JPH0752821B2 - 電圧制御発振器 - Google Patents
電圧制御発振器Info
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- JPH0752821B2 JPH0752821B2 JP59022318A JP2231884A JPH0752821B2 JP H0752821 B2 JPH0752821 B2 JP H0752821B2 JP 59022318 A JP59022318 A JP 59022318A JP 2231884 A JP2231884 A JP 2231884A JP H0752821 B2 JPH0752821 B2 JP H0752821B2
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- transistor
- capacitor
- voltage
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Classifications
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K3/00—Circuits for generating electric pulses; Monostable, bistable or multistable circuits
- H03K3/02—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses
- H03K3/023—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses by the use of differential amplifiers or comparators, with internal or external positive feedback
- H03K3/0231—Astable circuits
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K3/00—Circuits for generating electric pulses; Monostable, bistable or multistable circuits
- H03K3/01—Details
- H03K3/011—Modifications of generator to compensate for variations in physical values, e.g. voltage, temperature
Landscapes
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 本発明は、PLL（フェーズド・ロック・ループ）系の電
圧制御発振器に係り、特には、コンデンサの充放電動作
を利用して電圧制御発振動作が制御される形式の電圧制
御発振器に関する。
圧制御発振器に係り、特には、コンデンサの充放電動作
を利用して電圧制御発振動作が制御される形式の電圧制
御発振器に関する。
第１図は、この種の従来例の電圧制御発振器の回路図で
ある。
ある。
この電圧制御発振器は、三角波状の波形を形成するよう
に充放電されるコンデンサＣと、このコンデンサＣの充
電電圧を検出する充電電圧検出用回路10と、充電電圧検
出用回路10の出力に応答して前記コンデンサＣを充放電
動作させる充放電動作制御回路12とを含む。
に充放電されるコンデンサＣと、このコンデンサＣの充
電電圧を検出する充電電圧検出用回路10と、充電電圧検
出用回路10の出力に応答して前記コンデンサＣを充放電
動作させる充放電動作制御回路12とを含む。
上記の充電電圧検出用回路10は、一対の差動増幅トラン
ジスタQ3,Q5、各差動増幅トランジスタQ3,Q5のコレクタ
に個別に接続されたトランジスタQ2,Q4、基準電圧設定
回路16、および一対のトランジスタQ6,Q7からなるカレ
ントミラー回路18を備える。
ジスタQ3,Q5、各差動増幅トランジスタQ3,Q5のコレクタ
に個別に接続されたトランジスタQ2,Q4、基準電圧設定
回路16、および一対のトランジスタQ6,Q7からなるカレ
ントミラー回路18を備える。
そし、一方の差動増幅トランジスタQ3のベースには、第
１、第２基準電圧V1,V2が共に与えられるとともに、他
方の差動増幅トランジスタQ5のベースには、前記コンデ
ンサＣの充電電圧が与えられるようになっている。
１、第２基準電圧V1,V2が共に与えられるとともに、他
方の差動増幅トランジスタQ5のベースには、前記コンデ
ンサＣの充電電圧が与えられるようになっている。
また、基準電圧設定回路16は、定電圧Vregを分圧する第
３抵抗体R1と第１抵抗体R2からなる直列回路と、この第
１抵抗体R2に対して並列に、第２抵抗体R3と基準電圧設
定用トランジスタQ1のコレクタ・エミッタとの直列回路
を接続してなる。そして、基準電圧設定用トランジスタ
Q1を導通・非導通させることにより電圧レベルを切り換
えて、一方の差動増幅トランジスタQ3のベースに対して
第１、第２基準電圧V1,V2として与えるようになってい
る。
３抵抗体R1と第１抵抗体R2からなる直列回路と、この第
１抵抗体R2に対して並列に、第２抵抗体R3と基準電圧設
定用トランジスタQ1のコレクタ・エミッタとの直列回路
を接続してなる。そして、基準電圧設定用トランジスタ
Q1を導通・非導通させることにより電圧レベルを切り換
えて、一方の差動増幅トランジスタQ3のベースに対して
第１、第２基準電圧V1,V2として与えるようになってい
る。
一方、充放電動作制御回路12は、一対のトランジスタQ1
9,Q20からなる第１カレントミラー回路20、６個のトラ
ンジスタQ8〜Q16からなる第２カレントミラー回路22、
定電圧Vregを分圧してトランジスタQ14に対する所定の
エミッタ電位（ここでは、Vreg/2）を得るためのダイオ
ードD1〜D6と抵抗R6,R7からなる分圧回路、前記第２カ
レントミラー回路22に流れる電流値を規定するためのト
ランジスタQ13.Q14および抵抗R5からなる電流規定回
路、電源投入時等において第２カレントミラー回路22を
起動させるためのトランジスタQ9と抵抗R4からなるスタ
ートアップ回路、および充電電圧検出用回路10における
充電電圧の検出出力に応じて第１カレントミラー回路20
を導通・非導通を切り換えるための２個のトランジスタ
Q17,Q18からなるオン・オフ回路を含む。
9,Q20からなる第１カレントミラー回路20、６個のトラ
ンジスタQ8〜Q16からなる第２カレントミラー回路22、
定電圧Vregを分圧してトランジスタQ14に対する所定の
エミッタ電位（ここでは、Vreg/2）を得るためのダイオ
ードD1〜D6と抵抗R6,R7からなる分圧回路、前記第２カ
レントミラー回路22に流れる電流値を規定するためのト
ランジスタQ13.Q14および抵抗R5からなる電流規定回
路、電源投入時等において第２カレントミラー回路22を
起動させるためのトランジスタQ9と抵抗R4からなるスタ
ートアップ回路、および充電電圧検出用回路10における
充電電圧の検出出力に応じて第１カレントミラー回路20
を導通・非導通を切り換えるための２個のトランジスタ
Q17,Q18からなるオン・オフ回路を含む。
そして、電源立ち上げ時において、第２カレントミラー
回路22を起動させるためには、同回路22を構成するトラ
ンジスタQ10,Q11のベースラインにまず電流を流す必要
があるので、この各トランジスタQ10,Q11のベースライ
ンから上記のトランジスタQ9と抵抗R4からなるスタート
アップ回路を経由して微弱な電流を流す。なお、定常状
態においては、トランジスタQ9は、線形領域で動作して
おり、この微弱な電流は第２カレントミラー回路22の各
トランジスタQ8〜Q16に流れる電流に比べて無視できる
の程度の小さな電流値となるように、予め抵抗R4の値等
を設定しておく。
回路22を起動させるためには、同回路22を構成するトラ
ンジスタQ10,Q11のベースラインにまず電流を流す必要
があるので、この各トランジスタQ10,Q11のベースライ
ンから上記のトランジスタQ9と抵抗R4からなるスタート
アップ回路を経由して微弱な電流を流す。なお、定常状
態においては、トランジスタQ9は、線形領域で動作して
おり、この微弱な電流は第２カレントミラー回路22の各
トランジスタQ8〜Q16に流れる電流に比べて無視できる
の程度の小さな電流値となるように、予め抵抗R4の値等
を設定しておく。
第２カレントミラー回路22のトランジスタQ10,Q11のベ
ースラインに電流が流れはじめると、これに応じて、第
２カレントミラー回路22のトランジスタQ12にも電流が
流れるようになるので、電流規定回路を構成するトラン
ジスタQ13,Q14のベースにも電流が供給されて両トラン
ジスタQ13,Q14がオンする。
ースラインに電流が流れはじめると、これに応じて、第
２カレントミラー回路22のトランジスタQ12にも電流が
流れるようになるので、電流規定回路を構成するトラン
ジスタQ13,Q14のベースにも電流が供給されて両トラン
ジスタQ13,Q14がオンする。
こうして、第２カレントミラー回路22が立ち上げられた
後に、コンデンサＣが充放電動を行う場合の定常状態に
おいては、符号Q9,Q13,Q14で示される各トランジスタは
導通していて、トランジスタQ13,Q14には、常に定電流
が流れている。
後に、コンデンサＣが充放電動を行う場合の定常状態に
おいては、符号Q9,Q13,Q14で示される各トランジスタは
導通していて、トランジスタQ13,Q14には、常に定電流
が流れている。
このとき、両トランジスタQ13,Q14のベース・エミッタ
間の電位差は約18mVで、ダイオードD1〜D6と抵抗R6,R7
からなる分圧回路によって決定されるトランジスタQ14
のエミッタ電位がVreg/2のときには、トランジスタQ13
のエミッタ電位は、（Vreg/2）−18mVとなっている。
間の電位差は約18mVで、ダイオードD1〜D6と抵抗R6,R7
からなる分圧回路によって決定されるトランジスタQ14
のエミッタ電位がVreg/2のときには、トランジスタQ13
のエミッタ電位は、（Vreg/2）−18mVとなっている。
ゆえに、このトランジスタQ13のコレクタ電流をいま2i
とすると、2i＝｛（Vreg/2）−18mV｝/R5となり、その
結果、上記の定常状態の下では、第２カレントミラー回
路22の各トランジスタQ8〜Q16のコレクタには、それぞ
れｉの定電流が流れていることになる（なお、Vreg＞＞
18mVなので、以降の説明では18mVは無視する）。
とすると、2i＝｛（Vreg/2）−18mV｝/R5となり、その
結果、上記の定常状態の下では、第２カレントミラー回
路22の各トランジスタQ8〜Q16のコレクタには、それぞ
れｉの定電流が流れていることになる（なお、Vreg＞＞
18mVなので、以降の説明では18mVは無視する）。
次に、上記構成の従来例の電圧制御発振器発振動作につ
いて説明する。
いて説明する。
（１）コンデンサＣの充電時の動作 基準電圧設定用トランジスタQ1が非導通のときには、一
方の差動増幅トランジスタQ3のベースには、第３抵抗体
R1と第１抵抗体R2とで分圧してなる第１基準電圧V1（た
だし、V1＞V2）が与えられる。
方の差動増幅トランジスタQ3のベースには、第３抵抗体
R1と第１抵抗体R2とで分圧してなる第１基準電圧V1（た
だし、V1＞V2）が与えられる。
この場合、コンデンサＣの充電電圧は、第１基準電圧V1
よりも未だ小さいものとする。
よりも未だ小さいものとする。
その状態では、他方の差動増幅トランジスタQ5のベース
電圧は、一方の差動増幅トランジスタQ3のベース電圧よ
りも低いので、この一方の差動増幅トランジスタQ3は導
通するのに対して、他方の差動増幅トランジスタQ5は非
導通となっている。
電圧は、一方の差動増幅トランジスタQ3のベース電圧よ
りも低いので、この一方の差動増幅トランジスタQ3は導
通するのに対して、他方の差動増幅トランジスタQ5は非
導通となっている。
このとき、カレントミラー回路18を形成する一対のトラ
ンジスタQ6,Q7の内、一方のトランジスタQ6のコレクタ
・エミッタ間には、トランジスタQ2からのコレクタ電流
が流れ込む。これに応じて、他方のトランジスタQ7に
は、カレントミラー回路18の動作上の性質により、その
コレクタ・エミッタ間にもそのコレクタ電流と同じだけ
の電流が流れ込もうとするが、トランジスタQ5が非導通
であるために、トランジスタQ4からのコレクタ電流の流
れ込みが制限され、その代わりに、カレントミラー回路
18の他方のトランジスタQ7は、トランジスタQ1とトラン
ジスタQ17のベース電流を引き込む。このため、両トラ
ンジスタQ1,Q17は共に非導通となる。
ンジスタQ6,Q7の内、一方のトランジスタQ6のコレクタ
・エミッタ間には、トランジスタQ2からのコレクタ電流
が流れ込む。これに応じて、他方のトランジスタQ7に
は、カレントミラー回路18の動作上の性質により、その
コレクタ・エミッタ間にもそのコレクタ電流と同じだけ
の電流が流れ込もうとするが、トランジスタQ5が非導通
であるために、トランジスタQ4からのコレクタ電流の流
れ込みが制限され、その代わりに、カレントミラー回路
18の他方のトランジスタQ7は、トランジスタQ1とトラン
ジスタQ17のベース電流を引き込む。このため、両トラ
ンジスタQ1,Q17は共に非導通となる。
これに応じて、トランジスタQ18は定電流源I2からの電
流により導通し、その導通により第１カレントミラー回
路20の両トランジスタQ19,Q20が非導通となる。
流により導通し、その導通により第１カレントミラー回
路20の両トランジスタQ19,Q20が非導通となる。
そして、両トランジスタQ19,Q20が非導通になると、第
２カレントミラー回路22を形成するトランジスタQ8〜Q1
6の内、符号Q15,Q16で示すトランジスタの各コレクタ電
流を合流した2iの値をもつ電流が第１カレントミラー回
路20の一方のトランジスタQ19のコレクタ側からトラン
ジスタQ18を経由してアース側に流れるようになる。
２カレントミラー回路22を形成するトランジスタQ8〜Q1
6の内、符号Q15,Q16で示すトランジスタの各コレクタ電
流を合流した2iの値をもつ電流が第１カレントミラー回
路20の一方のトランジスタQ19のコレクタ側からトラン
ジスタQ18を経由してアース側に流れるようになる。
一方、トランジスタQ13と抵抗R5からなる電流規定回路
によって、符号Q8のトランジスタにもｉの値をもつ電流
が流れるが、このとき、第１カレントミラー回路20の他
方のトランジスタQ20は非導通になっていることから、
コンデンサＣが、このトランジスタQ8を流れる電流ｉに
よって次第に充電される。
によって、符号Q8のトランジスタにもｉの値をもつ電流
が流れるが、このとき、第１カレントミラー回路20の他
方のトランジスタQ20は非導通になっていることから、
コンデンサＣが、このトランジスタQ8を流れる電流ｉに
よって次第に充電される。
そして、コンデンサＣの充電電圧が、第１基準電圧V1に
達するまで、上記の状態が継続される。
達するまで、上記の状態が継続される。
（２）コンデンサＣの放電時の動作 コンデンサＣの充電電圧が、第１基準電圧V1を越えたと
きには、今度は、他方の差動増幅トランジスタQ5が導通
し、一方の差動増幅トランジスタQ3が非導通になる。
きには、今度は、他方の差動増幅トランジスタQ5が導通
し、一方の差動増幅トランジスタQ3が非導通になる。
そうすると、カレントミラー回路18を形成する一対のト
ランジスタQ6,Q7の内、他方のトランジスタQ7のコレク
タ・エミッタ間には、トランジスタQ4からのコレクタ電
流が流れ込む。そのため、他方のトランジスタQ7による
トランジスタQ1およびトランジスタQ17のベース電流の
引き込みがなくなるので、両トランジスタQ1,Q17が共に
導通する。
ランジスタQ6,Q7の内、他方のトランジスタQ7のコレク
タ・エミッタ間には、トランジスタQ4からのコレクタ電
流が流れ込む。そのため、他方のトランジスタQ7による
トランジスタQ1およびトランジスタQ17のベース電流の
引き込みがなくなるので、両トランジスタQ1,Q17が共に
導通する。
基準電圧設定回路16を構成するトランジスタQ1が導通す
ると、第１抵抗体R2には、直列回路14の第２抵抗体R3が
並列に接続された状態となり、その結果、一方の差動増
幅トランジスタQ3のベースには、第１基準電圧V1よりも
低い値をもつ第２基準電圧V2が与えられることになる。
ると、第１抵抗体R2には、直列回路14の第２抵抗体R3が
並列に接続された状態となり、その結果、一方の差動増
幅トランジスタQ3のベースには、第１基準電圧V1よりも
低い値をもつ第２基準電圧V2が与えられることになる。
一方、トランジスタQ17が導通すると、トランジスタQ18
は非導通となり、これに応じて、第１カレントミラー回
路20の両トランジスタQ19,Q20が導通する。
は非導通となり、これに応じて、第１カレントミラー回
路20の両トランジスタQ19,Q20が導通する。
そして、両トランジスタQ19,Q20が導通すると、第２カ
レントミラー回路22を形成する各トランジスタQ8〜Q16
の内、符号Q15,Q16で示すトランジスタの各コレクタ電
流を合流した2iの値をもつ電流が一方のトランジスタQ1
9を経由してアース側に流れるようになる。
レントミラー回路22を形成する各トランジスタQ8〜Q16
の内、符号Q15,Q16で示すトランジスタの各コレクタ電
流を合流した2iの値をもつ電流が一方のトランジスタQ1
9を経由してアース側に流れるようになる。
また、トランジスタQ13と抵抗R5からなる電流規定回路
によって、符号Q8のトランジスタにもｉの値をもつ電流
が流れる。このとき、第１カレントミラー回路20の他方
のトランジスタQ20にも導通していて、かつ一方のトラ
ンジスタQ19には、2iの電流が流れていることから、こ
の他方のトランジスタQ20にも、2iの値をもつ電流が流
れる。
によって、符号Q8のトランジスタにもｉの値をもつ電流
が流れる。このとき、第１カレントミラー回路20の他方
のトランジスタQ20にも導通していて、かつ一方のトラ
ンジスタQ19には、2iの電流が流れていることから、こ
の他方のトランジスタQ20にも、2iの値をもつ電流が流
れる。
したがって、コンデンサＣについては、第１カレントミ
ラー回路20のトランジスタQ20を流れる2iの電流から、
第２カレントミラー回路22のトランジスタQ8を流れるｉ
の電流を差し引いた（＝2i−ｉ）の放電電流が流れる。
つまり、コンデンサＣの放電電流ｉは、充電電流ｉと同
じ値となる。
ラー回路20のトランジスタQ20を流れる2iの電流から、
第２カレントミラー回路22のトランジスタQ8を流れるｉ
の電流を差し引いた（＝2i−ｉ）の放電電流が流れる。
つまり、コンデンサＣの放電電流ｉは、充電電流ｉと同
じ値となる。
そして、コンデンサＣの放電電圧が、第２基準電圧V2に
達するまで、上記の状態が継続される。
達するまで、上記の状態が継続される。
コンデンサＣの放電電圧が、第２基準電圧V2まで低下し
たときには、今度は、一方の差動増幅トランジスタQ3が
導通し、他方の差動増幅トランジスタQ5が非導通になっ
て、（１）で示したコンデンサＣの充電時の動作に切り
換わる。
たときには、今度は、一方の差動増幅トランジスタQ3が
導通し、他方の差動増幅トランジスタQ5が非導通になっ
て、（１）で示したコンデンサＣの充電時の動作に切り
換わる。
このようにして、前述の（１），（２）の動作が繰り返
されることにより、この電圧制御発振器は所定の発振周
波数で発振する。したがって、前記コンデンサＣの充電
放電波形は、三角波形となる。そして、このコンデンサ
Ｃの充放電に伴う発振出力が、たとえば、差動増幅トラ
ンジスタQ5のベースとコンデンサＣとの間の適宜箇所か
ら図示しないバッファアンプを介して取り出される。
されることにより、この電圧制御発振器は所定の発振周
波数で発振する。したがって、前記コンデンサＣの充電
放電波形は、三角波形となる。そして、このコンデンサ
Ｃの充放電に伴う発振出力が、たとえば、差動増幅トラ
ンジスタQ5のベースとコンデンサＣとの間の適宜箇所か
ら図示しないバッファアンプを介して取り出される。
ところで、このような構成を有する電圧制御発振器で
は、差動増幅トランジスタQ3のベースに与えられる第
１、第２基準電圧V1,V2は、次式で与えられる。
は、差動増幅トランジスタQ3のベースに与えられる第
１、第２基準電圧V1,V2は、次式で与えられる。
V1＝（R2・Vreg）／（R1＋R2） （１） V2＝R2（R3・Vreg＋R1・Vsat）／（R1・R2＋R2・R3＋R3
・R1） （２） ただし、R2,R3はそれぞれ第1,第２抵抗体の各抵抗値、V
satは基準電圧設定用トランジスタQ1の導通時のコレク
タ・エミッタ間の飽和電圧値である。
・R1） （２） ただし、R2,R3はそれぞれ第1,第２抵抗体の各抵抗値、V
satは基準電圧設定用トランジスタQ1の導通時のコレク
タ・エミッタ間の飽和電圧値である。
ところが、このトランジスタQ1の飽和電圧値Vsatには、
温度係数が存在し、この電圧制御発振器を高周波で発振
動作せさたときには、その温度係数により基準電圧設定
用トランジスタQ1が導通した場合の飽和電圧値Vsatの温
度変化による第２基準電圧V2の変動値が無視できなくな
り、発振周波数が変動して正確な発振動作を得るのが困
難になる。
温度係数が存在し、この電圧制御発振器を高周波で発振
動作せさたときには、その温度係数により基準電圧設定
用トランジスタQ1が導通した場合の飽和電圧値Vsatの温
度変化による第２基準電圧V2の変動値が無視できなくな
り、発振周波数が変動して正確な発振動作を得るのが困
難になる。
本発明は、上述の事情に鑑みてなされたものであって、
温度特性に優れた電圧制御発振器を提供することを目的
とする。
温度特性に優れた電圧制御発振器を提供することを目的
とする。
以下、本発明を、異面に示す実施例に基づいて詳細に説
明する。
明する。
第２図はこの実施例の電圧制御発振器の回路図であり、
第１図に示した従来例に対応する部分には同一の符号を
付す。
第１図に示した従来例に対応する部分には同一の符号を
付す。
この実施例において、第１図と共通する回路部分の構
成、動作は既に詳細に説明しているので、ここでは省略
する。
成、動作は既に詳細に説明しているので、ここでは省略
する。
第２図における実施例の特徴は、温度補償用回路24を設
けた点にある。
けた点にある。
すなわち、この温度補償用回路24は、充電電圧検出用回
路10内の第１抵抗体R2に対して直列に、基準電圧設定用
トランジスタQ1と同一導電型の温度補償用トランジスタ
Q22のコレクタ・エミッタを接続するとともに、このト
ランジスタQ22のベースに定電流を供給する定電流源I3
を設けてなるもので、この定電流源I3によって温度補償
用トランジスタQ22は常時導通されている。
路10内の第１抵抗体R2に対して直列に、基準電圧設定用
トランジスタQ1と同一導電型の温度補償用トランジスタ
Q22のコレクタ・エミッタを接続するとともに、このト
ランジスタQ22のベースに定電流を供給する定電流源I3
を設けてなるもので、この定電流源I3によって温度補償
用トランジスタQ22は常時導通されている。
この実施例での第１、第２基準電圧V1,V2は、この温度
補償用回路24によって、次式で与えられることになる。
補償用回路24によって、次式で与えられることになる。
V1＝（R2・Vreg＋R1・Vsat）／（R1＋R2） （３） V2＝｛R2・R3・Vreg＋R1・（R2＋R3）・Vsat｝／（R1・
R2＋R2・R3＋R3・R1） （４） ただし、R2,R3はそれぞれ第1,第２抵抗体の各抵抗値、V
satは基準電圧設定用トランジスタQ1の導通時のコレク
タ・エミッタ間の飽和電圧値である。
R2＋R2・R3＋R3・R1） （４） ただし、R2,R3はそれぞれ第1,第２抵抗体の各抵抗値、V
satは基準電圧設定用トランジスタQ1の導通時のコレク
タ・エミッタ間の飽和電圧値である。
したがって、この実施例では、両基準電圧V1,V2のいず
れにも上記の飽和電圧値Vsatの項が含まれることになる
ので、温度変化により両基準電圧V1,V2が変動しても、
両基準電圧V1,V2の差ΔＶに着目したときには、ΔＶは
殆ど変化せず、このため、本発明の電圧制御発振器の発
振動作は、温度変動の影響を受けなくなる。
れにも上記の飽和電圧値Vsatの項が含まれることになる
ので、温度変化により両基準電圧V1,V2が変動しても、
両基準電圧V1,V2の差ΔＶに着目したときには、ΔＶは
殆ど変化せず、このため、本発明の電圧制御発振器の発
振動作は、温度変動の影響を受けなくなる。
これを、以下に検証する。
従来の場合の両基準電圧V1,V2は、（１），（２）式で
与えられるから、両者の差ΔＶは、 ΔＶ＝Ｋ・［｛R2/（R1＋R2）｝・Vreg−Vsat］ （５） ただし、 Ｋ＝R1・R2/（R1・R2＋R2・R3＋R3・R1） となる。
与えられるから、両者の差ΔＶは、 ΔＶ＝Ｋ・［｛R2/（R1＋R2）｝・Vreg−Vsat］ （５） ただし、 Ｋ＝R1・R2/（R1・R2＋R2・R3＋R3・R1） となる。
これに対して、本発明の実施例に係る場合の両基準電圧
V1,V2は（３），（４）式で与えられるから、両者の差
ΔＶは、 ΔＶ＝Ｋ・［｛R2/（R1＋R2）｝・Vreg−｛R2/（R1＋R
2）｝・Vsat］ （６） となる。
V1,V2は（３），（４）式で与えられるから、両者の差
ΔＶは、 ΔＶ＝Ｋ・［｛R2/（R1＋R2）｝・Vreg−｛R2/（R1＋R
2）｝・Vsat］ （６） となる。
ここで、（５），（６）式を比較すると、Vsatは温度に
よってわずかながらも変動するが、（５）式で示される
従来例の場合は、このVsatの影響がΔＶに直接大きな影
響を及ぼす。
よってわずかながらも変動するが、（５）式で示される
従来例の場合は、このVsatの影響がΔＶに直接大きな影
響を及ぼす。
これに対して、（６）式で示される本発明の実施例の場
合は、R2/（R1＋R2）＜１であるので、Vsatの変動によ
るΔＶに及ぼす影響が大幅に緩和され、その結果、発振
周波数の変動も抑えられることが分かる。
合は、R2/（R1＋R2）＜１であるので、Vsatの変動によ
るΔＶに及ぼす影響が大幅に緩和され、その結果、発振
周波数の変動も抑えられることが分かる。
これにより、実施例の電圧制御発振器は、高周波数に使
用しても周囲の温度変化によって正確な発振動作が妨げ
られることがない。
用しても周囲の温度変化によって正確な発振動作が妨げ
られることがない。
以上のように、本発明によれば、高周波で発振動作させ
たときに、その温度係数により基準電圧設定用トランジ
スタの導通字のコレクタ・エミッタ間の飽和電圧値Vsat
の温度変化によって一方の差動増幅トランジスタのベー
スへの第２基準電圧が変動しても、第１基準電圧をその
変動に対応して相対的に変化するので、温度変化による
正確な発振動作が妨げられることが無く、温度特性に優
れた電圧制御発振器を得ることができる。
たときに、その温度係数により基準電圧設定用トランジ
スタの導通字のコレクタ・エミッタ間の飽和電圧値Vsat
の温度変化によって一方の差動増幅トランジスタのベー
スへの第２基準電圧が変動しても、第１基準電圧をその
変動に対応して相対的に変化するので、温度変化による
正確な発振動作が妨げられることが無く、温度特性に優
れた電圧制御発振器を得ることができる。
第１図は従来例の電圧制御発振器の回路図、第２図は本
発明の実施例に係る電圧制御発振器の回路図である。 10……充電電圧検出用回路、12……充放電動作制御回
路、14……直列回路、16……基準電圧設定回路、R2,R3
……第1,第２抵抗体、Q3,Q5……差動増幅トランジス
タ、Ｃ……充放電用コンデンサ。
発明の実施例に係る電圧制御発振器の回路図である。 10……充電電圧検出用回路、12……充放電動作制御回
路、14……直列回路、16……基準電圧設定回路、R2,R3
……第1,第２抵抗体、Q3,Q5……差動増幅トランジス
タ、Ｃ……充放電用コンデンサ。
Claims (1)
- 【請求項１】充放電されるコンデンサと、一対の差動増
幅トランジスタを備え、かつ、一方の差動増幅トランジ
スタのベースに電圧値が互いに異なる第１、第２基準電
圧が与えられるとともに、他方の差動増幅トランジスタ
のベースに前記コンデンサの充電電圧が与えられる充電
電圧検出用回路と、前記充電電圧検出用回路の出力に応
答して前記コンデンサを充放電動作させる充放電動作制
御回路とを含み、 前記充電電圧検出用回路は、基準電圧設定用の回路を有
し、この基準電圧設定用回路は、定電圧を分圧する第３
抵抗体と第１抵抗体からなる直列回路と、この第１抵抗
体に対して並列に、第２抵抗体と基準電圧設定用トラン
ジスタのコレクタ・エミッタとの直列回路を接続してな
り、 前記充放電動作制御回路は、充電電圧検出用回路により
コンデンサの充電検出に応答してオフ動作し、コンデン
サの放電検出に応答してオン動作する第１カレントミラ
ー回路と、前記コンデンサに対して常時一定の充電電流
を供給する第２カレントミラー回路とを有し、前記第２
カレントミラー回路がコンデンサに直列に接続され、第
１カレントミラー回路が第２カレントミラー回路とコン
デンサとの中点に接続されてなり、 前記基準電圧設定用トランジスタを導通・非導通させて
この基準電圧設定回路から第１、第２設定電圧を形成さ
せ、前記両設定電圧を前記一方の差動増幅トランジスタ
のベースに対して前記第１、第２の基準電圧として与
え、これらの第１、第２基準電圧によって前記両差動増
幅トランジスタが交互にオン・オフを繰り返すととも
に、これに応じて第１カレントミラー回路もオン・オフ
動作することにより、コンデンサが充放電を繰り返して
発振動作を行う電圧制御発振器において、 前記基準電圧設定回路の第１抵抗体に直列に前記基準電
圧設定用トランジスタと同一導電型の温度補償用トラン
ジスタのコレクタ・エミッタを接続し、該温度補償用ト
ランジスタを常時導通させてなる電圧制御発振器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59022318A JPH0752821B2 (ja) | 1984-02-08 | 1984-02-08 | 電圧制御発振器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59022318A JPH0752821B2 (ja) | 1984-02-08 | 1984-02-08 | 電圧制御発振器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60165827A JPS60165827A (ja) | 1985-08-29 |
| JPH0752821B2 true JPH0752821B2 (ja) | 1995-06-05 |
Family
ID=12079372
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59022318A Expired - Lifetime JPH0752821B2 (ja) | 1984-02-08 | 1984-02-08 | 電圧制御発振器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0752821B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2018088037A (ja) * | 2016-11-28 | 2018-06-07 | サンケン電気株式会社 | 電流源回路及び発振器 |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS52139348A (en) * | 1976-05-17 | 1977-11-21 | Hitachi Ltd | Oscillation circuit |
| JPS58172014A (ja) * | 1982-04-01 | 1983-10-08 | Sanyo Electric Co Ltd | 発振回路 |
-
1984
- 1984-02-08 JP JP59022318A patent/JPH0752821B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2018088037A (ja) * | 2016-11-28 | 2018-06-07 | サンケン電気株式会社 | 電流源回路及び発振器 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS60165827A (ja) | 1985-08-29 |
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