JPH0771394B2

JPH0771394B2 - 共振コンバ−タ

Info

Publication number: JPH0771394B2
Application number: JP19485986A
Authority: JP
Inventors: 利平平松; 勇美乗越; 紘竹下; 徳成井上
Original assignee: 株式会社電設
Priority date: 1986-08-20
Filing date: 1986-08-20
Publication date: 1995-07-31
Anticipated expiration: 2010-07-31
Also published as: JPS6352671A

Description

【発明の詳細な説明】「産業上の利用分野」本発明は、共振型スイッチング電源等において、高能
率、低ノイズ、高周波化を図った共振コンバータに関す
るものである。

「従来の技術」従来、共振コンバータを用いたスイッチング電源とし
て、第12図のような基本回路が用いられている。この回
路は直流電源（１）から、第1FET（２）、変圧器（３）
を経て第１コンデンサ（４）の方向と、直流電源（１）
から第２コンデンサ（５）、変圧器（３）を経て第2FET
（６）の方向に交互にオン、オフして交流化して、これ
を整流器（７）（８）、コンデンサ（９）（10）、リア
クトル（11）にて平滑化して出力端子（12）（13）間に
出力電圧V₀を得る。この出力電圧V₀は検出増幅回路（3
2）で検出増幅して第1FET、第2FET（２）（６）の発振
周波数を制御して、出力電圧V₀を制御している。

「発明が解決しようとする問題点」このような従来の回路構成においては、負荷により共振
条件が大巾に変化する。例えば出力が無負荷になると制
御される発振周波数を甚しく低くする必要があり、とき
に可聴周波数以下となって騒音を発生し、また出力リッ
プルも甚しく増大する等の不都合があった。

「問題点を解決するための手段」本発明は上述のような問題点を解決するためになされた
もので、直流電源を、主開閉素子のスイッチングにより
チョッピングして共振回路要素を有する主変圧器の２次
巻線に交流電圧を得、この交流電圧を出力側整流器で整
流し所定の直流電圧を得るようにした共振コンバータに
おいて、前記出力側整流器の入力側に、補助変圧器の１
次巻線を結合し、この補助変圧器の２次巻線を整流器を
介して前記直流電源側に結合してなるものである。

「作用」無負荷または軽負荷時に、主変圧器の２次側の交流電圧
が異常に高くなろうとするのを補助変圧器と整流器を介
して余剰の電力を直流電源側へ帰還して一定値以下にク
ランプする。そのため、無負荷または軽負荷時に主開閉
素子や共振にかかわるインダクタンス、キャパシタンス
にも一定の通過電流を保証することにより、その共振条
件を略一定に保たせるものであり、これにより無負荷ま
たは軽負荷時の出力電圧を効果的に抑制するとともに制
御される周波数の変化巾は僅少で足りるので全体制御を
容易ならしめ、さらに主変圧器の２次側の変化巾も小さ
いので磁気増幅器等の使用も可能となり、これにより多
出力構成も可能となるなどの効果を有する。

「実施例」以下、本発明の実施例を図面に基づき説明する。

第１図において、（１）は直流入力電源で、この直流入
力電源（１）は、主変圧器（３）の１次巻線（14）の中
間点（15）に結合され、この１次巻線（14）の一方端と
直流入力電源（１）の負荷側にはダイオード（16）、第
１主開閉素子としてのMOS型第1FET（２）の直列回路が
挿入され、他方端と直流入力電源（１）の負極間にはダ
イオード（17）、第２主開閉素子としてのMOS型第2FET
（６）の直列回路が挿入されている。前記主変圧器
（３）の２次巻線（18）の両端はコンデンサ（19）を介
して結合されるとともに整流器（７）（８）を介して一
点に結合され、この結合点と２次巻線の中間点間にはコ
ンデンサ（９）（10）、リアクトル（11）からなる平滑
波回路を介して出力端子（12）（13）に結合されてい
る。

前記整流器（７）（８）の入力側の交流部分には、補助
変圧器（20）の１次巻線（21）を結合し、この補助変圧
器（20）の２次巻線（22）は整流回路（23）を介して前
記直流入力電源（１）の両端間に結合されている。

（24）はMB3759として市販されている電源用ICで、この
電源用IC（24）内の交互にオン、オフするトランジスタ
（25）（26）はそれぞれ前記第１、第2FET（２）（６）
のゲートに結合されている。また、前記主変圧器（３）
の中間点（15）と直流入力電源（１）の負極側間にコン
デンサ（27）が挿入されている。

なお、（28）（29）は主変圧器（３）の２次巻線（18）
の両端間に内在するリーケージインダクタンス（L₁）で
ある。

以上のような第１図の回路の作用を説明する。

第１図の回路は、第２図のような等価回路に置換でき
る。この回路において、第１、第2FET（２）（６）の導
通角は制限され、また主変圧器（３）にはギャップが設
けられており、この励磁インピーダンスはL₀にて示され
る。２次巻線（18）にはリーケージインダクタンス（2
8）（29）のL₁が内在し、これとコンデンサ（19）のC₁
とによって第３図のような共振状態が存在する。ちなみ
に、この共振はいわゆる並列共振型であるが、まずその
基本動作を説明する。

第３図において、（ａ）は第1FET（２）のドレン、ソー
ス間電圧Vq₁の波形、（ｃ）は励磁インピーダンスL₀に
流れる励磁電流Ｉφ、（ｄ）はリーケージインダクタン
スL₁とコンデンサ（19）のC₁との共振電流Ilを示し、
（ｂ）は励磁電流Ｉφと共振電流Ilとの合成である。
（ｅ）におけるIrはコンデンサ（19）のC₁と（L₁＋L₀）
による共振電流であり、また電流Ioacは負荷側に供給さ
れる電流である。そして主変圧器（３）の２次側電流I₂
は以上の合成されたものである。（ｆ）は重負荷側のコ
ンデンサ（19）の両端の電圧である。

つぎに無負荷または軽負荷になると、リーケージインダ
クタンスL₁とコンデンサ（19）のC₁とによる共振電圧Vc
が異常に上昇することは共振回路において自明であり、
これは（ｇ）の電圧Vclによって表わされる。この時補
助変圧器（20）の出力側整流器（23）の出力電圧が入力
電圧V₁と（ｆ）のVch時に等しくなるように補助変圧器
（20）の１次、２次巻線比を構成しておけば、（ｇ）に
示した電圧Vclの波高は点線で示した電圧Vch値において
クランプされる。（ｈ）に示した電流I₃は補助変圧器
（20）への流入電流であり、実線は重負荷時で略零に近
く、点線は軽負荷時である。なお、補助変圧器（20）の
巻線比によって（ｇ）のVclの波高のクランプ値は自由
に変えられる。

このようにして、第１図の入力端よりコンデンサ（19）
の両端の間においては一定の負担電流が確保されたこと
になり、この共振条件は大きく崩れることはなく安定な
共振が確保される。

第１図の回路において、並列共振条件はインダクタンス
とキャパシタンスを必要とするがインダクタンスL₀は主
変圧器（３）の鉄心のギャップにより、インダクタンス
L₁は２次巻線（18）のリーケージインダクタンスによ
り、またキャパシタンスC₁は２次巻線（18）のストレイ
キャパシタンスによって一部または全部を充当すること
ができる。インダクタンスL₁とキャパシタンスC₁との共
振条件に変化があって、特性が第４図のようになるとFE
T（２）はたは（６）を流れる電流Iqが逆流して甚しく
その効率を低下する。そこでその逆流を阻止して、多少
の条件の変化があっても共振条件を維持するため、第１
図の主変圧器（３）の１次巻線（14）の両端と第１、第
2FET（２）（６）との間にそれぞれ整流器（16）（17）
が挿入される。出力側整流器（７）（８）の出力側が完
全なチョークインプットであると第５図（ｂ）（ｃ）の
ようにIoacはVchが零のときを境にして分流してこの分
流切替時に出力側にノイズを発生する。そこで、第１図
のように、出力整流器（７）（８）の出力側と他方の出
力端子（13）との間に小さなコンデンサ（９）を挿入す
る。すると第５図（ｄ）（ｅ）に示すようにVchの正負
電圧の切替えはIoacが零の時（t₁）に行えて前記の不都
合が除去される。

第９図および第10図の回路は出力側整流器（７）（８）
の入力側と主変圧器（３）の２次側（18）端の間に可飽
和リアクトル（30）（31）を挿入して、最終出力を検出
増幅回路（32）で検出増幅して整流器（33）（34）を介
して前記可飽和リアクトル（30）（31）に印加して、い
わゆる磁気増幅器として作動させる共振型コンバータで
あるが、これらの回路において主変圧器（３）よりの供
給電圧が第３図（ｆ）（ｇ）のように負荷によって大き
く変動すると磁気増幅器用可飽和リアクトル（30）（3
1）の負担電圧が増大し、ときに無負荷時において制御
不能になる。このときの電圧Vcを本発明により補助変圧
器（20）を結合してクランプすると上述のような磁気増
幅器によって出力制御を行なう場合において極めて有効
である。

第11図の回路は最終出力電圧を検出増幅回路（32）で検
出増幅してホトカプラなどの適当な絶縁素子（35）にて
絶縁した出力をとり出し、この出力にてトリガパルスの
周期を制御しこのトリガパルスを入力とし、略一定の導
通時間巾を出力するワンショットマルチバイブレータを
作動させ、その出力にて、第１、第2FET（２）（６）の
開閉周波数を制御することによって最終出力電圧を制御
する共振型コンバータであり、これは共振型コンバータ
の出力制御の一般的方法であるが、このような回路構成
においても主変圧器（３）の２次巻線（18）の交流部に
補助変圧器（20）を結合することによって周波数の必要
な制御巾は甚しく減少し、リップルもまた僅少となり従
来の問題点が大巾に改善される。

以上の実施例では、基本の共振回路を並列共振回路によ
って説明したが、これに限られるものでなく第６図のよ
うに主開閉素子としての第1FET（２）が１個だけの並列
共振回路、第７図のような直列共振回路、第８図のよう
な共振回路、その他総ての共振回路においても同一の動
作論理によって補助変圧器（20）とこれに関連して装置
は作動し、それらの共振条件を最良に維持し得ることは
明らかである。

「発明の効果」本発明は上述のように構成したので、無負荷または軽負
荷時には主開閉素子や共振にかかわるインダクタンス、
キャパシタンスにも一定の通過電流を保証することによ
り、その共振条件を略一定に保たせるものであり、これ
により無負荷または軽負荷時の出力電圧を効果的に抑制
するとともに制御される周波数の変化巾は僅少で足りる
ので全体制御を容易ならしめ、さらに主変圧器の２次側
の変化巾も小さいので磁気増幅器等の使用も可能とな
り、これにより多出力構成も可能となるなどの効果を有
する。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明による共振コンバータの第１実施例を示
す電気回路図、第２図は第１図の等価回路図、第３図は
各部の波形図、第４図は共振条件に変化があった場合の
波形図、第５図はチョークインプットによる改良前と改
良後の波形図、第６図、第７図、第８図、第９図、第10
図および第11図は本発明によるそれぞれ異なる回路に実
施した例を示す電気回路図、第12図は従来の回路図であ
る。（１）……直流入力電源、（２）……第1FET、（３）…
…主変圧器、（６）……第2FET、（７）（８）……整流
器、（12）（13）……出力端子、（14）……１次巻線、
（16）（17）……整流器、（18）……２次巻線、（19）
……コンデンサ、（20）……補助変圧器、（21）……１
次巻線、（22）……２次巻線、（23）……整流回路、
（24）……電源用IC、（32）……検出増幅回路。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】直流電源を、主開閉素子のスイッチングに
よりチョッピングして共振回路要素を有する主変圧器の
２次巻線に交流電圧を得、この交流電圧を出力側整流器
で整流し所定の直流電圧を得るようにした共振コンバー
タにおいて、前記出力側整流器の入力側に、補助変圧器
の１次巻線を結合し、この補助変圧器の２次巻線を整流
器を介して前記直流電源側に結合してなることを特徴と
する共振コンバータ。
【請求項２】共振回路素子は、主変圧器の励磁インダク
タンス、リーケージインダクタンス、およびストレイキ
ャパシタンスからなる特許請求の範囲第１項記載の共振
コンバータ。
【請求項３】主変圧器の１次巻線と主開閉素子との間に
逆流防止用整流器を挿入してなる特許請求の範囲第１項
または第２項記載の共振コンバータ。
【請求項４】主変圧器に２次巻線に結合した出力側整流
器と出力の他方の端子との間にコンデンサを挿入してな
る特許請求の範囲第１項、第２項または第３項記載の共
振コンバータ。
【請求項５】主変圧器の２次巻線と出力側整流器の入力
側との間に可飽和リアクトルを挿入し、最終出力を検出
して前記可飽和リアクトルを磁気増幅器として作動せし
めてなる特許請求の範囲第１項、第２項、第３項または
第４項記載の共振コンバータ。
【請求項６】最終出力電圧に対応した出力を絶縁素子を
介して検出してトリガパルスの周期を制御し、このトリ
ガパルスを入力信号として略一定の導通時間中のワンシ
ョットマルチバイブレータを作動させ、その出力で主開
閉素子の開閉周波数を制御して最終出力電圧を制御して
なる特許請求の範囲第１項、第２項、第３項、第４項ま
たは第５項記載の共振コンバータ。