JPH0753028B2 - スイツチング電源 - Google Patents
スイツチング電源Info
- Publication number
- JPH0753028B2 JPH0753028B2 JP60148302A JP14830285A JPH0753028B2 JP H0753028 B2 JPH0753028 B2 JP H0753028B2 JP 60148302 A JP60148302 A JP 60148302A JP 14830285 A JP14830285 A JP 14830285A JP H0753028 B2 JPH0753028 B2 JP H0753028B2
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- voltage
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- winding
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Description
【発明の詳細な説明】 〔発明の利用分野〕 本発明は、スイッチング電源に係り、特に自励発振方式
における保護回路方式に関するものである。
における保護回路方式に関するものである。
従来のスイツチング電源では、実開昭56−52489号公報
に記載のように、可飽和リアクトルを用いたオン期間制
御が行なわれていた。しかし、オン期間の最大値を決定
するものがなく、それらの保護については配慮されてい
なかつた。
に記載のように、可飽和リアクトルを用いたオン期間制
御が行なわれていた。しかし、オン期間の最大値を決定
するものがなく、それらの保護については配慮されてい
なかつた。
〔発明の目的〕 本発明の目的は、簡単な回路構成で高い定電圧精度の自
励発振方式の電源を安全に動作させ、信頼性の高い電源
を提供することにある。
励発振方式の電源を安全に動作させ、信頼性の高い電源
を提供することにある。
本発明の目的は、直流入力電源と変圧器の第１次巻線と
スイッチ素子とが直列に接続された１次回路と、前記変
圧器の第２次巻線より得られた出力を整流、平滑して直
流出力電圧を得る２次回路とを備え、前記変圧器に帰還
巻線を設け該巻線より前記スイッチ素子に正帰還をかけ
てスイッチング動作させる自励式スイッチング電源にお
いて、前記スイッチ素子のオフ期間を一定とするオフ期
間決定回路と、前記直流出力電圧とその基準値との偏差
を可飽和リアクトルの１次側に入力し、その可飽和リア
クトルの２次側からの出力信号に基づいて前記スイッチ
素子のオン期間を決定するオン期間決定回路と、前記変
圧器に設けた帰還巻線と並列に設けられ該帰還巻線の出
力電圧に応じて前記オン期間決定回路から出力されるオ
ン期間信号の最大オン期間を決定する遅延時間発生回路
とを具備したことにより達成される。
スイッチ素子とが直列に接続された１次回路と、前記変
圧器の第２次巻線より得られた出力を整流、平滑して直
流出力電圧を得る２次回路とを備え、前記変圧器に帰還
巻線を設け該巻線より前記スイッチ素子に正帰還をかけ
てスイッチング動作させる自励式スイッチング電源にお
いて、前記スイッチ素子のオフ期間を一定とするオフ期
間決定回路と、前記直流出力電圧とその基準値との偏差
を可飽和リアクトルの１次側に入力し、その可飽和リア
クトルの２次側からの出力信号に基づいて前記スイッチ
素子のオン期間を決定するオン期間決定回路と、前記変
圧器に設けた帰還巻線と並列に設けられ該帰還巻線の出
力電圧に応じて前記オン期間決定回路から出力されるオ
ン期間信号の最大オン期間を決定する遅延時間発生回路
とを具備したことにより達成される。
以下、本発明の実施例を第１図によつて説明する。
図において、１は主スイツチ素子Q1のオフ期間決定回
路、２はQ1のオン期間決定回路、３は印加された電圧時
間積によつてインピーダンスを変化させる変換素子、４
は出力電圧を検出し信号を出す電圧検出回路、５は前記
回路２で決定されたQ1のオン期間の最大値を決定する遅
延時間発生回路である。以下この回路動作について簡単
に説明する。
路、２はQ1のオン期間決定回路、３は印加された電圧時
間積によつてインピーダンスを変化させる変換素子、４
は出力電圧を検出し信号を出す電圧検出回路、５は前記
回路２で決定されたQ1のオン期間の最大値を決定する遅
延時間発生回路である。以下この回路動作について簡単
に説明する。
直流入力電圧Ｅが投入されると１及び２の回路内に電流
が流れる。１の回路により信号電圧が素子Q1のゲート電
極に印加され、Q1はオンし始め起動する。それにより２
の回路よりQ1をオンする電圧を印加しQ1はオン状態とな
る。次に２の回路のｅ端子からQ1をオフさせるための副
スイツチ素子Q2のベース電極に電流を流しQ2をオンし、
Q1のゲート・ソース間電極間の電圧を下げQ1はオフす
る。Q1がオフしてから一定時間経過後、１の回路からQ1
のオフ期間の終了を知らせる電圧をQ1のゲート電極に与
え、Q1がオンする。これらの動作の繰り返しによりこの
回路は発振をする。
が流れる。１の回路により信号電圧が素子Q1のゲート電
極に印加され、Q1はオンし始め起動する。それにより２
の回路よりQ1をオンする電圧を印加しQ1はオン状態とな
る。次に２の回路のｅ端子からQ1をオフさせるための副
スイツチ素子Q2のベース電極に電流を流しQ2をオンし、
Q1のゲート・ソース間電極間の電圧を下げQ1はオフす
る。Q1がオフしてから一定時間経過後、１の回路からQ1
のオフ期間の終了を知らせる電圧をQ1のゲート電極に与
え、Q1がオンする。これらの動作の繰り返しによりこの
回路は発振をする。
Q1がオン，オフを繰り返す事により変圧器T1の第１次巻
線n1には電圧が発生し、変圧器作用によつて第２次巻線
n2に電圧が誘起する。n2に誘起した電圧はダイオードD
1,D2及びリアクトルL1,コンデンサC1の働きにより整流
平滑された出力電圧V0が負荷抵抗Ｒに供給される。
線n1には電圧が発生し、変圧器作用によつて第２次巻線
n2に電圧が誘起する。n2に誘起した電圧はダイオードD
1,D2及びリアクトルL1,コンデンサC1の働きにより整流
平滑された出力電圧V0が負荷抵抗Ｒに供給される。
出力電圧V0はQ1のオン期間tonと１次回路の自励発振周
期Ｔによつて決まり、ton/Tに比例して増減する。本回
路では１の回路動作によつてオフ期間一定の発振をする
ため、出力電圧V0はオン期間tonによつて決定される。
期Ｔによつて決まり、ton/Tに比例して増減する。本回
路では１の回路動作によつてオフ期間一定の発振をする
ため、出力電圧V0はオン期間tonによつて決定される。
電圧検出回路４は、出力電圧V0をk,l端子より検出し、
回路内の基準電圧との比較によりその差分に比例した誤
差信号電圧をi,j端子に出力する。その電圧は変換素子
３に入力される。
回路内の基準電圧との比較によりその差分に比例した誤
差信号電圧をi,j端子に出力する。その電圧は変換素子
３に入力される。
変換素子３は第２図に示す様な角形の磁気特性を持ち、
i,j端子間に入力された電圧時間積によつて、g,h端子間
の状態が高インピーダンスから低インピーダンス状態を
移るまでの時間を変化させる。その時間は１周期前のオ
フ期間に入力された電圧時間積によつて決まる。その入
力された電圧時間積が大きい場合にはg,h端子のインピ
ーダンスの状態が変化するまでの時間が長く、電圧時間
積が小さい場合にはその時間が短かくなる。Q1のオフ期
間は前述の様に一定であるため、変換素子３で変化させ
得る時間はi,j端子間に入力された電圧にのみ依存す
る。
i,j端子間に入力された電圧時間積によつて、g,h端子間
の状態が高インピーダンスから低インピーダンス状態を
移るまでの時間を変化させる。その時間は１周期前のオ
フ期間に入力された電圧時間積によつて決まる。その入
力された電圧時間積が大きい場合にはg,h端子のインピ
ーダンスの状態が変化するまでの時間が長く、電圧時間
積が小さい場合にはその時間が短かくなる。Q1のオフ期
間は前述の様に一定であるため、変換素子３で変化させ
得る時間はi,j端子間に入力された電圧にのみ依存す
る。
変換素子３のg,h間のインピーダンスが高い状態から低
い状態に変化すると、オン期間決定回路２はｅ端子Q2に
ベース電流を流し、Q2をオンさせる。それによつてQ1が
オンする。即ち出力電圧検出の信号によりQ1のオン期間
は変化する。出力電圧V0を一定に保つ様に誤差信号電圧
を出力する様に４の回路を構成する事により出力電圧を
所望の安定した直流電圧として得る事ができる。いわゆ
るフイードバツク制御の動作をする。
い状態に変化すると、オン期間決定回路２はｅ端子Q2に
ベース電流を流し、Q2をオンさせる。それによつてQ1が
オンする。即ち出力電圧検出の信号によりQ1のオン期間
は変化する。出力電圧V0を一定に保つ様に誤差信号電圧
を出力する様に４の回路を構成する事により出力電圧を
所望の安定した直流電圧として得る事ができる。いわゆ
るフイードバツク制御の動作をする。
この回路では、オフ期間を一定としてオン期間制御を行
なうため、簡単な回路構成とする事ができ、高い出力電
圧精度が得られ、発振周期も比較的安定して得られる利
点がある。しかし、この回路ではオン期間の最大値を制
限するものがなく、入力電圧の低下や負荷急変によりオ
ン期間が過大となり、Q1に過大な電流が流れる欠点を有
している。以下、それらについて説明する。
なうため、簡単な回路構成とする事ができ、高い出力電
圧精度が得られ、発振周期も比較的安定して得られる利
点がある。しかし、この回路ではオン期間の最大値を制
限するものがなく、入力電圧の低下や負荷急変によりオ
ン期間が過大となり、Q1に過大な電流が流れる欠点を有
している。以下、それらについて説明する。
例えば、負荷が急変し重くなつた場合、出力電圧V0が低
下する。４の回路により、変換素子３へその出力電圧低
下分を補償するための電圧が入力される。しかし、４の
回路の過渡応答特性により入力される誤差検出電圧が過
渡応答を示し、一時的に過大となる現象を生ずる。その
間、Q1のオン期間も過大となる。
下する。４の回路により、変換素子３へその出力電圧低
下分を補償するための電圧が入力される。しかし、４の
回路の過渡応答特性により入力される誤差検出電圧が過
渡応答を示し、一時的に過大となる現象を生ずる。その
間、Q1のオン期間も過大となる。
変圧器T1はQ1のオン期間に印加された電圧時間積と同一
の電圧時間積をオフ期間に発生し、リセツトする必要が
ある。本回路では、オフ期間一定であるため、前記理由
によりオン期間をある一定期間以下としなければならな
い。また変圧器T1のオン期間の設計の許容値によつても
制限される。オン期間が、その限度を越えた場合、変圧
器T1は飽和し、それによりQ1に過大なドレイン電流が流
れ破損に至る。
の電圧時間積をオフ期間に発生し、リセツトする必要が
ある。本回路では、オフ期間一定であるため、前記理由
によりオン期間をある一定期間以下としなければならな
い。また変圧器T1のオン期間の設計の許容値によつても
制限される。オン期間が、その限度を越えた場合、変圧
器T1は飽和し、それによりQ1に過大なドレイン電流が流
れ破損に至る。
これを第２図に示す変換素子３の磁気特性によつてみて
みると、平常動作においては変換素子３に入力された電
圧時間積によつて、素子の磁束密度はBmからB1まで変化
する。即ち、その変化幅をΔＢとすると変換素子の入力
電圧をVij，素子等によつて決まる比例定数をＫとする
と ΔＢ＝Ｋ・Vij・toff となる。許容される最大オン期間tonmaxによつて決まる
磁束密度の変化幅をΔBmaxとすれば、ΔＢはΔBmax以下
としなければならない。しかし、入力された電圧Vijが
大きく磁束密度が第２図中のB2点にまで達したとする
と、次のオン期間はB2からBmに達するまでの時間となり
ΔBmaxを越えてしまい危険である。
みると、平常動作においては変換素子３に入力された電
圧時間積によつて、素子の磁束密度はBmからB1まで変化
する。即ち、その変化幅をΔＢとすると変換素子の入力
電圧をVij，素子等によつて決まる比例定数をＫとする
と ΔＢ＝Ｋ・Vij・toff となる。許容される最大オン期間tonmaxによつて決まる
磁束密度の変化幅をΔBmaxとすれば、ΔＢはΔBmax以下
としなければならない。しかし、入力された電圧Vijが
大きく磁束密度が第２図中のB2点にまで達したとする
と、次のオン期間はB2からBmに達するまでの時間となり
ΔBmaxを越えてしまい危険である。
本実施例では、変換素子３の磁束密度の変化量をΔBmax
に留めておく手段を設ける事により、Q1のオン期間が過
大とならない様にするものである。Q1がオンしてから一
定時間後に信号を発生させ、Q2をオンさせる事により大
きな電圧時間積が変換素子３に入力されても、ΔＢをΔ
Bmaxに留めておく事ができる。
に留めておく手段を設ける事により、Q1のオン期間が過
大とならない様にするものである。Q1がオンしてから一
定時間後に信号を発生させ、Q2をオンさせる事により大
きな電圧時間積が変換素子３に入力されても、ΔＢをΔ
Bmaxに留めておく事ができる。
次に、この手段を実現するための具体例について述べ
る。
る。
第３図に１の回路の例を示す。この回路はR31,C31の時
定数によつて主スイツチ素子Q1のオフ期間を一定とする
様に、Q1のゲート電極に電圧を印加するものであり、昭
和60年度電子通信学会総会全国大会No.2777等で発表さ
れ公知であるので説明を省略する。
定数によつて主スイツチ素子Q1のオフ期間を一定とする
様に、Q1のゲート電極に電圧を印加するものであり、昭
和60年度電子通信学会総会全国大会No.2777等で発表さ
れ公知であるので説明を省略する。
第４図に２の回路の１例を示す。図中のn4は第１図中の
変圧器T1の第４次巻線である。n4は、Q1のオン期間に黒
丸を正極性とする電圧を誘起し、その電圧はQ1のゲート
電極に印加される。Q1がオンしてから第４図中のg,h端
子間に接続された変換素子３のインピーダンスが低くな
ると、抵抗R41に電流を流す。抵抗による電圧降下によ
りe,f端子間に電圧を発生させQ2をオンさせる。
変圧器T1の第４次巻線である。n4は、Q1のオン期間に黒
丸を正極性とする電圧を誘起し、その電圧はQ1のゲート
電極に印加される。Q1がオンしてから第４図中のg,h端
子間に接続された変換素子３のインピーダンスが低くな
ると、抵抗R41に電流を流す。抵抗による電圧降下によ
りe,f端子間に電圧を発生させQ2をオンさせる。
第５図に変換素子３として、角形特性を持つた可飽和リ
アクトルを示す。これと同様の動作をする素子を用いて
も構成は可能である。
アクトルを示す。これと同様の動作をする素子を用いて
も構成は可能である。
第６図に電圧検出回路４の回路例を示す。k,l端子より
検出された出力電圧は、R63,ZD61により得られる基準電
圧と比較し、その誤差電圧をIC61,Q61による回路にて増
幅し、変換素子３の入力端子i,jに入力する。
検出された出力電圧は、R63,ZD61により得られる基準電
圧と比較し、その誤差電圧をIC61,Q61による回路にて増
幅し、変換素子３の入力端子i,jに入力する。
第７図は、第１図の遅延時間発生回路５を示し、変換素
子３の磁束密度の最大値ΔBmaxを決定するための回路例
である。同回路の端子ｃとｆは帰還巻線n4の両端に接続
され該巻線に誘起する電圧は、R71とZD71により一定電
圧を得て、R72及びR73を介してC71が充電される。その
充電電圧が上昇し、やがてZD72を導通する電圧に達する
と、ｅ端子より電流が流れ、第１図におけるQ2をオンさ
せる。この他の回路を用いても一定期間を経てから信号
を発生させる回路の構成は可能であり、同様の効果を得
る事ができるのは明らかである。
子３の磁束密度の最大値ΔBmaxを決定するための回路例
である。同回路の端子ｃとｆは帰還巻線n4の両端に接続
され該巻線に誘起する電圧は、R71とZD71により一定電
圧を得て、R72及びR73を介してC71が充電される。その
充電電圧が上昇し、やがてZD72を導通する電圧に達する
と、ｅ端子より電流が流れ、第１図におけるQ2をオンさ
せる。この他の回路を用いても一定期間を経てから信号
を発生させる回路の構成は可能であり、同様の効果を得
る事ができるのは明らかである。
次に、他の実施例について第８図に示す。図における記
号は第１図のそれと対応し共通である。この回路では、
変換素子３の磁束密度の最大値を決定する回路を変圧器
T1の２次側で構成した例である。図中６の回路はm,l端
子よりQ1のオン状態を検出し、Q1がオンしてから一定時
間経過後にk,l端子に信号電圧を出力する。その信号が
変換素子３及びオン期間決定回路２に伝達しQ2をオンさ
せる信号となる。
号は第１図のそれと対応し共通である。この回路では、
変換素子３の磁束密度の最大値を決定する回路を変圧器
T1の２次側で構成した例である。図中６の回路はm,l端
子よりQ1のオン状態を検出し、Q1がオンしてから一定時
間経過後にk,l端子に信号電圧を出力する。その信号が
変換素子３及びオン期間決定回路２に伝達しQ2をオンさ
せる信号となる。
第９図に、６の回路の具体例を示す。図においては、抵
抗とコンデンサの時定数によつて遅延回路を用いている
が、第７図に示す回路と同様な動作である。しかるに、
第８図に示す回路構成でも第１図に示す回路構成と同様
の効果が得られる事は明らかである。また変圧器の２次
側回路で構成した場合、１次回路の簡素化が計れ、安全
規格等の適合に大変有利である。
抗とコンデンサの時定数によつて遅延回路を用いている
が、第７図に示す回路と同様な動作である。しかるに、
第８図に示す回路構成でも第１図に示す回路構成と同様
の効果が得られる事は明らかである。また変圧器の２次
側回路で構成した場合、１次回路の簡素化が計れ、安全
規格等の適合に大変有利である。
本発明によれば、特に、スイッチング電源の起動、停止
時及び負荷急変時における制御の過渡応答に対し、オフ
期間決定回路によるオフ期間を一定としてオン期間が制
御されるので発振周期の変動が小さく出力電圧の安定化
が図れ、さらに、遅延時間発生回路を設けることによ
り、オン期間の最大値が変圧器を飽和させない期間に限
定されるので、変圧器の磁気飽和に伴う過電流が防止で
き、安全で信頼性の高いスイッチング電源が得られると
いう効果がある。
時及び負荷急変時における制御の過渡応答に対し、オフ
期間決定回路によるオフ期間を一定としてオン期間が制
御されるので発振周期の変動が小さく出力電圧の安定化
が図れ、さらに、遅延時間発生回路を設けることによ
り、オン期間の最大値が変圧器を飽和させない期間に限
定されるので、変圧器の磁気飽和に伴う過電流が防止で
き、安全で信頼性の高いスイッチング電源が得られると
いう効果がある。
第１図は本発明の一実施例を示す図、第２図は素子３の
特性を示す図、第３図から第７図は第１図に示した回路
の部分構成図、第８図は他の実施例を示す図、第９図は
第８図の部分構成図である。 Ｅ…直流入力電圧、Q1…主スイツチ素子、Q2…副スイツ
チ素子、T1…変圧器、１…オフ期間決定回路、２…オン
期間決定回路、３…変換素子、４…電圧検出回路、５…
遅延時間発生回路、６…遅延時間発生回路。
特性を示す図、第３図から第７図は第１図に示した回路
の部分構成図、第８図は他の実施例を示す図、第９図は
第８図の部分構成図である。 Ｅ…直流入力電圧、Q1…主スイツチ素子、Q2…副スイツ
チ素子、T1…変圧器、１…オフ期間決定回路、２…オン
期間決定回路、３…変換素子、４…電圧検出回路、５…
遅延時間発生回路、６…遅延時間発生回路。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 阿部 公仁 茨城県日立市久慈町4026番地 株式会社日 立製作所日立研究所内 (56)参考文献 特開 昭58−144922（ＪＰ，Ａ) 実開 昭59−90289（ＪＰ，Ｕ) 実開 昭57−144125（ＪＰ，Ｕ) 実開 昭56−83995（ＪＰ，Ｕ) 特公 昭51−20686（ＪＰ，Ｂ１)
Claims (1)
- 【請求項１】直流入力電源と変圧器の第１次巻線とスイ
ッチ素子とが直列に接続された１次回路と、前記変圧器
の第２次巻線より得られた出力を整流、平滑して直流出
力電圧を得る２次回路とを備え、前記変圧器に帰還巻線
を設け該巻線より前記スイッチ素子に正帰還をかけてス
イッチング動作させる自励式のスイッチング電源におい
て、 前記スイッチ素子のオフ期間を一定とするオフ期間決定
回路（１）と、 前記直流出力電圧とその基準値との偏差を可飽和リアク
トルの１次側に入力し、その可飽和リアクトルの２次側
からの出力信号に基づいて前記スイッチ素子のオン期間
を決定するオン期間決定回路（２）と、 前記変圧器に設けた帰還巻線と並列に設けられ該帰還巻
線の出力電圧に応じて前記オン期間決定回路（２）から
出力されるオン期間信号の最大オン期間を決定する遅延
時間発生回路（５）と を具備したことを特徴とするスイッチング電源。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60148302A JPH0753028B2 (ja) | 1985-07-08 | 1985-07-08 | スイツチング電源 |
| US06/854,022 US4700280A (en) | 1985-04-19 | 1986-04-21 | Switching power supply using a saturable reactor to control a switching element |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60148302A JPH0753028B2 (ja) | 1985-07-08 | 1985-07-08 | スイツチング電源 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6212376A JPS6212376A (ja) | 1987-01-21 |
| JPH0753028B2 true JPH0753028B2 (ja) | 1995-06-05 |
Family
ID=15449743
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60148302A Expired - Lifetime JPH0753028B2 (ja) | 1985-04-19 | 1985-07-08 | スイツチング電源 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0753028B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0241656A (ja) * | 1988-07-29 | 1990-02-09 | Yokogawa Electric Corp | リンギングチョークコンバータ電源装置 |
| JPH0757096B2 (ja) * | 1990-06-15 | 1995-06-14 | 田淵電機株式会社 | 制限型スイッチングレギュレータ |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5120686A (ja) * | 1974-08-14 | 1976-02-19 | Tokyo Shibaura Electric Co | Hyomenhasochi |
| JPS6230467Y2 (ja) * | 1979-11-30 | 1987-08-05 | ||
| JPS57144125U (ja) * | 1981-03-02 | 1982-09-10 | ||
| JPS58144922A (ja) * | 1982-02-15 | 1983-08-29 | Tdk Corp | スイツチング方式安定化電源 |
| JPS5990289U (ja) * | 1982-12-08 | 1984-06-19 | ティーディーケイ株式会社 | スイツチング電源 |
-
1985
- 1985-07-08 JP JP60148302A patent/JPH0753028B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6212376A (ja) | 1987-01-21 |
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