경로(dual-path) 회로들인 것을 특징으로 하는 회로.
7. 제6항에 있어서, 상기 회로는 동작 치환 서브단의 입력에 있는 고주파 스펙트럼 스큐잉 회로 및, 저주파 스펙트럼 스큐잉 회로를 더 포함하고 있는 것을 특징으로 하는 회로.
8. 제7항에 있어서, 주파수가 오디오 주파수 영역의 중심으로부터 더욱 제거됨에 따라 그의 감쇠도가 증대하도록 한 특성을 갖는 것을 특징으로 하는 회로.
9. 제7항 또는 제8항에 있어서, 상기 저주파 스펙트럼 스큐잉 회로는 대략 33Hz의 코너 주파수를 갖는 고역통과 응답을 갖는 것을 특징으로 하는 회로.
10. 제9항에 있어서, 상기 고정대역 서브단은 그의 입력 경로에 대역 한정필터를 갖고, 상기 저주파 스펙트럼 스큐잉 회로와 대역 한정 필터는 단일의 대역 통과 필터로 결합되는 것을 특징으로 하는 회로.
11. 제10항에 있어서, 상기 대역 통과 필터는 다음과 같은 라플라스 정의 역의 전압 전달 함수를 갖는 것을 특징으로 하는 회로.

    여기에서, f₁=33Hz이고, f₂=240Hz이다.
12. 제7항 내지 제11항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 고주파 스펙트럼 스큐잉 회로들은 대지 12.8KHz의 코너 주파수를 갖는 저역통과 필터 응답을 갖는 것을 특징으로 하는 회로.
13. 제12항에 있어서, 자 동작 치환 서브단은 그의 입력경로에 대역 한정필터를 갖고, 각각의 고주파 스펙트럼 스큐잉 회로와 대역한정필터는 단일의 대역통과 필터로 결합되는 것을 특징으로 하는 회로.
14. 제13항에 있어서, 동작치환 서브단들 중 하나의 대역통과 필터의 스펙트럼 스큐잉 저역통과 특성은 단극 필터응답을 가지며, 다른 동작치찬 서브단의 대역통과 필터의 스펙트럼 스큐잉 저벽통과 특성은 특정 주파수까지의 이중극 필더 응답 및 그 주파수 이상에서의 단극 필터 응답을 갖는 것을 특징으로 하는 회로.
15. 제14항에 있어서, 동작치환 서브단들 중 하나의 대역통과 필터는 실질적으로 다음과 같은 라플라스 정의 역의 전압 전달 함수를 가지며,

    여기에서, f₁=400Hz이고, f₂=12,600Hz이며, 또한 상기 다른 동작치환 서브단의 대역통과 필터는 실질적으로 다음과 같은 라플라스 정의 역의 전압 전달 함수를 갖는 것을 특징으로 하는 회로.

    여기에서, f₁=406Hz이고, f₂=48,000Hz, f₃=13,300Hz이고, Q=0.88이다.
16. 제6항 내지 제15항 중 어느 한 항에 있어서, 압축기의 경우, 상기 제1단은 그의 주경로에 제1고주파 포화방지 회로와 저주파 포화방지회로를 더 포함하고, 상비 제2단은 그의 주경로에 제2고주파 포화방지 회로를 더 포함하며, 신장기의 경우, 상기 제1단은 압축기의 제1단에 있어서 대응포화방지 회로의 특성과 실질적으로 상보적인 특실을 갖는 저주파 포화방지회로와, 압축기의 제1단에 있어서 대응 포화방지 회로의 특성과 실질적으로 상보적인 특성을 갖는 그의 주경로의 제1고주파 포화방지 회로를 더 포함하고, 상기 제2단은 압축기의 제2단에 있어서 포화방지 회로의 특성과 상보적인 특성을 갖는 그의 주경로의 제2고주파 포화방지 회로를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 회로.
17. 제16항에 있어서, 압축기의 경우, 상기 저주파 포화방지 회로는 고역통과 셸빙응답(shelving respone)을 갖고, 상기 제2고주파 포화방지회로는 저역통과 셸빙응답을 가지며, 신장기의 경우, 상기 저주파 포화방지 회로는 고역통과 셸빙응답에 상보적인 응답을 갖고, 상기 제2고주파 포화방지 회로는 저역통과 셸빙응답을 갖는 것을 특징으로 하는 회로.
18. 제17항에 있어서, 압축기의 경우, 상기 저주파 포화방지 회로는 실질적으로 다음과 같은 라플라스 정의 역의 전압 전달 함수를 가지며,

    여기에서, f₁=400Hz, f₂=150Hz이며, 또한, 상기 제2고주파 포화방지회로는 다음과 같은 라플라스 정의 역의 전압 전달 함수를 갖고,

    여기에서, f₆=6,000Hz, f₇=17,600Hz이며, 신장기의 경우, 상기 저주파 포화방지 회로와 상기 제2고주파 포화방지 회로는 각각, 압축기에 있어서의 대응 포화방지 회로와 실질적으로 상보적인 전압 전달 함수를 갖는 것을 특징으로 하는 회로.
19. 제3항 내지 제18항 중 어느 한 항에 있어서, 각 동작 치환 서브단은 고정 대역 회로의 입력 경로에 위치된 고정대역 회로의 감도를 감소시키기 위한 감도 감소용 필터를 포함하는 것을 특징으로 하는 회로.
20. 제3항 내지 제18항 중 어느 한 항에 있어서, 각 동작치환 서브단에서, 고정대역 회로와 슬라이딩 대역 회로는 각각, 그의 다이나믹 동작을 제어하기 위한 제어회로를 갖고, 슬라이딩 대역 제어 회로의 입력은 슬라이딩대역 회로의 출력으로부터 도출되며, 고정대역 제어회로의 입력은 고정대역제어회로의 감도를 감소시키기 위해 감도 감소용 필터를 통해 고정대역 회로의 출력으로부터 도출되는 것을 특징으로 하는 회로
21. 제19항 또는 제20항에 있어서, 감도 감소용 필터는 셸빙 응답을 갖는 저역통과 필터인 것을 특징으로 하는 회로.
22. 제21항에 있어서, 감도 감소용 필터는 다음과 같은 라플라스 정의 역의 전압 전달 함수를 갖는 특징으로 하는 회로.

    여기에서, f₂는 필터의 제로 주파수, f₃은 필터의 극 주파수이다.
23. 제22항에 있어서, 감도 감소용 필터의 극 주파수는 대략 3.2KHz이고, 감도 감소용 필터의 제로 주파수는 악 12.8KHz인 것을 특징으로 하는 회로.
24. 제3항 내지 제23항 중 어느 한 항에 있어서, 각 동작치환 서브단에 있어서, 고정대역 회로와 슬라이딩 대역 회로는 각각, 회로의 다이나믹 동작을 결정하기 위한 가변요소를 갖고, 상기 가변 요소는 제어 회로에 의해 제어되며, 고정대역 회로에서 가변요소와 제어 회로의 조합은 실질적으로 지수 특성을 갖고, 슬라이딩 대역 회로에서 가변 요소와 제어 회로의 조합은 실질적으로 고정 멱(fixed power)법칙 특성을 갖는 것을 특징으로 하는 회로.
25. 제24항에 있어서, 각 동작 치환 서브단에 있어서, 고정대역 회로의 제어회로와 슬라이딩 대역회로의 제어회로는 각각, 제어 신호를 발생하고 이 제어 신호의 최대 진폭 레벨을 제한하기 위한 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 회로.
26. 제19항과 결합한 제24항에 있어서, 각 동작 치환 서브단에서, 각 고정대역 회로의 가변요소와 제어 회로는 옵셋 전압을 더 포함하고, 각 고정대역 회로는 다음과 같은 라플라스 정의 역의 전압 전달 함수를 가지며,

    여기에서, f₂는 고정대역 셀프 필터의 제로 주파수, f₃은 고정대역 셀프 필터의 극 주파수, G₁은 고정대역 제어회로의 이득, Vref는 RMS 기준레벨전압, V_os는 가변요소 및 제어회로의 옵셋전압이며, 또한, 각 슬라이딩 대역 회로는 다음 형태의 라플라스 정의 역과 같은 전압 전달 함수를 갖고,

    여기에서, f₁은 슬라이딩 대역 가변 고역통과 셀프 필터의 하측코너 주파수, G₂는 슬라이딩 대역 제어회로 이득, Vref는 RMS 기준 레벨 전압, N은 슬라이딩 대역 가변요소 및 제어회로의 고정 멱, A_SC는 부경로의 신호이득이며, 고정대역 서브단의 가변요소 및 제어회로는 옵셋 전압을 더 포함하고, 고정대역 서브단은 다음과 같은 라플라스 정의 역의 전압 전달 함수를 갖는 것을 특징으로 하는 회로.

    여기에서, G_IF는 재어회로의 이득, Vref는 RMS 기준레벨전압, V_osF는 제어요소 옵셋 전압이다.
27. 제26항에 있어서, 파라미티치들은 대략 다음과 같은 것을 특징으로 하는 회로.
28. 제24항 내지 제27항 중 어느 한 항에 있어서, 바람직한 지수 또는 고정 멱 법칙 특성을 제공하도록 각 가변 요소는 선형 특성을 갖고 각 제어회로는 비선형회로를 포함하는 것을 특징으로 하는 회로.
29. 압축 또는 신장과 같이, 오디오 신호의 다이나믹 영역을 변화시키기 위한 방법에 있어서, 대략, 200Hz로부터 하방으로 뻗어 있는 저주파 대역에서 대략 10dB 정도까지 고정대역 특성을 갖는 오디오 신호를 압축 또는 신장하는 단계, 및 대략 400Hz로부터 상방으로 뻗어있는 고주파 대역에서 대략 24dB 정도까지 고정대역/슬라이딩 대역 동작치환 특성을 갖는 오디오 신호를 압축 또는 신장하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 오디오 신호의 다이나믹 영역 변경방법.
30. 제29항에 있어서, 상기 고주파 대역은 대략 400Hz의 코너 주파수를 갖는 이중극 필터 특정에 의해 한정되고, 상기 저주파 대역은 대략 200Hz의 코너 주파수를 갖는 단극 필터 특성에 의해 한정되며, 이에 의해 상기 저주파 대역에서의 오디오 신호의 압축 또는 신장 및 상기 고주파 대역에서의 오디오 신호의 압축 또는 신장에 있어 광범한 주파수 중첩이 제공되는 것을 특징으로 하는 방법.