JPH0766299B2 - 比例ソレノイドを有する電磁装置の制御装置 - Google Patents
比例ソレノイドを有する電磁装置の制御装置Info
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- JPH0766299B2 JPH0766299B2 JP31967089A JP31967089A JPH0766299B2 JP H0766299 B2 JPH0766299 B2 JP H0766299B2 JP 31967089 A JP31967089 A JP 31967089A JP 31967089 A JP31967089 A JP 31967089A JP H0766299 B2 JPH0766299 B2 JP H0766299B2
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Description
【発明の詳細な説明】 A.産業上の利用分野 本発明は、供給される電流値に応じた力を発生する比例
ソレノイドを有する電磁装置、例えば電磁比例弁を制御
する装置に関する。
ソレノイドを有する電磁装置、例えば電磁比例弁を制御
する装置に関する。
B.従来の技術 例えば建設機械等の油圧回路では、油圧や油量を制御す
るために電磁比例弁４が多く用いられる。電磁比例弁の
制御量（油圧や油量）は、第８図の特性曲線に示すよう
にコイルの励磁電流Ｉにほぼ比例して変化する。
るために電磁比例弁４が多く用いられる。電磁比例弁の
制御量（油圧や油量）は、第８図の特性曲線に示すよう
にコイルの励磁電流Ｉにほぼ比例して変化する。
従来、このような電磁比例弁４を制御するに際しては、
第９図に示すような回路構成の制御装置が使用されてい
た。
第９図に示すような回路構成の制御装置が使用されてい
た。
すなわち、マイクロプロセッサ（MCU）で構成されるコ
ントローラ１は制御目標値に対応したデジタル信号を出
力する。このデジタル信号はDA変換器２でアナログ電圧
信号に変換される。このアナログ電圧信号は電圧／電流
変換器（VI変換器）３でアナログ電流信号に変換され、
そのアナログ電流信号を電磁比例弁４のコイルに印加し
て励磁する。
ントローラ１は制御目標値に対応したデジタル信号を出
力する。このデジタル信号はDA変換器２でアナログ電圧
信号に変換される。このアナログ電圧信号は電圧／電流
変換器（VI変換器）３でアナログ電流信号に変換され、
そのアナログ電流信号を電磁比例弁４のコイルに印加し
て励磁する。
ここで、電圧／電流変換器３にはディザ機能が付与され
ており、200〜600Hzの高周波電流を電磁比例弁４の定格
電流の10〜20％の範囲でコイル電流に重畳し、電磁比例
弁４のヒステリシスを減少させている。
ており、200〜600Hzの高周波電流を電磁比例弁４の定格
電流の10〜20％の範囲でコイル電流に重畳し、電磁比例
弁４のヒステリシスを減少させている。
ところが、この構成ではDA変換器２と、ディザ機能を有
する電圧／電流変換器３とを用いているため、装置が高
価になるという問題があった。
する電圧／電流変換器３とを用いているため、装置が高
価になるという問題があった。
そこで、電圧／電流変換器等の高価な回路部品を用いず
に電磁比例弁４を制御する装置として、第10図に示す構
成の制御装置が知られている。
に電磁比例弁４を制御する装置として、第10図に示す構
成の制御装置が知られている。
第10図において、１はマイクロプロセッサで構成される
コントローラ、５はデジタル出力部5aとAD変換部5bで構
成された入出力制御部、６は電磁比例弁４のコイルに通
電する励磁電流を形成する駆動トランジスタ、７はフラ
イホイールダイオードである。
コントローラ、５はデジタル出力部5aとAD変換部5bで構
成された入出力制御部、６は電磁比例弁４のコイルに通
電する励磁電流を形成する駆動トランジスタ、７はフラ
イホイールダイオードである。
コントローラ１は、電磁比例弁４のコイルに流す励磁電
流の目標値に対応したデューティの値をデジタル出力部
5aに与える。デジタル出力部5aは、そのデューティに応
じた期間だけハイレベルとなるパルスを駆動トランジス
タ６に入力する。これにより、電磁比例弁４のコイルが
デューティに対応した期間だけ励磁される。この時、コ
イルに流れる励磁電流は、コイル自身のインダクタンス
成分とフライホイールダイオード７の作用により鋸歯状
となり、電源電圧側にフィードバックされる。その平均
電流値は電源電圧とコイル電流のデューティに比例す
る。そこで、コイルの電源電圧をAD変換部5bを介してコ
ントローラ１に読込み、デジタル出力部5aに与えるデュ
ーティの値を読込んだ電源電圧の値に応じて補正する。
これにより、励磁電流がその目標値に設定される。
流の目標値に対応したデューティの値をデジタル出力部
5aに与える。デジタル出力部5aは、そのデューティに応
じた期間だけハイレベルとなるパルスを駆動トランジス
タ６に入力する。これにより、電磁比例弁４のコイルが
デューティに対応した期間だけ励磁される。この時、コ
イルに流れる励磁電流は、コイル自身のインダクタンス
成分とフライホイールダイオード７の作用により鋸歯状
となり、電源電圧側にフィードバックされる。その平均
電流値は電源電圧とコイル電流のデューティに比例す
る。そこで、コイルの電源電圧をAD変換部5bを介してコ
ントローラ１に読込み、デジタル出力部5aに与えるデュ
ーティの値を読込んだ電源電圧の値に応じて補正する。
これにより、励磁電流がその目標値に設定される。
したがって、第10図の構成では電圧／電流変換器が不要
であり、第９図の構成に比べて廉価となる。また、実際
の励磁電圧を検出してフィードバックし、制御目標の励
磁電流に近付くようにデューティを補正しているため、
第６図の装置に比べて精度が向上する。
であり、第９図の構成に比べて廉価となる。また、実際
の励磁電圧を検出してフィードバックし、制御目標の励
磁電流に近付くようにデューティを補正しているため、
第６図の装置に比べて精度が向上する。
しかし上記構成では、ある標準状態におけるコイルの直
流抵抗成分を前提にして、入力された制御目標値からデ
ューティを定めているため、次のような問題が発生す
る。
流抵抗成分を前提にして、入力された制御目標値からデ
ューティを定めているため、次のような問題が発生す
る。
通電時間の長期化や油温の上昇によってコイルの温度が
上昇すると、それに伴ってコイルの直流抵抗も大きくな
る。その結果、同じ制御目標値であっても励磁電流が不
足し、所要の制御量が得られない。
上昇すると、それに伴ってコイルの直流抵抗も大きくな
る。その結果、同じ制御目標値であっても励磁電流が不
足し、所要の制御量が得られない。
このような問題を解決するものとして特公昭62−59444
号公報に示された電磁装置の制御装置が知られている。
号公報に示された電磁装置の制御装置が知られている。
この制御装置は次のように動作する。
操作レバーの不感帯域において、アクチュエータを作動
させるに至らない程度の一定の指令信号を出力し、この
時のコイルの励磁電流を、コイルに直列に接続した抵抗
と、その抵抗の両端の電位差を増幅する差動増幅器と、
その差動増幅器の出力を平均化する平滑フィルタとの組
合せによって検出する。すなわち、平滑フィルタの出力
を所定のタイミングでサンプリングして励磁電流を検出
する。そして、検出された励磁電流に基づいてデューテ
ィ変換係数（補正値）を求め、操作レバーの感帯域にお
いて出力される制御目標値と求められたデューティ変換
係数とから新たなデューティを求める。
させるに至らない程度の一定の指令信号を出力し、この
時のコイルの励磁電流を、コイルに直列に接続した抵抗
と、その抵抗の両端の電位差を増幅する差動増幅器と、
その差動増幅器の出力を平均化する平滑フィルタとの組
合せによって検出する。すなわち、平滑フィルタの出力
を所定のタイミングでサンプリングして励磁電流を検出
する。そして、検出された励磁電流に基づいてデューテ
ィ変換係数（補正値）を求め、操作レバーの感帯域にお
いて出力される制御目標値と求められたデューティ変換
係数とから新たなデューティを求める。
C.発明が解決しようとする課題 ところが、上記公報に示された制御装置では、操作レバ
ーの不感帯域内での操作により流れる励磁電流を検出し
これによりデューティ変換係数を求めて新たなデューテ
ィを演算するため、操作レバーの感帯域では有効な補正
を行うことができない。特にコイルの温度変化は励磁電
流が大きいほど早くて大きくなるため、操作レバーをフ
ルストロークで操作した時には特に有効に補正されな
い。また、励磁電流の脈動を平滑フィルタによって平滑
化しているが、パルス幅変調駆動によるPWMパルス信号
の周期は通常50〜80Hz程度であり、かつコイルの時定数
は非常に大きいため、励磁電流の脈動を充分に平滑化し
得ず、そのサンプリングのタイミングによってデューテ
ィの補正量に大きな誤差が現われるという問題がある。
ーの不感帯域内での操作により流れる励磁電流を検出し
これによりデューティ変換係数を求めて新たなデューテ
ィを演算するため、操作レバーの感帯域では有効な補正
を行うことができない。特にコイルの温度変化は励磁電
流が大きいほど早くて大きくなるため、操作レバーをフ
ルストロークで操作した時には特に有効に補正されな
い。また、励磁電流の脈動を平滑フィルタによって平滑
化しているが、パルス幅変調駆動によるPWMパルス信号
の周期は通常50〜80Hz程度であり、かつコイルの時定数
は非常に大きいため、励磁電流の脈動を充分に平滑化し
得ず、そのサンプリングのタイミングによってデューテ
ィの補正量に大きな誤差が現われるという問題がある。
本発明の技術的課題は、感帯域での励磁電流を検出して
精度良くデューティを求めコイルの温度上昇に伴う悪影
響を解消することにある。
精度良くデューティを求めコイルの温度上昇に伴う悪影
響を解消することにある。
D.課題を解決するための手段 クレーム対応図である第１図（ａ）〜（ｃ）により説明
すると、本発明は、指令された制御目標値に基づいてデ
ューティを演算するデューティ演算手段101と、演算さ
れたデューティのパルス信号を形成するパルス信号形成
手段102と、形成されたパルス信号に応じ電磁装置104の
コイルに通電する励磁電流を形成する励磁電流形成手段
103とを具備する比例ソレノイドを有する電磁装置の制
御装置に適用される。
すると、本発明は、指令された制御目標値に基づいてデ
ューティを演算するデューティ演算手段101と、演算さ
れたデューティのパルス信号を形成するパルス信号形成
手段102と、形成されたパルス信号に応じ電磁装置104の
コイルに通電する励磁電流を形成する励磁電流形成手段
103とを具備する比例ソレノイドを有する電磁装置の制
御装置に適用される。
そして上記の技術的課題は次の構成により解決される。
請求項１の発明は、第１図（ａ）に示すとおりコイルの
励磁電流をパルス信号に同期して積分する積分手段105
を有し、指令される制御目標値と積分手段105が出力す
る積分値とからデューティ演算手段101によってデュー
ティを演算するように構成する。
励磁電流をパルス信号に同期して積分する積分手段105
を有し、指令される制御目標値と積分手段105が出力す
る積分値とからデューティ演算手段101によってデュー
ティを演算するように構成する。
請求項２の発明は、第１図（ｂ）に示すとおり、コイル
の励磁電流をパルス信号に同期して積分する積分手段10
5と、この積分手段105の積分値とこの積分された励磁電
流を形成するために供されたデューティとの比から補正
係数を演算する補正係数演算手段106とを有し、指令さ
れる制御目標値と演算される補正係数とからデューティ
演算手段101によりデューティを演算するように構成す
る。
の励磁電流をパルス信号に同期して積分する積分手段10
5と、この積分手段105の積分値とこの積分された励磁電
流を形成するために供されたデューティとの比から補正
係数を演算する補正係数演算手段106とを有し、指令さ
れる制御目標値と演算される補正係数とからデューティ
演算手段101によりデューティを演算するように構成す
る。
請求項３の発明は、デューティ演算手段101が積分値と
制御目標値との偏差でデューティを演算するようにした
ものである。
制御目標値との偏差でデューティを演算するようにした
ものである。
さらに請求項４の発明は、積分手段105をアナログ積分
回路で構成したものである。
回路で構成したものである。
請求項５の発明においては、第１図（ｃ）に示すとおり
上記積分手段105を、コイルの励磁電流に対応した周波
数のパルス列を発生する電流−周波数変換手段105Aと、
このパルス列を計数するとともにパルス信号に同期して
リセットされる計数手段105Bとから構成し、デューティ
演算手段101が、指令される制御目標値と計数手段の計
数値とからデューティを演算するように構成する。
上記積分手段105を、コイルの励磁電流に対応した周波
数のパルス列を発生する電流−周波数変換手段105Aと、
このパルス列を計数するとともにパルス信号に同期して
リセットされる計数手段105Bとから構成し、デューティ
演算手段101が、指令される制御目標値と計数手段の計
数値とからデューティを演算するように構成する。
E.作用 電磁装置104のコイルに励磁電流が流れると、それに応
じて電磁装置104の制御量が制御される。コイルを流れ
る励磁電流は、励磁電流形成手段103に印加されるパル
ス信号に同期して積分手段105で積分される。デューテ
ィ演算手段101は、指令されている制御目標値とこの積
分値とから新たなデューティを演算する。したがって、
そのデューティに応じた励磁電流がコイルに通電され
る。
じて電磁装置104の制御量が制御される。コイルを流れ
る励磁電流は、励磁電流形成手段103に印加されるパル
ス信号に同期して積分手段105で積分される。デューテ
ィ演算手段101は、指令されている制御目標値とこの積
分値とから新たなデューティを演算する。したがって、
そのデューティに応じた励磁電流がコイルに通電され
る。
請求項２では、積分値とこの積分された励磁電流を形成
するために供されたデューティとの比から補正係数を求
める。デューティ演算手段101は、この補正係数と指令
されている制御目標値とから新たなデューティを演算す
る。
するために供されたデューティとの比から補正係数を求
める。デューティ演算手段101は、この補正係数と指令
されている制御目標値とから新たなデューティを演算す
る。
請求項３では、積分値と制御目標値の偏差とからデュー
ティが求められる。
ティが求められる。
請求項５では、励磁電流はその大きさに応じた周波数パ
ルス列に変換されて上記パルス信号に同期して計数され
る。この計数値と制御目標値とからデューティが求めら
れる。
ルス列に変換されて上記パルス信号に同期して計数され
る。この計数値と制御目標値とからデューティが求めら
れる。
このようにして新たなデューティを演算するようにする
と、操作レバーの感帯域での励磁電流によりデューティ
を高精度で補正できる。また、上記パルス信号と同期し
て励磁電流を積分するようにしたので、きめ細かくデュ
ーティを補正でき、誤差も少なくなる。
と、操作レバーの感帯域での励磁電流によりデューティ
を高精度で補正できる。また、上記パルス信号と同期し
て励磁電流を積分するようにしたので、きめ細かくデュ
ーティを補正でき、誤差も少なくなる。
F.実施例 −第１の実施例− 第２図は、本発明に係る制御装置を電磁比例弁の制御に
用いる第１の実施例を示す構成図である。
用いる第１の実施例を示す構成図である。
11はマイクロプロセッサなどで構成されたコントローラ
であり、操作レバーなどから指令される制御目標値が入
力されるとそれに応じたデューティを示すデジタル信号
（以下、単にデューティＤと呼ぶ）を出力する。14は、
操作レバーの操作に応じて駆動され油圧や油量を制御す
る電磁比例弁、15はデジタル出力部15aとAD変換部15bで
構成される入出力制御部である。デジタル出力部15a
は、その内部に、内蔵クロック信号をカウントするカウ
ンタと、第３図（ｂ）に示すパルス幅変調駆動信号（以
下、PWMパルス信号と呼ぶ）の１周期ｔを決定するため
のカウント値を格納するレジスタとを有する。カウンタ
のカウント値は、内蔵クロック信号の順次の入力に応じ
て第３図（ａ）の（イ）で示すように増加し、（ハ）で
示すレジスタに格納した値に一致するとリセットされ
る。デジタル出力部15aはまた、コントローラ11から与
えられるデューティ比Ｄを保持するレジスタを有してお
り、第３図（ａ）の破線（ロ）で示すようなデューティ
Ｄが与えられた時に、カウンタのカウント値がＤの値を
越えるまでの期間だけ第３図（ｂ）に示すようなローレ
ベルのPWMパルス信号を出力する。操作レバー中立で電
源オンした直後などの初期化状態ではＤ＝０であり、ロ
ーレベルのPWMパルス信号は出力されない。
であり、操作レバーなどから指令される制御目標値が入
力されるとそれに応じたデューティを示すデジタル信号
（以下、単にデューティＤと呼ぶ）を出力する。14は、
操作レバーの操作に応じて駆動され油圧や油量を制御す
る電磁比例弁、15はデジタル出力部15aとAD変換部15bで
構成される入出力制御部である。デジタル出力部15a
は、その内部に、内蔵クロック信号をカウントするカウ
ンタと、第３図（ｂ）に示すパルス幅変調駆動信号（以
下、PWMパルス信号と呼ぶ）の１周期ｔを決定するため
のカウント値を格納するレジスタとを有する。カウンタ
のカウント値は、内蔵クロック信号の順次の入力に応じ
て第３図（ａ）の（イ）で示すように増加し、（ハ）で
示すレジスタに格納した値に一致するとリセットされ
る。デジタル出力部15aはまた、コントローラ11から与
えられるデューティ比Ｄを保持するレジスタを有してお
り、第３図（ａ）の破線（ロ）で示すようなデューティ
Ｄが与えられた時に、カウンタのカウント値がＤの値を
越えるまでの期間だけ第３図（ｂ）に示すようなローレ
ベルのPWMパルス信号を出力する。操作レバー中立で電
源オンした直後などの初期化状態ではＤ＝０であり、ロ
ーレベルのPWMパルス信号は出力されない。
また、16は、PWMパルス信号のローレベルで導通されコ
イル励磁電流を電磁比例弁14のコイルに通電する駆動ト
ランジスタ、17はフライホイールダイオード、18は、電
磁比例弁14に直列接続されコイルに流れる電流を電圧に
変換する抵抗、19は抵抗18に発生する電圧を積分する積
分回路である。
イル励磁電流を電磁比例弁14のコイルに通電する駆動ト
ランジスタ、17はフライホイールダイオード、18は、電
磁比例弁14に直列接続されコイルに流れる電流を電圧に
変換する抵抗、19は抵抗18に発生する電圧を積分する積
分回路である。
ここで、コントローラ11からデューティＤが出力される
と、デジタル出力部15aはこのデューティＤに対応した
期間だけローレベルのパルスを駆動トランジスタ16に入
力する。また、デジタル出力部15aはPWMパルス信号の各
周期の開始タイミングでコントローラ11に対して割込み
要求を出力する。さらにデジタル出力部15aは、PWMパル
ス信号の１周期おきに積分回路19の積分値をリセットす
るためハイレベルのリセット信号を出力する。
と、デジタル出力部15aはこのデューティＤに対応した
期間だけローレベルのパルスを駆動トランジスタ16に入
力する。また、デジタル出力部15aはPWMパルス信号の各
周期の開始タイミングでコントローラ11に対して割込み
要求を出力する。さらにデジタル出力部15aは、PWMパル
ス信号の１周期おきに積分回路19の積分値をリセットす
るためハイレベルのリセット信号を出力する。
一方、コントローラ11は上記割込み要求に応じて、積分
回路19の積分値をAD変換部15bを介して読込み、次に出
力するデューティの演算を行う。積分回路19は、デジタ
ル出力部15aからのリセット信号がローレベルの期間に
コイルに流れる励磁電流を抵抗18で電圧に変換して積分
する。
回路19の積分値をAD変換部15bを介して読込み、次に出
力するデューティの演算を行う。積分回路19は、デジタ
ル出力部15aからのリセット信号がローレベルの期間に
コイルに流れる励磁電流を抵抗18で電圧に変換して積分
する。
以上の構成に係る動作を第３図のタイムチャートと第４
図のフローチャートを参照して説明する。
図のフローチャートを参照して説明する。
まず、装置電源を投入すると、第４図（ａ）のイニシャ
ライズ処理がコントローラ11で実行される。すなわち、
コントローラ11はデジタル出力部15aにハイレベルのリ
セット信号を出力せしめ、積分回路19の積分値を初期化
（リセット）させる（ステップS1）。次に、デューティ
を算出するための係数であるデューティ変換係数Ｋを標
準値Koに初期化し、また、操作レバーから指令される制
御目標値Ｉとデューティの値ＤをそれぞれＩ＝0,D＝０
に初期化する（ステップS2）。その後、デジタル出力部
15aから割込み要求が入力されるのを待つ（ステップS
3）。この初期化状態では、デューティＤが０でありロ
ーレベルのPWMパルス信号が出力されないから、コイル
に励磁電流は流れず電磁比例弁14は駆動されない。
ライズ処理がコントローラ11で実行される。すなわち、
コントローラ11はデジタル出力部15aにハイレベルのリ
セット信号を出力せしめ、積分回路19の積分値を初期化
（リセット）させる（ステップS1）。次に、デューティ
を算出するための係数であるデューティ変換係数Ｋを標
準値Koに初期化し、また、操作レバーから指令される制
御目標値Ｉとデューティの値ＤをそれぞれＩ＝0,D＝０
に初期化する（ステップS2）。その後、デジタル出力部
15aから割込み要求が入力されるのを待つ（ステップS
3）。この初期化状態では、デューティＤが０でありロ
ーレベルのPWMパルス信号が出力されないから、コイル
に励磁電流は流れず電磁比例弁14は駆動されない。
なお、標準値Koは、コイル抵抗および電源電圧をある標
準状態としたときの値である。
準状態としたときの値である。
そして、この初期化状態において周期ｔ毎にコントロー
ラ11に割込み要求が入力されると、コントローラ11は第
４図（ｂ）に示す割込み処理を実行する。
ラ11に割込み要求が入力されると、コントローラ11は第
４図（ｂ）に示す割込み処理を実行する。
この割込み処理では、まず、デジタル出力部15aから出
力しているリセット信号がハイレベルかローレベルかを
判定し、ハイレベルの時は今回の周期で積分動作を行う
ためにリセット信号をローレベルにする（ステップS11,
20）。リセット信号がローレベルの時は前回の周期で積
分動作を行っているので、積分回路19の積分値IiをAD変
換部15bを介して読込み（ステップS12）、その後リセッ
ト信号をハイレベルに切替え、積分回路19の積分値Iiを
リセットする（ステップS13）。
力しているリセット信号がハイレベルかローレベルかを
判定し、ハイレベルの時は今回の周期で積分動作を行う
ためにリセット信号をローレベルにする（ステップS11,
20）。リセット信号がローレベルの時は前回の周期で積
分動作を行っているので、積分回路19の積分値IiをAD変
換部15bを介して読込み（ステップS12）、その後リセッ
ト信号をハイレベルに切替え、積分回路19の積分値Iiを
リセットする（ステップS13）。
次に、デューティ変換係数Ｋの算出を行うが、初期化状
態あるいは電磁比例弁14の駆動を停止している状態では
Ｄ＝０あるいはIi＝０であるため、Ｋ＝Koに設定する
（ステップS14,15,19）。このデューティ変換係数Ｋに
制御目標値Ｉを乗算して次の周期のデューティＤを算出
する（ステップS17）。操作レバーが操作されていなけ
れば制御目標値Ｉは０であるためＤ＝０となり、電磁比
例弁14の励磁電流は流れない。
態あるいは電磁比例弁14の駆動を停止している状態では
Ｄ＝０あるいはIi＝０であるため、Ｋ＝Koに設定する
（ステップS14,15,19）。このデューティ変換係数Ｋに
制御目標値Ｉを乗算して次の周期のデューティＤを算出
する（ステップS17）。操作レバーが操作されていなけ
れば制御目標値Ｉは０であるためＤ＝０となり、電磁比
例弁14の励磁電流は流れない。
その後、操作レバーの操作によって与えられる制御目標
値Ｉの値を読込み（ステップS18）、次の割込み要求が
入力されるまで待機する。
値Ｉの値を読込み（ステップS18）、次の割込み要求が
入力されるまで待機する。
今、初期化後の第１回目の割込み処理のステップS18で
Ｉ＝Ｉ（t1）なる制御目標値が操作レバーから指令され
たものとすると、第２回目の割込み処理では、その前の
周期のリセット信号がハイレベルであれば、ステップS2
0の実行後にステップS17の処理により、 Ｄ＝Ko・Ｉ（t1） の演算が行われ、第３周期目のデューティＤが求められ
る。これにより、電磁比例弁14は、この時のデューティ
Ｄに対応してPWMパルス信号がローレベルとなる期間だ
け駆動される。そして、第２回目の割込み処理の最後の
ステップS18でＩ＝Ｉ（t2）なる制御目標値が読込まれ
たものとすると、第３回目の割込み処理ではステップS1
1〜S16の処理が実行され、ステップS16において、 Ｋ＝D/Ii の演算が実行され、第３周期目で流れた励磁電流の積分
値IiとそのデューティＤとの比によってデューティ変換
係数Ｋが求められる。そして、次のステップS17では、
このデューティ変換係数Ｋに対して次の制御目標値Ｉ
（t2）が乗算され、第４周期目のデューティＤが求めら
れる。
Ｉ＝Ｉ（t1）なる制御目標値が操作レバーから指令され
たものとすると、第２回目の割込み処理では、その前の
周期のリセット信号がハイレベルであれば、ステップS2
0の実行後にステップS17の処理により、 Ｄ＝Ko・Ｉ（t1） の演算が行われ、第３周期目のデューティＤが求められ
る。これにより、電磁比例弁14は、この時のデューティ
Ｄに対応してPWMパルス信号がローレベルとなる期間だ
け駆動される。そして、第２回目の割込み処理の最後の
ステップS18でＩ＝Ｉ（t2）なる制御目標値が読込まれ
たものとすると、第３回目の割込み処理ではステップS1
1〜S16の処理が実行され、ステップS16において、 Ｋ＝D/Ii の演算が実行され、第３周期目で流れた励磁電流の積分
値IiとそのデューティＤとの比によってデューティ変換
係数Ｋが求められる。そして、次のステップS17では、
このデューティ変換係数Ｋに対して次の制御目標値Ｉ
（t2）が乗算され、第４周期目のデューティＤが求めら
れる。
このような制御によって電磁比例弁14のコイルには第３
図（ｄ）に示すような波形形状の励磁電流が流れる。そ
して、積分回路19は、PWMパルス信号に同期して励磁電
流を積分し、第３図（ｅ）に示すような積分値Iiを出力
する。
図（ｄ）に示すような波形形状の励磁電流が流れる。そ
して、積分回路19は、PWMパルス信号に同期して励磁電
流を積分し、第３図（ｅ）に示すような積分値Iiを出力
する。
このように任意のデューティＤに対する励磁電流の実際
の値（Ii）の比（デューティ変換係数）を求め、その比
によって次に出力するPWMパルス信号のデューティを演
算しているため、電磁比例弁14のコイルに温度変化があ
ってもその励磁電流を制御目標値に高精度で近付けるこ
とができる。また、励磁電流の実際の値（Ii）がパルス
幅変調駆動の１周期おきにフィードバックされるため、
時々刻々の励磁電流の変化に高精度に追従してデューテ
ィ変換係数Ｋが変更される。このため、デューティの補
正量の誤差も極めて小さなものとなる。
の値（Ii）の比（デューティ変換係数）を求め、その比
によって次に出力するPWMパルス信号のデューティを演
算しているため、電磁比例弁14のコイルに温度変化があ
ってもその励磁電流を制御目標値に高精度で近付けるこ
とができる。また、励磁電流の実際の値（Ii）がパルス
幅変調駆動の１周期おきにフィードバックされるため、
時々刻々の励磁電流の変化に高精度に追従してデューテ
ィ変換係数Ｋが変更される。このため、デューティの補
正量の誤差も極めて小さなものとなる。
以上の実施例の構成において、コントローラ11がデュー
ティ演算手段を、デジタル出力部15aがパルス信号形成
手段を、駆動トランジスタ16が励磁電流形成手段を、積
分回路19が積分手段をそれぞれ構成する。
ティ演算手段を、デジタル出力部15aがパルス信号形成
手段を、駆動トランジスタ16が励磁電流形成手段を、積
分回路19が積分手段をそれぞれ構成する。
なお、上記実施例においては、励磁電流によって発生す
る抵抗18の両端電圧をPWMパルス信号の１周期おきに積
分しているが、所要の精度のデューティ変換係数Ｋが得
られる範囲内であれば２周期以上にしてもよい。
る抵抗18の両端電圧をPWMパルス信号の１周期おきに積
分しているが、所要の精度のデューティ変換係数Ｋが得
られる範囲内であれば２周期以上にしてもよい。
−第２の実施例− 第５図は、本発明に係る制御装置を電磁比例弁の制御に
用いる第２の実施例を示す構成図である。この実施例は
第１の実施例の積分回路をデジタル回路で構成したもの
である。以下、第２図と同様な箇所には同一の符号を付
して相違点を中心に説明する。
用いる第２の実施例を示す構成図である。この実施例は
第１の実施例の積分回路をデジタル回路で構成したもの
である。以下、第２図と同様な箇所には同一の符号を付
して相違点を中心に説明する。
21は抵抗18に発生する電圧に比例した周波数のパルス列
を発生する電圧−周波数変換器、22はそのパルス列のパ
ルス数を積算計数するカウンタである。
を発生する電圧−周波数変換器、22はそのパルス列のパ
ルス数を積算計数するカウンタである。
ここで、コントローラ11からデューティＤが出力される
と、デジタル出力部15aはこのデューティＤに対応した
期間だけローレベルのパルスを駆動トランジスタ16に入
力する。また、デジタル出力部15aはPWMパルス信号の各
周期の開始タイミングでコントローラ11に対して割込み
要求を出力する。
と、デジタル出力部15aはこのデューティＤに対応した
期間だけローレベルのパルスを駆動トランジスタ16に入
力する。また、デジタル出力部15aはPWMパルス信号の各
周期の開始タイミングでコントローラ11に対して割込み
要求を出力する。
一方、コントローラ11は上記割込み要求に応じて、カウ
ンタ22の計数値をデジタル入力部15bを介して読込み、
続いて、デジタル出力部15aを介してカウンタ22をリセ
ットするためのリセット信号を出力する。さらに、得ら
れた計数値と制御指令入力とに基づき次に出力するデュ
ーティの演算を行う。
ンタ22の計数値をデジタル入力部15bを介して読込み、
続いて、デジタル出力部15aを介してカウンタ22をリセ
ットするためのリセット信号を出力する。さらに、得ら
れた計数値と制御指令入力とに基づき次に出力するデュ
ーティの演算を行う。
以上の構成に係る動作を第３図のタイムチャートと第４
図（ａ）および第６図のフローチャートを参照して説明
する。
図（ａ）および第６図のフローチャートを参照して説明
する。
まず、装置電源の投入に伴いコントローラ11で第４図
（ａ）のイニシャライズ処理が実行される。すなわち、
コントローラ11はデジタル出力部15aにパルス状のリセ
ット信号を出力する。リセット信号は、PWMパルス信号
の周期に対して充分に短いパルス幅をもつパルス状の信
号であり、カウンタ22はリセット信号の立上りのエッジ
でリセット（０にクリア）される（ステップS1）。次
に、ステップS2で上述と同様にデューティ変換係数Ｋ＝
標準値Ko,制御目標値Ｉ＝0,デューティＤ＝０の初期化
が行なわれ（ステップS2）、その後、デジタル出力部15
aから割込み要求が入力されるのを待つ（ステップS
3）。
（ａ）のイニシャライズ処理が実行される。すなわち、
コントローラ11はデジタル出力部15aにパルス状のリセ
ット信号を出力する。リセット信号は、PWMパルス信号
の周期に対して充分に短いパルス幅をもつパルス状の信
号であり、カウンタ22はリセット信号の立上りのエッジ
でリセット（０にクリア）される（ステップS1）。次
に、ステップS2で上述と同様にデューティ変換係数Ｋ＝
標準値Ko,制御目標値Ｉ＝0,デューティＤ＝０の初期化
が行なわれ（ステップS2）、その後、デジタル出力部15
aから割込み要求が入力されるのを待つ（ステップS
3）。
この初期化状態において周期ｔ毎にコントローラ11に割
込み要求が入力されると、コントローラ11は第６図に示
す割込み処理を実行する。
込み要求が入力されると、コントローラ11は第６図に示
す割込み処理を実行する。
この割込み処理では、ステップS12Aにおいてカウンタ計
数値Icをデジタル入力部15bを介して読込み、その後リ
セット信号を出力し、カウンタ22をリセットする（ステ
ップS13）。
数値Icをデジタル入力部15bを介して読込み、その後リ
セット信号を出力し、カウンタ22をリセットする（ステ
ップS13）。
次いで上述と同様なステップS14〜S16,S19を経てステッ
プS17でデューティを演算する。この実施例でも、上述
と同様に、デューティＤを制御目標値Ｉとデューティ変
換係数との積として求めることにする。したがって、デ
ューティ変換係数は、指令された電流値と実際に流れた
電流値との過不足の程度を表わす係数が選ばれる。ここ
では、指令された電流値を代表する値としてデューティ
Ｄを用い、実際に流れた電流値を代表する値としてカウ
ンタ22の積算計数値Icを用い、デューティ変換係数を、 Ｋ＝D/Ic としてステップS16Aで演算し、ステップS17でＤ＝Ｋ・
Ｉにより新しいデューティＤが算出されデジタル出力部
15aに出力される（ステップS7）。そして、次の周期に
備えて制御目標値Ｉを読込み（ステップS18）、割込処
理から復帰する。
プS17でデューティを演算する。この実施例でも、上述
と同様に、デューティＤを制御目標値Ｉとデューティ変
換係数との積として求めることにする。したがって、デ
ューティ変換係数は、指令された電流値と実際に流れた
電流値との過不足の程度を表わす係数が選ばれる。ここ
では、指令された電流値を代表する値としてデューティ
Ｄを用い、実際に流れた電流値を代表する値としてカウ
ンタ22の積算計数値Icを用い、デューティ変換係数を、 Ｋ＝D/Ic としてステップS16Aで演算し、ステップS17でＤ＝Ｋ・
Ｉにより新しいデューティＤが算出されデジタル出力部
15aに出力される（ステップS7）。そして、次の周期に
備えて制御目標値Ｉを読込み（ステップS18）、割込処
理から復帰する。
このような制御によって電磁比例弁14のコイルには先の
実施例と同様に第３図（ｄ）に示すような波形形状の励
磁電流が流れる。励磁電流は、抵抗18で電圧に変換さ
れ、さらに電圧−周波数変換器21によって、電流値が高
いときには周波数が高く、電流値が小さいときには周波
数が低いパルス列に変換される。したがって、カウンタ
22の計数値は、リセット信号によってリセットされたと
きからの電流の積分値を示すことになる。励磁電流の平
均値はIc/tであるが、PWMパルス信号の１周期ｔは一定
の値なので、平均値とIcとは比例関係にあり、比例定数
をデューティ変換係数に含めて考えることにすれば、積
算計数値Icを励磁電流の平均値として取扱うことができ
る。
実施例と同様に第３図（ｄ）に示すような波形形状の励
磁電流が流れる。励磁電流は、抵抗18で電圧に変換さ
れ、さらに電圧−周波数変換器21によって、電流値が高
いときには周波数が高く、電流値が小さいときには周波
数が低いパルス列に変換される。したがって、カウンタ
22の計数値は、リセット信号によってリセットされたと
きからの電流の積分値を示すことになる。励磁電流の平
均値はIc/tであるが、PWMパルス信号の１周期ｔは一定
の値なので、平均値とIcとは比例関係にあり、比例定数
をデューティ変換係数に含めて考えることにすれば、積
算計数値Icを励磁電流の平均値として取扱うことができ
る。
このように本実施例では、任意のデューティＤに対する
励磁電流の実際の値（Ic）の比（デューティ変換係数）
を求め、その比によって次に出力するPWMパルス信号の
デューティを演算しているため、電磁比例弁14のコイル
に温度変化があってもその励磁電流を制御目標値に高精
度で近付けることができる。また、励磁電流の実際の値
（Ic）がパルス幅変調駆動の１周期毎にフィードバック
されるため、時々刻々の励磁電流の変化に高精度に追従
してデューティ変換係数Ｋが変更される。このため、デ
ューティの補正量の誤差も極めて小さなものとなる。
励磁電流の実際の値（Ic）の比（デューティ変換係数）
を求め、その比によって次に出力するPWMパルス信号の
デューティを演算しているため、電磁比例弁14のコイル
に温度変化があってもその励磁電流を制御目標値に高精
度で近付けることができる。また、励磁電流の実際の値
（Ic）がパルス幅変調駆動の１周期毎にフィードバック
されるため、時々刻々の励磁電流の変化に高精度に追従
してデューティ変換係数Ｋが変更される。このため、デ
ューティの補正量の誤差も極めて小さなものとなる。
以上の実施例の構成において、コントローラ11がデュー
ティ演算手段を、デジタル出力部15aがパルス信号形成
手段を、駆動トランジスタ16が励磁電流形成手段を、抵
抗18および電圧−周波数変換器19が電流−周波数変換手
段を、カウンタ22が計数手段をそれぞれ構成する。
ティ演算手段を、デジタル出力部15aがパルス信号形成
手段を、駆動トランジスタ16が励磁電流形成手段を、抵
抗18および電圧−周波数変換器19が電流−周波数変換手
段を、カウンタ22が計数手段をそれぞれ構成する。
−第３の実施例− 第７図（ａ），（ｂ）により第３の実施例を説明する。
なお、ハード構成は第５図に示したものと同様である。
なお、ハード構成は第５図に示したものと同様である。
電源を投入すると第７図（ａ）のイニシャライズ処理が
コントローラ11で実行される。まず、コントローラ11は
デジタル出力部15aを介してカウンタ22にリセット信号
を送り、カウント値を０にする（ステップS1）。次に操
作レバーから指令される制御目標値ＩとデューティＤを
それぞれＩ＝0,D＝０に初期化する（ステップS2A）。こ
の後、入出力制御部15から割込み要求が入力されるのを
待つ（ステップS3）。
コントローラ11で実行される。まず、コントローラ11は
デジタル出力部15aを介してカウンタ22にリセット信号
を送り、カウント値を０にする（ステップS1）。次に操
作レバーから指令される制御目標値ＩとデューティＤを
それぞれＩ＝0,D＝０に初期化する（ステップS2A）。こ
の後、入出力制御部15から割込み要求が入力されるのを
待つ（ステップS3）。
この初期化状態において周期ｔ毎にコントローラ11に割
込要求が入力されると、コントローラ11は第７図（ｂ）
に示す割込処理を実行する。
込要求が入力されると、コントローラ11は第７図（ｂ）
に示す割込処理を実行する。
この割込処理では、まず、カウンタ22の計数値Icおよび
制御目標値Ｉを入出力制御部15を介して読み込む（ステ
ップS12B）。次にカウンタ22にリセット信号を送りカウ
ント値を０にする（ステップS13）。計数値Icは制御目
標値Ｉと計算上のレベルを合わせるための計数Ksを乗ぜ
られて電流Ifに変換され、さらに制御目標値Ｉとの差DE
LT（目標電流値と実際に流れる電流との偏差）が求めら
れる（ステップS21）。デューティＤは、前の周期に出
力したデューティＤに今回求まった偏差DELTとゲインKi
との積を加える（DELTが負の場合には減ずることにな
る）ことで決定される（ステップS22）。ここでKiは制
御のゲインであり、大きいと速応性は良いが、不安定に
なりやすく、小さいと安定であるが、速応性に欠ける傾
向をもつ。最後に計算されたデューティＤを出力する
（ステップS23）。これは第３図（ａ）に示される
（ロ）を格納しているレジスタを書き換えることで行わ
れる。
制御目標値Ｉを入出力制御部15を介して読み込む（ステ
ップS12B）。次にカウンタ22にリセット信号を送りカウ
ント値を０にする（ステップS13）。計数値Icは制御目
標値Ｉと計算上のレベルを合わせるための計数Ksを乗ぜ
られて電流Ifに変換され、さらに制御目標値Ｉとの差DE
LT（目標電流値と実際に流れる電流との偏差）が求めら
れる（ステップS21）。デューティＤは、前の周期に出
力したデューティＤに今回求まった偏差DELTとゲインKi
との積を加える（DELTが負の場合には減ずることにな
る）ことで決定される（ステップS22）。ここでKiは制
御のゲインであり、大きいと速応性は良いが、不安定に
なりやすく、小さいと安定であるが、速応性に欠ける傾
向をもつ。最後に計算されたデューティＤを出力する
（ステップS23）。これは第３図（ａ）に示される
（ロ）を格納しているレジスタを書き換えることで行わ
れる。
このような第３の実施例では、操作レバーから与えられ
る制御目標値Ｉと実際の電流値Ifとの偏差DELTをフィー
ドバックすることによりデューティＤを演算するように
しているから、先に説明した第１および第２の実施例と
同等の作用効果が得られる。
る制御目標値Ｉと実際の電流値Ifとの偏差DELTをフィー
ドバックすることによりデューティＤを演算するように
しているから、先に説明した第１および第２の実施例と
同等の作用効果が得られる。
なお以上では、電磁比例弁について説明したが、比例ソ
レノイドを有するその他の電磁装置にも本発明を適用で
きる。
レノイドを有するその他の電磁装置にも本発明を適用で
きる。
G.発明の効果 以上説明したように本発明においては、電磁比例弁など
の電磁装置を実際に作動させる操作レバーの感帯域内で
の励磁電流を積分し、操作レバーなどから指令される制
御目標値と積分値とに基づいてデューティでを求めるよ
うにし、その積分をPWMパルスに同期して行うようにし
たので、電磁装置のコイルの温度上昇等に伴う励磁電流
の変化を高精度で補償できる。
の電磁装置を実際に作動させる操作レバーの感帯域内で
の励磁電流を積分し、操作レバーなどから指令される制
御目標値と積分値とに基づいてデューティでを求めるよ
うにし、その積分をPWMパルスに同期して行うようにし
たので、電磁装置のコイルの温度上昇等に伴う励磁電流
の変化を高精度で補償できる。
従って、例えば電磁比例弁による制御量をフィードフォ
ワードで制御する多関節アームの軌跡制御システムで
は、実際の軌跡と計算した軌跡との偏差が極めて小さく
なり、また速度制御システムでは速度偏差が極めて小さ
くなるという効果が得られる。また、フィードバック制
御を併用したシステムでは、フィードバック量と目標値
との偏差が少なくなるため、安定した制御を行うことが
可能になる。
ワードで制御する多関節アームの軌跡制御システムで
は、実際の軌跡と計算した軌跡との偏差が極めて小さく
なり、また速度制御システムでは速度偏差が極めて小さ
くなるという効果が得られる。また、フィードバック制
御を併用したシステムでは、フィードバック量と目標値
との偏差が少なくなるため、安定した制御を行うことが
可能になる。
第１図はクレーム対応図である。 第２図および第５図は本発明の第１および第２の実施例
を示す構成図、第３図は実施例の動作を説明するための
タイムチャート、第４図、第６図および第７図はそれぞ
れ各実施例におけるデューティの補正処理の概要を示す
フローチャート、第８図は電磁比例弁の励磁電流と制御
量の関係を示す特性図、第９図は従来装置の一例を示す
構成図、第10図は従来装置の他の例を示す構成図であ
る。 11:コントローラ、14:電磁比例弁 15:入出力制御部、15a:デジタル出力部 15b:AD変換部、16:駆動トランジスタ 17:フライホイールダイオード 18:抵抗、19:積分回路 21:電圧−周波数変換器、22:計数回路 101:デューティ演算手段 102:パルス信号形成手段 103:励磁電流形成手段、104:電磁装置 105:積分手段 105A:電流−周波数変換手段、105B:計数手段 106:補正係数演算手段
を示す構成図、第３図は実施例の動作を説明するための
タイムチャート、第４図、第６図および第７図はそれぞ
れ各実施例におけるデューティの補正処理の概要を示す
フローチャート、第８図は電磁比例弁の励磁電流と制御
量の関係を示す特性図、第９図は従来装置の一例を示す
構成図、第10図は従来装置の他の例を示す構成図であ
る。 11:コントローラ、14:電磁比例弁 15:入出力制御部、15a:デジタル出力部 15b:AD変換部、16:駆動トランジスタ 17:フライホイールダイオード 18:抵抗、19:積分回路 21:電圧−周波数変換器、22:計数回路 101:デューティ演算手段 102:パルス信号形成手段 103:励磁電流形成手段、104:電磁装置 105:積分手段 105A:電流−周波数変換手段、105B:計数手段 106:補正係数演算手段
Claims (5)
- 【請求項１】指令された制御目標値に基づいてデューテ
ィを演算するデューティ演算手段と、演算されたデュー
ティのパルス信号を形成するパルス信号形成手段と、形
成されたパルス信号に応じ電磁装置のコイルに通電する
励磁電流を形成する励磁電流形成手段とを具備する装置
において、 前記コイルの励磁電流を前記パルス信号に同期して積分
する積分手段を有し、 前記デューティ演算手段は、指令される制御目標値と前
記積分手段が出力する積分値とからデューティを演算す
ることを特徴とする比例ソレノイドを有する電磁装置の
制御装置。 - 【請求項２】指令された制御目標値に基づいてデューテ
ィを演算するデューティ演算手段と、演算されたデュー
ティのパルス信号を形成するパルス信号形成手段と、形
成されたパルス信号に応じ電磁装置のコイルに通電する
励磁電流を形成する励磁電流形成手段とを具備する装置
において、 前記コイルの励磁電流を前記パルス信号に同期して積分
する積分手段と、 この積分手段の積分値とこの積分された励磁電流を形成
するために供されたデューティとの比から補正係数を演
算する補正係数演算手段とを有し、 前記デューティ演算手段は、指令される制御目標値と演
算される補正係数とからデューティを演算することを特
徴とする比例ソレノイドを有する電磁装置の制御装置。 - 【請求項３】指令された制御目標値に基づいてデューテ
ィを演算するデューティ演算手段と、演算されたデュー
ティのパルス信号を形成するパルス信号形成手段と、形
成されたパルス信号に応じ電磁装置のコイルに通電する
励磁電流を形成する励磁電流形成手段とを具備する装置
において、 前記コイルの励磁電流を前記パルス信号に同期して積分
する積分手段を具備し、 前記デューティ演算手段は、この積分手段の積分値と前
記制御目標値との偏差に応じてデューティを演算するこ
とを特徴とする比例ソレノイドを有する電磁装置の制御
装置。 - 【請求項４】請求項１〜３のいずれかの項に記載の制御
装置において、前記積分手段がアナログ積分回路を有す
ることを特徴とする比例ソレノイドを有する電磁装置の
制御装置。 - 【請求項５】請求項１〜３のいずれかの項に記載の制御
装置において、前記積分手段が、前記コイルの励磁電流
に対応した周波数のパルス列を発生する電流−周波数変
換手段と、このパルス列を計数するとともに前記パルス
信号に同期してリセットされる計数手段とを有し、前記
積分値が計数値であることを特徴とする比例ソレノイド
を有する電磁装置の制御装置。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| PCT/JP1990/000100 WO1990008914A1 (en) | 1989-01-30 | 1990-01-29 | Device for controlling electromagnetic device having a proportional solenoid |
| US07/582,213 US5191504A (en) | 1989-01-30 | 1990-01-29 | Control apparatus for electromagnetic device having proportional solenoid |
| EP90902380A EP0416111B1 (en) | 1989-01-30 | 1990-01-29 | Device for controlling electromagnetic device having a proportional solenoid |
| DE69028163T DE69028163T2 (de) | 1989-01-30 | 1990-01-29 | Vorrichtung zur Regelung einer Elektromagnetischer Anordnung mit einer proportionellen Spule |
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2184189 | 1989-01-30 | ||
| JP1-21841 | 1989-01-30 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02277108A JPH02277108A (ja) | 1990-11-13 |
| JPH0766299B2 true JPH0766299B2 (ja) | 1995-07-19 |
Family
ID=12066310
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP31967089A Expired - Fee Related JPH0766299B2 (ja) | 1989-01-30 | 1989-12-07 | 比例ソレノイドを有する電磁装置の制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0766299B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010191664A (ja) * | 2009-02-18 | 2010-09-02 | Infineon Technologies Ag | 積分電流調整器および電流調整方法 |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH1039902A (ja) * | 1996-07-19 | 1998-02-13 | Komatsu Ltd | 電流制御装置 |
| JP4743791B2 (ja) * | 2007-02-08 | 2011-08-10 | 日立建機株式会社 | 電磁比例弁の制御装置 |
| JP2010258146A (ja) * | 2009-04-23 | 2010-11-11 | Fuji Electric Systems Co Ltd | ソレノイド電流制御装置およびソレノイド電流制御方法 |
| JP5297393B2 (ja) * | 2010-01-13 | 2013-09-25 | 旭化成エレクトロニクス株式会社 | 電流ロック回路 |
| JP6289026B2 (ja) * | 2013-10-22 | 2018-03-07 | ダイハツ工業株式会社 | 制御装置 |
-
1989
- 1989-12-07 JP JP31967089A patent/JPH0766299B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010191664A (ja) * | 2009-02-18 | 2010-09-02 | Infineon Technologies Ag | 積分電流調整器および電流調整方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH02277108A (ja) | 1990-11-13 |
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