JPH07500707A - 利得制御付きのプシュプル光受信機 - Google Patents

Abstract

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Description

【発明の詳細な説明】 利得制御付きのプソユブル光受信機 関連出願 本願は米国特許第０７／４８１．４３６号出願の部分継続出願である。

弁明の分野 本発明は、光伝送システムに関するもので、特に、広帯域ビデオ信号で振幅変調 された広い信号を受信するための利得制御付き光受信機に関する。

炙灰の茸章 近年、ビデオ信号の光ファイバによる伝送に大きな興味が起こっている。この信 号伝送モードは通常の７５オーム同軸ケーブルによる信号伝送に比して多くの利 点を提供する。これは、ビデオ信号の分配がＣＡＴＶシステムにおいて広く達成 されているからである。本質的に、光ファイバは同軸ケーブルよりも情報運搬能 力が高い。更に、信号減衰は、高周波信号を伝送する同軸ケーブルよりも光ファ イバの方が小さい。したがって、光ファイバは信号再生器の間の距離を同軸ケー ブルにおいて可能なよりも長く延ばすことができる。更に、光ファイバは誘電体 の性質を持つので、電気的短絡の問題を除去するう最後に、光ファイバは外部電 磁干渉（ＥＭＩ）を受けず、ＥＭＩを発生することもない。

広帯域高周波信号により光信号を振幅変調するには、広い線形ダイナミックレン ジ動作特性を持つレーザーのような光変調装置が必要である。

最近まで、入力電流と光出力との間の関係が極めて限定された範囲よりも広い範 囲にわたって線形であるレーザーを製作することは困難であった。アナログ振幅 変調を支持するに足るほど線形であるレーザーを得ることが困難であるため、最 近まで、ディジタル伝送が光信号による情報伝送の主要手段であった。ディジタ ル変調は、情報伝送用のアナログ手段（例えば、レーザー出力を変調するキャリ ア周波数の振幅変調又は周波数変調）はどには大きなダイナミックレンジを持つ １ノーザーを必要とはしない。レーザーのディジタル変調高い信号品質を提供し 、電話１〜ランク及びフィーダー網とコンパチブルである。しかし、ビデオ信号 は広帯域であるので、該信号のディジタル化は極めて大きなチャンネル容量を消 費する。典型的なビデオ信号は６ＭＨｚの帯域を占める。この情報の伝送は、デ ィジタル的には、約４５メがビット／秒のディジタル・データ伝送速度を要する 。高品位テレビジョン（ＨＤＴＶ）は、１４５メガビット／秒よりも大きなディ ジタル・データ伝送速度を必要とする。更に、アナログ・ビデオ信号をディジタ ル形式に変換するための符号器及びディジタル信号をアナログ形式に再変換して 通常のテレビジョン受像機で視聴するための復号器は極めて高価である。したが って、ビデオ信号のアナログ伝送は、ビデオ信号のディジタル伝送よりもずっと 経済的である可能性がある。

最近のレーザー技術の進歩は光信号のアナログ変調を可能にした。現在利用可能 なファブリ・ペロ型レーザー及び分散フィードバック（Ｄ　Ｆ　Ｂ）型レーザー は十分な線形特性を持っているので、光信号のアナログ変調器として用いること ができる。

アナログ伝送のこうした１つの手段は、ベースバンド・テレビジョン信号を用い て高周波キャリアを周波数変調することである。この変調された高周波キャリ′ アを使って光信号を変調する。こうした周波数変調は振幅変調よりも雑音に影響 されにくいが、それぞれのテレビジョン伝送チャンネルについて、振幅変調法が 必要とするよりも広い帯域幅を要する。つまり、それぞれの光伝送（例えば、光 ファイバ）により運び得るテレビジョン・チャンネル数は、ＦＭをベースとした システムでは若干限定される。更に、ビデオに対する標準ＮＴＳＣフォーマット はビデオ・キャリアの振幅変調を要求しているので、テレビジョン受像機におい て、又はファイバ伝送トランクを同軸ケーブル分配網に接続する点において、Ｆ Ｍ信号をＮＴＳＣ振幅変調フォーマットへ変換する手段が必要である。こうした ＦＭ−ＮＴＳＣの振幅変換はシステムのコストを増大させる。

以上の点に鑑みて、コスト及び単純さの観点がら、ビデオ・ベースバンド信号に よって高周波キャリア信号を振幅変調し、この振幅変調されたキャリア信号で光 信号を振幅変調するシステムが好ましい。しかし、い（っかの現象により、光信 号強度が振幅変調される現在の光リンク（ｏｐｔｉｃａｌ　Ｉ　１ｎｋ）により 運ぶことができる高周波チャンネル数は制限されてしまう。これらの現象の１っ は、レーザーその他の光発生装置により種々の形式の歪みが生成される前に、こ うした装置に変調信号として供給される高周波エネルギー量の制限である。この 電力制限は例々の高周波チャンネルの高周波電力の寄与の和である。つまり、１ つの光リンクにより８０個の高周波チャンネルを伝送することが必要なとき、そ れぞれのチャンネルで利用可能な電力は、４０個のチャンネルが当該光リンクに より伝送されるのに利用可能な電力の１／２でしかない。それぞれの高周波キャ リアの電力に対する制限は、それぞれのキャリアをシステムの「ホワイト・ノイ ズ」のレベルに接近させることになり、システムの雑音対信号比に悪影響を与え ることになる。それぞれの光リンクにより運ばれるチャンネルの数を減らしてＳ ／Ｎを改善することにより、使用しなければならないレーザーの数と全体的な複 雑さとシステムのコストとを増加させる。一方、レーザーに供給される高周波電 力の量を成る限度を越えて増加させると、幾つかの形の歪み（以下で検旧する） をレーザーに発生させることになる。

レーザーに供給される変調ｆｇ号により、レーザーが入力信号−光出力特性の非 線形部分て駆動されることになると、高調波歪みが生成される。この種の歪みの ・結果物は「−次」周波数の整数倍の信号である。例えば、５４ＭＨｚの第２高 調波は１０８ＭＨｚである。つまり、システムにより供される帯域幅には、５４ 〜ＩＨｚと１０８ＭＨｚとにチャンネルが存在することになり、５４ＭＨｚのチ ャンネルの第２高調波により１０８ＭＨｚのチャンネルの信号が干渉される。

相互変調歪みも、振幅変調システムの特別な関心事項である。この相互変調歪み は２つの異なる周波数の和又は差である周波数において歪みの結果を生じる。

歪みの結果は２つの一次周波数の和又は差であり、２次歪み積（ｓｅｃｏｎｄｏ ｒｄｅｒ　ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ　ｐｒｏｄｕｃｔｓ）と呼ばれるもので、とく に面倒である。例えば、１５０ＭＨｚのビデオ・チャンネルと２０４ＭＩ−ＩＺ の他のビデオ・チャンネルとは、５４Ｍｌ１ｚ（差の周波数）において２次歪み 積を生成する。３次歪み積は１次周波数を２次歪み積と混合することにより生成 される。これにより、１次周波数と２次歪み積の周波数との和及び差の周波数で ３次歪み積が生成される。また、３次歪み積は３つの周波数の信号の混合により 又は３次高調波の発生により生成される。

明らかに、上記の問題を扱う１つの方法は、極めて線形性が良く且つ高調波歪み と相互変調歪みとに比較的強い検知器と増幅器とを使用することである。特に重 要なのは、２じ比較的積の生成が最小であることである。「光受信機」はこうし た検知器と増幅器との組み合わせであり、振幅変調された光信号を多チャンネル のビデオ及び／又はデータ・キャリアを含む通常の広帯域ＲＦ出カ信号へ変換す るものである。こうした光受信機は、現在の同軸ケーブル伝送技術とコンパチブ ルであるように、約５０ＭＨｚ〜５５０ＭＨｚＮＯ帯域幅にわたって有効でなけ ればならない。将来のＣＡＴＶシステムＩこおいて必要になる追加の帯域幅に適 合するために、光受信機が５５０ＭＨｚよりも高い周波数で有効であることが望 ましい。

振幅変調された光信号をその変調に対応した高周波電気信号に変換するための検 知器は、例えば、カリフォルニア州チャッヮースのＰ２Ｏ社により製造されるＰ ＩＮ−５５０のようなフォトダイオードを備える。この種のデバイスは入カ先の 振幅に対応した出力電流を生成する。

こうしたフォトダイオードからの出力電流信号を通常の７５オームＣ、Ａ　Ｔ　 Ｖ同軸ケーブルでの伝送に適した電圧信号に変換するために用いられてきた増幅 器は、高インピーダンス増幅器として公知である。この高インピーダンス増幅器 の一般的な構成が図４に示されている。該回路のコンデンサＣＩは、高周波信号 に対しては実質的に短絡回路であるが、ＤＣ電流が伝達されるのを阻止する。光 ファイバ１からの光エネルギーは、光エネルギー−電流変換器として動作するフ ォトダイオード２に結合される。この電流はＲ１、Ｒ２を通って流れ、電界効果 トランジスタ（ＦＥＴ）Ｑｌのゲートに対応の高周波（ｒ、ｆ、　）電圧信号を 生成する。

ＦＥＴ　Ｑｌの出力はコンデンサＣ２を介して７５オーム同軸ケーブルを駆動す る。広帯域信号を増幅するための高インピーダンス増幅器を使用することに関連 する問題点は、当該周波数においては、該増幅器の比較的高い入力インピーダン スと結合される対アース分布容量（Ｃｄ）により、回路の高周波応答を減衰させ ること（「高周波ロールオフ」）である。この応答を平らにするために別の回路 を追加すると、雑音及び歪みの点で回路の特性が低下する。

高インピーダンス増幅器に関連する高周波ロールオフの問題を回避する増幅器は 、トランスインピーダンス増幅器として公知である。図２には、簡単化されたト ランスインピーダンス増幅器が示されている。図示のトランスインピーダンス増 幅器は図１の高インピーダンス増幅器と似ているが、電界効果トランジスタＱ１ のドレインとゲートとの間に抵抗ＲｆとコンデンサＣｆとから成るフィードバッ ク経路を有する点で相違する。この回路の特性は、その入力インピーダンスがＲ ｆを回路の相互コンダクタンス（Ｇｍ）と１との和で除したもの、即ちＲｆ／（ １＋Ｇｍ）にほぼ等しいことである。つまり、Ｒｆに対して適宜の抵抗値を選択 することにより、利得９のトランスインピーダンス増幅器の入力インピーダンス は１００オームのオーダーになり、これに比較すると、類似の高インピーダンス 増幅器は３５キロオ一ム以上の入力インピーダンスを持つ。この比較的低い入力 インピーダンスにより、５０〜５５０ＭＨｚの周波数帯域において高周波ロール オフの問題を最小にする。

トランスインピーダンス増幅器及び高周波増幅器は、多数のテレビジョン・キャ リア周波数の増幅に使用されると、２次歪み及び他の偶数次、奇数次歪みの問題 に影響される。高インピーダンス増幅器においては、これらの歪み積は周波数帯 域の低周波数端でひどくなる傾向にある。トランスインピーダンス増幅器では、 ２次歪み積の問題は、動作帯域全体を通じて実質的に同じである。

キャリア対ノイズ比（ＣＮＲ）及び歪み、合暖３重ビー）　（ＣＴＢ）及び合成 ２次（Ｃ３Ｏ）により測定した受信機性能は、一般的には、理想的でない光信号 によって悪化される。先入力エネルギー又は変調指数が増加するにつれ、受信機 のＣＮＲ性能は一般的には増加するが、受信機のシステム歪みに対する寄与は増 加する。逆に、光入力エネルギー又は変調指数が減少するにつれ、受信機のシス テム歪みへの寄与は減少するが、受信機のＣＮＲ性能も減少する。

光損失の変動が起こると、オプトエレクトロニック受信機の性能は影響される。

光損失が予想されるよりも大きいと、受信される光エネルギーは予想よりも小さ い。予想よりも小さい受信光エネルギーは、光検知器及びオプトエレクトロニッ ク受信機からのＲＦ小出力低減させる結果となる。したがって、受信機のＦ＆ｌ ｆ増幅器への入力レベルは低下する。この条件により、受信機のｉ＆１増幅器の システムＣＮＲに対するノイズの寄与の重要性が増加する。最終的な結果は、シ ステムＣＮＲの悪化である。光損失が予想よりも小さいならば、受信される光エ ネルギーは予想よりも大きい。これにより、光検知器とオプトエレクトロニック 受信機からのＲＦ小出力増大し、一般的にはシステムＣＮＲが改善される。しか し、オプトエレクトロニック受信機が高い出力レベルで動作するほど、システム 歪みに対するその寄与は大きくなる。後置増幅器も高いレベルで動作し、システ ム歪みに更に寄与する。したがって、システム歪み性能が低下する。

発明の概要 本発明は、当該周波数帯に対して従来の受信機よりもかなり線形な光受信機を提 供する。この線形性により、従来の光受信機で経験された高調波及び相互変調歪 みの問題を実質的に除去する。

更に、本発明は、受信機の出力レベルを維持又は設定するための利得制御回路を 利用する光受信機を提供する。

本発明によると、受信機の増幅器回路の非線形性は、プッシュプル形式に接続さ れた一対の整合増幅器段を用いることによって効果的にｔｌち消される。これら 増幅器段のそれぞれの非線形性は比較的低ているので、ブッンユプル増幅器の持 つ平衡の取れた構成により、これらの非線形性が打ち消され、生成されている人 力周波数の偶数次及び奇数次高調波及び相互変調積の問題が軽減される。

増幅器回路の利得を制御するために、利得制御回路が設けられる。この利得制御 回路はＤＣ制御信号に応答する。利得制御は受信機の出方レベルを維持又は設定 するのに用いられる。

目下のところ好ましいが例示である本発明の実施例において、フォトダイオード の出力に生成される信号は、一対のトランスインピーダンス増幅器段の入力に供 給される。これらトランスインピーダンス増幅器段のそれぞれの出力は、それぞ れ高インピーダンス・バッファ増幅器に信号を与える。これらの高インピーダン ス・バッファ増幅器は出力変成器の１次巻線の両端にプノノユブル形式に接続さ れる。該変成器の１次巻線のセンタータップは阻止コンデンサを介して接地され 、高周波接地が与えられる。出力変成器の２次巻線は任意の等化回路網を介して 通常のの７５オーム同軸ケーブル装置に信号を供給するようになされている。

増幅器段は利得制御回路に結合される。利得制御のためのＤＣ制御電圧は受信機 のＲＦ出力線により利得制御回路に入力され、増幅器の利得を変更する。

したがって、本発明の目的は、高調波及び相互変調歪みに比較的影響されない広 帯域光受信機を提供することである。

本発明の他の目的は、光入力信号の高周波数変調の広い範囲にわたって比較的平 坦な周波数応答を有する光受信機を提供することである。

本発明の更に他の目的は、上記光受信機の入力インピーダンスが予測される光信 号強魔にしたがって選択することができるように、該受信機をディスクリートな 要素で実現可能にすることである。

本発明の更に池の目的は、入力信号レベルの範囲にわたって出ツ月７ベルが一定 に維持される光受信機を提供することである。

本発明の上記の及び他の目的及び利点は、以下の発明の詳細な開示及び添付図面 に関して明らかになろう。

図１は、従来の高インピーダンス増幅器の概略図及び実例である。

図２は、従来のトランスインピーダンス増幅器の実例である。

図３は、典型的なノングルエンド形増幅器における入力電圧と出力電圧との関係 を示すグラフである。

図４は、本発明による広帯域プッシュプル増幅器のブロック図である。

図５は、本発明の好ましい実施例の詳細図である。

従来例に係るノングル・エンド形増幅器（例えば先に説明した、高インピーダン ス増幅器やトランスインピーダンス増幅器等）において、最も深刻な問題を発生 させている歪成分は、二次の相互変調による生成物である。この二次の生成物は 、任意の２つの周波数が増幅器の入力部へ供給されたときに形成される。増幅器 の出力信号は、それら２つの主入力周波数を含むばかりでな（、更に、それら２ つの入力周波数の和と差に夫々等しい周波数成分をも含んでいる。広帯域の増幅 器では、それらの和周波数、及び／または、差周波数が、関係している周波数帯 域の中に位置することがあり、（れが更に別の主入力信号との間で干渉するおそ れがある。入力信号と出力信号との間に線形関係が確立している理想的な増幅器 においては、二次歪生成物は発生しない。しかしながら、広帯域の増幅器におけ る入力電圧と出力電圧との間のより現実的な関係は、図３に示したような関係で ある。図３から分かるように、曲線の点Ａと点Ｂとの間には線形領域が存在して いる。入力信号が、点へより下の領域または点Ｂより上の領域にあれば、出力信 号は歪んだ信号になる。ところで、２つの増幅器をプッシュプル関係で用いるこ とにより、それら２つの増幅器の入出方特性の非線形性どうしが互いに補償し合 うようにすることができ、即ち、偶数高調波周波数と奇数高調波周波数との両方 が発生することによって歪を減衰させることができるということが判明している 。この構成は特に、二次歪を低減するのに役立つことが判明している。

図４は、本発明に係る広帯域の光受信機の、簡単化したブロック図である。光フ アイバ１０力恍検知器２ｏへ、振幅変調された光信号を搬送している。この光検 知器は、例えば、フォトダイオードにＤＣバイアス電圧（ｒＶ！＋、、、Ｊ　） で適当にバイアスをかけたものとすることができ、このＤＣバイアス電圧は、光 検知器が光入力信号で励起されているときに、この光検知器の端子２１と端子２ ２との間にＤＣ電流が発生するようにする、抵抗Ｒ８１，、を含んでいる適当な バイアス回路を介して印加される。端子２１と端子２２との間を流れるＤＣ電流 は、光信号を変調しているＡＣ信号に対応したＡＣ成分を含んでいる。典型的な 例としては、こＱＡＣＡＣ成分５０ＭＨｚ〜５５０ＭＨｚの範囲内が、或いはそ れより更に高い周波数のものである。このＡＣ成分は、ＤＣ遮断用コンデンサＣ ｅｌ及びＣ０によってＤＣ信号から分離され、増幅段１００及び２００で増幅さ れる。増幅器１００の出力と増幅器２００の出方とは、夫々変成器３００の端子 ３０１と端子３０３とに接続されており、この変成器３００には、広帯域の高周 波に関する用途に広くに使用されている型式のフェライトコア変成器を用いるこ とができる。変成器３００の一次巻線からはセンタータップを引き出し、端子３ ０２としてあり、この端子３０２は、コンデンサを介して接地されており、この コンデンサは、問題となる周波数において、センタータップを実質的に接地させ るものである。

増幅段１００及び２００には利得制御回路４８０が接続されている。高周波出力 線を介してこの利得制御回路４８０へ人力しているＤＣ制御信号が、増幅段１０ ０及び２００の利得を変化させるようにしである。

任意の構成要素として、変成器３００の出力に対して周波数応答形の等化回路［ ４００を適用するようにし、それによって、この回路の不完全性に起因する周波 数応答の非線形性を均して平坦化するようにしても良い。増幅器１００及び２０ ０は、例えば、高インピーダンス増幅器やトランスインピーダンス増幅器のよう に、フォトダイオードの出力の増幅に適した増幅器であれば、どのような増幅器 でも良い。ただし、以下の、現時点における好適実施例についての説明の中に示 すように、それら増幅器１００及び２００は、トランスインピーダンス型のもの とすることが好ましい。

図５は、本発明を採用したトランスインピーダンス型の受信機の回路図である。

この図について説明すると、好ましくはフォトダイオード６２０である光検知器 は、光ファイバを介して送られてくる光入力信号を受け取る。このフォトダイオ ードは、そのカソード端子６１１が抵抗Ｒ１を介してＤＣ電圧に接続されており 、このＤＣ電圧は本好適実施例では＋１５ボルトである。フォトダイオード６２ ０のアノード端子６１３は、抵抗Ｒ２を介して接地されている。フォトダイオー ド６２０の端子６１１は、コンデンサＣ１０１を介して第１トランスインピーダ ンス増幅器６００へ信号を供給している。同様に、このフォトダイオード６１０ の他方の端子６１３は、ＤＣ遮断用コンデンサＣ２０１を介して第２トランスイ ンピーダンス増幅器６０１へ信号を供給している。これらトランスインピーダン ス増幅器６００及び６０１は互いに同一の構成であり、従ってトランスインピー ダンス増幅器６００についての以下の説明は、トランスインピーダンス増幅器６ ０１にも該当する。尚これに関連して、増幅器６００の回路部品の各々に付した 識別番号の１０の位及び１の位の数字は、増幅器６０１の対応する回路部品の識 別番号の１０の位及び１の位の数字と同一であることに注意されたい。

トランスインピーダンス増幅器６００は電界効果トランジスタＱ１２０を中心と して形成してあり、この電界効果トランジスタＱ１２０のソース（ｒｓＪ）ｍ極 は接地しである。電界効果トランジスタＱ１２０のトレイン（ｒＤＪ　）との間 には、帰還抵抗Ｒ１２１によって帰還経路を設けである。

電界効果トランジスタＱ１２０のゲーＩ・は、ＤＣ遮断用コンデンサＣ１０１を 通過して入力してくる入力高周波信号に接続されている。電界効果トランジスタ Ｑ１２０のゲートに印加されるＤＣ電圧は、トランジスタＱ１１０を中心として 形成されているバイアス制御回路によって実質的に制御されている。トランジス タＱ１１０のベースは、抵抗Ｒ１７を介して接地されていると共に、抵抗Ｒ１５ とＲ１６とを介して＋１５ボルトの電源に接続されている。これら抵抗Ｒ，１５ 、Ｒ１６、及びＲ１，７の抵抗値は、トランジスタＱ１１０のベースへ約＋３ボ ルトのバイアス基準電圧を供給することができる値に選択しである。トランジス タＱ１１０のコレクタは、ＤＣ遮断用コンデンサＣｌＯ４を介して接地されてい ると共に、抵抗Ｒ１０３とＲ１１５とを介して一１５ボルトのＤＣ電源に接続さ れている。トランジスタＱ１１０のコレクタは更に、インダクタし１０５を介し て電界効果ｌ・ランジスタＱ１２０のゲートに接続されている。トランジスタＱ １１０のエミッタは、抵抗Ｒ１０７を介して＋１５ボルトのＤＣ電源に接続され ていると共に、高周波信号に対しては実質的に開いた回路をなすインダクタし１ ０８を介して電界効果トランジスタＱ１２０のドレインに帰還接続されている。

トランジスタＱ１１０のエミッタからグラウンドへの経路には、ＤＣ遮断用コン デンザ０１０６によるものと、ツェナー・ダイオードＣＲ１３０によるものとが あり、ツェナー・ダイオードＣＲ１３０は、常時、導通が可能な状態にあり、電 源の投入及び切断に際して電界効果トランジスタＱ１２０のソース−ドレイン間 電圧を制限する機能を果たす。トランジスタＱ１２０は、最大定格電圧が５ボル トの、ガリウム砒素電界効果トランジスタ（ＧＡＳＦＥＴ）である。

電界効果トランジスタＱ１２０のドレイン（ｒＤＪ）電極との間には、帰還抵抗 Ｒ１２１によって帰還経路を設けである。この帰還抵抗Ｒ１２１は、池から分離 した独立した回路部品としてあり、その抵抗値は、増幅器を適用する用途に応じ て選択するようにしている。例えば、フォトダイオード６２０へ光を供給してい る光ファイバが比較的長く、そのためフォトダイオード６２０へ供給されている 光の強度が比較的低い場合には、それに応じてフォトダイオード６２０から送出 される電流も小さくなる。しかしながら、光受信機の出力電圧は光検知器６２０ へ供給される光の強度には左右されないことが望ましい。高インピーダンスを通 過して流れる小電流は、低インピーダンスを通過して流れる大電流が発生する電 圧と同じだけの電圧を発生し得るため、トランスインピーダンス増幅器６００及 び６０１を使用して、比較的小さな入力電流によって搬送されている信号を増幅 するという場合には、それらトランスインピーダンス増幅器の夫々のトランスイ ンピーダンスの値が、比較的大きな値であることが望ましい。一方、受信機が比 較的大きな入力電流で駆動される場合には、その受信機に組み込むトランスイン ピーダンス増幅器を、その入力電流に応じた小さな値のトランスインピーダンス を有するものとすべきである。電界効果トランジスタＱ１２０と帰還抵抗Ｒ１２ １とて構成したトランスインピーダンス増幅段のトランスインピーダンスの値は 、Ｒ１２］＋Ｖｃ　／１＋Ｖ、に略々等しく、ここで、Ｖｃ＋（第１の増幅段の 電圧利得）は、Ｇｍとそれに並列なＺとの積に等しく、更に、この並列なＺの値 は、Ｒ１２１が並列に接続されているそのＧａ、ＡｓＦＥＴのＲ，ｌの値にＲ１ ０８の損失分（この損失分は、ここで関係する周波数範囲においては公称６００ オームの抵抗性である）を加えた値に等しい。Ｑ１２０の出力キヤパシタンスは 比較的小さく、考慮に入れる必要はないと考えられる。従って、トランスインピ ーダンス増幅段のトランスインピーダンスの値は、帰還抵抗Ｒ１２１の抵抗値を 選択することによって様々に変化させることができる。尚ここで、集積回路中に パッケージされている市販のトランスインピーダンス増幅器では、その帰還抵抗 の抵抗値を選択することは、エンドユーザには容易に行なえないことに注意され たい。これまでも帰還インピーダンスを可変にするということは行なわれていた が、それによって得られるトランスインピーダンスの値域は充分な広さを持って いなかったため、映像信号を光ファイバで伝送しているＣＡＴＶシステムにおい てときに経験されるような、非常に広い、光検知器に対する光信号の強度の変動 範囲に亙って補償を行なうのに充分なものではなかった。更には、その可変の帰 還インピーダンスに本来的に付随する非線形性が、ここで述べているような用途 においては、深刻な問題を生じることがあった。従って、この実施例の構成に使 用している帰還抵抗が、池から独立した回路部品であること、並びに、その帰還 抵抗が高度の線形性を有するものであることにより、非常に広い範囲に亙って変 化する入力信号の条件に対して、増幅器を極めて良く適合させることができると いう利点が得られている。

以」二の構成において、光検知器６２０へ供給される光信号が、微弱な信号であ る場合には、帰還抵抗Ｒ１２１の抵抗値を約１０００Ω〜２にΩの範囲内の値に 選択すれば良い。また、光検知器２０への入力信号が、強力な信号であることが 予期される場合には、帰還抵抗Ｒ１２１の抵抗値を２００〜１０００Ωの範囲内 の値に選択すれば良い。非常に狭い狭帯域伝送の場合（例えば、ＴＶチャンネル を１チヤンネルしか伝送しない場合）、ないしは、非常に長い光フアイバ経路の かなたから低強度の光信号を受信する場合には、帰還抵抗の値として２にΩ以上 の抵抗値を選択すれば良い。このような抵抗値はまた、狭帯域データ伝送の用途 にも適したものである。

上で説明した回路では、トランジスタＱ１１０のベース−エミッタ間の電圧降下 は、約０．７ボルトである。従って、このトランジスタが導通状態にあるときに は、このトランジスタＱｌ　１０のエミッタにおける電圧は、約＋３．７ボルト になっている。

上で説明した回路では、インダクタＬ１０８は、ＤＣ信号に対してはそれを短絡 させるように作用し、一方、問題となる高周波の（即ち、５０ＭＨｚ以上の）Ａ Ｃ信号に対しては純抵抗成分として作用するように構成しである。このインダク タＬ　１０８は、５０ＭＨｚ〜５５０ＭＨｚの範囲内の周波数において、約６０ ０〜７００Ωの抵抗性インピーダンスとして作用するものとしておくことが好ま しい。このインダクタＬ１０８はｒ＃３０Ｊのエナメル線を５回巻いて形成する ことができる。

電界効果トランジスタＱ１２０のドレイン電極は、高インピーダンスのバッファ 増幅段を介して出力変成器３００の一次巻線の端子３０１に接続されている。こ のバッファ増幅段は、トランジスタＱ１４０を含んでおり、このトランジスタＱ １４０のソースは、抵抗Ｒ１３３と抵抗Ｒ１３４とを介して接地されている。こ の回路のそれら抵抗Ｒ１３３とＲ１３４との間の接続点から、ＤＣ遮断用コンデ ンサＣ１３２によって、高周波を接地させる経路が設けられている。トランジス タＱ１４０のドレインは、出力変成器３００の一次巻線の端子３０１に接続され ており、また、このトランジスタＱ１４０のゲートは電界効果トランジスタＱ１ ２０のドレイン端子に接続されている。

出力変成器３００はフェライトコア変成器であって、広帯域増幅器の用途に広く 一般的に用いられている型式の変成器に類似したものである。この出力変成器の 一次巻線の端子３０３は、他方のトランスインピーダンス増幅器３０１の出力に 接続されている。−次巻線のセンタータップ端子３０２は、抵抗Ｒ３１２とＲ３ １１とを介して＋１５ボルトの電源に接続されていると共に、ＤＣ遮断用コンデ ンサＣ３１３を介して接地されている。変成器３００は、好ましくは、巻数比が ２＝１のものとし、即ち、インピーダンス比が４：１のものとする。この変成器 ３００は、その出力端子３０５と３０４におけるバランスしていない負荷インピ ーダンスを、トランジスタＱ１４０とＱ２４０の夫々のドレインのためのバラン スした負荷に変化させるように機能する。この変成器の一次巻線のセンタータッ プ端子３０２に接続しである上述の回路は、この端子３０２の点においてＡＣ成 分をグラウンドへ短絡させる機能を果たすと共に、トランジスタＱ１４０のドレ インへのＤＣバイアス電圧の経路を提供している。

ＤＣ遮断用コンデンサＣ３１７は、端子３０４がらグラウンドへ高周波信号を接 地させる経路を提供しており、また、ＤＣ遮断用コンデンサＣ３１０は、受信機 の出力端子へ高周波信号を伝達する経路を提供している。任官の構成要素として 等化回路網４００を採用し、受信機の出力をその等化回路網４００接続するよう にしても良く、この等化回路［４００は比較器ｃ４ｏ３と直列に接続した抵抗４ ０１を含んでおり、比較器Ｃ４０３は更に、共振用インダクタＬ４０２を介して 接地されている。等化回路網４００は、この回路のその他の部分の不完全性に起 因して発生する、この受信機の応答に含まれる非線形性を修正除去するためのも のである。

本発明のトランスインピーダンス型の受信機は更に、自動利得制御回路を含んで いる。高周波出力線に、ＤＣ制御電圧を入力するようにしている。コンデンサＣ ３１０は、このＤＣ制御電圧が、高周波出力トランジスタＱ１４０及びＱ２４０ に影響を及ぼすのを防止している。このＤＣ制御電圧は、抵抗Ｒ６１５及びＲ６ １６を介して、ＰＩＮダイオードＣＲ４１７にバイアスをかけるように作用する 。ＰＩＮダイオードＣＲ４１，７は、出力電界効果トランジスタＱ１４０及びＱ ２４０のソースどうしを（コンデンサＣ４１８が介在しているため）ＡＣ結合し ている。このダイオードＣＲ４１７がオフ状態にあって高インピーダンスを呈し ているときには、このダイオードＣＲ４１７は何の影響も及ぼしておらず、その ため、このトランスインピーダンス型の受信機は最大利得で動作している。ＤＣ 制御電圧が上昇してダイオードＣＲ４１７がオン状態になると、このダイオード ＣＲ４１７は低インピーダンスを呈するようになり、それによってトランジスタ Ｑ１４０及びＱ２４０シャント技路に発生する負帰還量が増大し、そのため、そ れらトランジスタＱ１４０及びＱ２４０の利得が低下する。従って、ダイオード ＣＲ４１７のバイアスを変化させることによって、出力トランジスタＱ１４０お よびＱ２４０の利得を変化させ、それによって出力レベルを変化させることがで きるようにしである。

上述の制御電圧を発生させる方法には、幾つもの方法がある。受信機の出力レベ ルと目標出力レベルとを比較して制御電圧を発生させ、それによって増幅器の利 得を調節して目標出力レベルを維持させるようにしても良い。これとは別の方法 として、ボテンンヨメータを手動調節して目標出力に設定することによって、そ の制御電圧を発生させるようにしても良い。更には、本願の譲受人に譲渡された 、発明の名称を「ファイバ通信システムにおける信号レベル制御（Ｓｔｇｎａｌ 　Ｌｅｖｅｌ　Ｃｏｎｔｒｏｌ　ｉｎ　ａ　Ｆｉｂｅｒ　ＣｏＩｌｌｍｕｎｉｃ ａｔｉｏｎｓ　５ｙｓｔｅｓ＋　）　Ｊとした特許出願（出願代理人整理番号Ｎ ｏ、　１．２６３．０３６４８７）に記載されているようにして、その制御電圧 を発生させることも可能である。

図５に示した回路の動作の仕方は以下のとおりである。先ず、光エネルギが、光 ファイバを介して、フォトダイオードから成る光検知器６２０へ伝達される。

フォトダイオード６２０は、抵抗Ｒ２とＲ１とから成るバイアス回路網によって 逆バイアスされている。この逆バイアスは、フォトダイオード６２０が、その線 形領域（即ち、図３の点Ａと点Ｂとの間の領域）のうちの大部分の範囲に亙って 動作するようにするためのものである。光ファイバ１０から光が入っているとき には、フォトダイオード６２０を流れている電流は、このフォトダイオード２０ の反応特性と、このフォトダイオードの人力部へ供給されている入射光のエネル ギの大きさとによって決まる大きさとなっている。この電流の大きさは、典型的 な例では、約５０〜１０００マイクロアンペアの範囲内にある。光ファイバ１０ が搬送している光が高周波で振幅変調されているときには、フォトダイオードを 流れるＤＣ電流は更に、光ファイバ１０から入射している光の、その振幅変調の 程度に応じた高周波振幅成分をも含むことになる。この高周波成分は、光フアイ バ１０上を伝送されている幾つもの映像信号の夫々の搬送波周波数を含んだもの であり、この高周波成分は、ＤＣ遮断用コンデンサＣ１０１及びＣ２０１が提供 している低インピーダンスの高周波伝達経路を通って流れ、従って、トランスイ ンピーダンス増幅器６００及び６０１の夫々の電界効果トランジスタＱ１２０及 びＱ２２０のゲート回路へ流れる。既述の如く、トランスインピーダンス増幅器 ６００及び６０１の、夫々の帰還抵抗Ｒ１２１及びＲ２２１の抵抗値は、フォト ダイオード６２０から発生されるトランスインピーダンス増幅器６００及び６０ １への入力信号に適合する入力インピーダンスを提供することのできる抵抗値１ こ選択されている。光ファイバ１０の経路が長く、この光ファイノくからフォト ダイオード６２０への出力部における光強度が低い場合には、従って、フォトダ イオード６２０が発生するトランスインピーダンス増幅器６００及び６０１への 入力信号のレベルが比較的低レベルである場合には、Ｒ１２１及びＲ２２１の抵 抗値として、比較的大きな値（例えば１０００〜２０００Ωの範囲内の値）が選 択されている。また、光検知器６２０がトランスインピーダンス増幅器への入力 信号として発生する信号が、比較的大きな信号であることが予期される用途にお Ｌｌて゛は、Ｒ１２１及びＲ２２１の抵抗値として、比較的小さなｍ（例えば２ ００〜１０００Ωの範囲内の値）が選択されている。

Ｑｌｌｏ及びそれに付随する回路と、Ｑ２１０及びそれに付随する回路とは、夫 々、トランスインピーダンス増幅器６００のノくイアス制御の機能と、トランス インピーダンス増幅器６０１のバイアス制御の機能とを担っている。それら１ま 、電界効果トランジスタＱ１２０及びＱ２２０のゲートへ供給されてＬＸる電圧 を制御しており、それによってドレイン−ソース電流の大きさを制御して０る。

最適な線形性を得るためには、ドレイン電流の大きさを約２５ミリアンペアＤＣ の近傍の範囲内に維持することが好ましい。例えば、トランスインピーダンス増 幅器６００については、この電流の大きさの条件は、次のようにして満たされて Ｌλる。

先ず、トランジスタＱ１１０は、その人力基準電圧を、＋１５ボルトの電源から 、抵抗Ｒ１５、Ｒ１６、及びＲ１７から成る抵抗回路網を介して得ている。この トランジスタＱ１１０のエミッターベース間電圧降下は、約０７ボルトである。

従って、このトランジスタＱ１１０が導通状態にあり、抵抗Ｒ１０７とインダク タＬ１０８との接続点における電圧が約４ボルトのとき、Ｌ　１０８はＱ１２０ のドレインの高周波負荷アドミッタンスを最小にするように機能しており、従っ て、Ｑｌｌｏの達成可能な電圧利得を保存するように機能している。Ｒ１０８は 更に、Ｑ１２０のドレイン電流のための低ＤＣ抵抗の経路を提供している。

Ｑｌｌｏのエミッタとグラウンドとの間に接続されているツェナー・ダイオード ＣＲ１３０は、図５に示した回路において、電源を投入するプロセスないしは電 源を切断するプロセスを促進する機能を果たしている。このＣＲ１３０は、通常 の動作が行なわれている間は何の機能も果たしていない（即ち、開回路であるの と同じことになっている）。ところが、電源が投入されたり切断されたりしたと きには、このＣＲ１３０は、ＧａＡｓ電界効電界効果トランジスタロ１２０イン 電圧が、定格電圧（公称５Ｖ）を超えることを防止する。この定格電圧を超えて しまうと、それによってＧａＡｓ電界効電界効果トランジスタロ１２０するおそ れがある。

電界効果トランジスタＱ１２０及びＱ２２０の夫々の出力信号の大きさは、それ らトランジスタの夫々の回路へ供給される入力電流の値に、その回路のトランス インピーダンスの値を乗じた積によって決まる大きさであり、更に、そのトラン スインピーダンスの値は、既述の如く、夫々の帰還抵抗Ｒ１２１及びＲ２２１の 抵抗値に応じた値となる。トランジスタＱ１２０のドレインにおける高周波電圧 信号と、トランジスタＱ２２０のドレインにおける高周波電圧信号は、夫々、Ｑ １４０及びそれに付随する回路で形成したバッファ増幅器と、Ｑ２４０及びそれ に付随する回路で形成したバッファ増幅器とへ供給されている。それらバッファ 増幅器の出力は、出力変成器３００の一次巻線へ供給されている。

出力変成器３００は、プッシュプル増幅器としての用途に必要とされるバランス 形の構成形態にしである。この出力変成器３００が、バッファ増幅段の出力を一 般的な同軸ケーブル・システムに適合させて、その同軸ケーブル・システムに接 続されている家庭へ出力を分配できるようにしている。

以上、本発明の原理を具体的な装置に即して説明したが、以上の説明はあくまで も具体例を示すためのものであり、本発明の範囲を限定するためのものではない ということは、明らかに理解されよう。

浄書（内界に変更なし） １【 手続補正書 平成　６年　４月＾ｌ貢４

Claims (17)

【特許請求の範囲】
1. １．広帯域の高周波振幅変調を施されている人力光信号を受信するための光受信 機において、 前記光信号を受け取り、その光信号から、その光信号のエネルギ・レベルに応じ た変化をする電気信号を発生する光検知器と、前記電気信号を増幅する第１増幅 手段と、前記電気信号を増幅する第２増幅手段と、前記第１増幅手段の出力端子 と前記第２増幅手段の出力端子とをプッシュプル関係で接続するためのプッシュ プル接続手段と、制御信号に応答して前記第１増幅手段及び前記第２増幅手段の 利得を変化させる利得制御回路と、 を備えたことを特徴とすろ光受信機。
2. ２．前記光検知器がフォトダイオードであることを特徴とする請求項１記載の光 受信機。
3. ３．前記フオトダイオードに電気的バイアスをかけて、該フォトダイオードが前 記入力光信号によって励起されたときにのみ電流を流すようにしてあることを特 徴とする請求項２記載の光受信機。
4. ４．前記電気信号が、前記入力光信号の振幅変調に関係した振幅成分を有するＤ Ｃ信号であることを特徴とする請求項１記載の光受信機。
5. ５．前記第１増幅手段と前記第２増幅手段とに接続されており、選択可能な高周 波帯域の増幅率を最適化するための手段を更に備えたことを特徴とする請求項１ 記載の光受信機。
6. ６．前記第１増幅手段及び前記第２増幅手段の各々がトランスインピーダンス増 幅段を備えており、該トランスインピーダンス増幅段は、ゲート端子とドレイン 端子とソース端子とを有する第１電界効果トランジスタを含んでおり、前記ゲー ト端子の各々は、夫々のＤＣ遮断用コンデンサを介して前記光検知器の１つの端 子に接続されており、各々の前記電界効果トランジスタの前記ドレイン端子は帰 還抵抗を介して同じその電界効果トランジスタの前記ゲート端子に接続されてお り、該帰還抵抗は他から独立した回路部品としてあり、該帰還抵抗の抵抗値を選 択可能にしてあることを特徴とする請求項１記載の光受信機。
7. ７．前記第１増幅手段及び前記第２増幅手段の各々が高インピーダンスのバッフ ァ増幅段を更に偽えており、 該バッファ増幅段は、その入力端子が、そのバッファ増幅段に対応した前記トラ ンスインピーダンス増幅段の前記ドレイン端子に接続されており、且つ、その出 力端子が、前記プッシュプル接続手段の１つの端子に接続されていることを特徴 とする請求項６記載の光受信機。
8. ８．前記プッシュプル接続手段が変成器を備えており、前記変成器が一次巻線を 含んでおり、該一次巻線は、その一端の第１端子が前記第１増幅手段の出力端子 に接続されており、その他端の第２端子が前記第２増幅手段の出力端子に接続さ れており、第３端子が該二次巻線の中間部分をＤＣ遮断用コンデンサを介してグ ラウンドに接続しており、前記変成器が二次巻線を含んでおり、該二次巻線はＣ ＡＴＶ用の同軸ケーブルに接続するのに適した出力端子を備えていることを特徴 とする請求項７記載の光受信機。
9. ９．前記第１増幅手段の前記高インピーダンスのバッファ増幅段及び前記第２増 幅手段の前記高インピーダンスのバッファ増幅段の各々が第２電界効果トランジ スタを備えており、該第２電界効果トランジスタは、そのドレイン端子が前記プ ッシュプル接続手段の１つの端子に接続されており、そのゲートが前記第１電界 効果トランジスタの前記ドレインに接続されており、そのソースが前記利得制御 回路に接続されていることを特徴とする請求項７記載の光受信機。
10. １０．前記利得制御回路がＰＩＮダイオードを備えていることを特徴とする請求 項９記載の出力受信機。
11. １１．光検知器へ供給される光信号のエネルギ・レベルに応じて変化する該光検 知器が発生する信号を、増幅するための増幅器において、前記信号を増幅する第 １増幅手段と、 前記信号を増幅する第２増幅手段と、 前記第１増幅手段の出力端子と前記第２増幅手段の出力端子とをプッシュプル関 係で接続するためのプッシュプル接続手段と、制御信号に応答して前記第１増幅 手段及び前記第２増幅手段の利得を変化させる利得制御回路と、 を備えたことを特徴とする増幅器。
12. １２．前記第１増幅手段を前記第２増幅手段に作用的に接続して予め選択されて いる帯域の高周波の増幅率を最適化する手段を更に備えたことを特徴とする請求 項１１記載の増幅器。
13. １３．前記第１増幅手段及び前記第２増幅手段の各々がトランスインピーダンス 増幅段を備えており、該トランスインピーダンス増幅段は、ゲート端子とドレイ ン端子とソース端子とを有する電界効果トランジスタを含んでおり、前記ゲート 端子の各々は、夫々のＤＣ遮断用コンデンサを介して前記増幅器の入力端子に接 続されており、 各々の前記電界効果トランジスタの前記ドレイン端子は帰還抵抗を介して同じそ の電界効果トランジスタの前記ゲート端子に接続されており、該帰還抵抗は他か ら独立した回路部品としてあり、該帰還抵抗の抵抗値を選択可能にしてあること を特徴とする請求項１１記載の増幅器。
14. １４．前記第１増幅手段及び前記第２増幅手段の各々が高インピーダンスのバッ ファ増幅段を更に傭えており、該バッファ増幅段は、その入力端子が、そのバッ ファ増幅段に対応した前記トランスインピーダンス増幅段の前記ドレイン端子に 接続されており、且つ、その出力端子が、前記プッシュプル接続手段の１つの端 子に接続されていることを特徴とする請求項１３記載の増幅器。
15. １５．前記第１増幅手段の前記高インピーダンスのバッファ増幅段及び前記第２ 増幅手段の前記高インピーダンスのバッファ増幅段の各々が第２電界効果トラン ジスタを備えており、該第２電界効果トランジスタは、そのドレイン端子が前記 プッシュプル接続手段の１つの端子に接続されており、そのゲートが前記第１電 界効果トランジスタの前記ドレインに接続されており、そのソースが前記利得制 御回路に接続されていることを特徴とする請求項１４記載の光受信機。
16. １６．前記利得制御回路がＰＩＮダイオードを備えていることを特徴とする請求 項１５記載の光受信機。
17. １７．前記プッシュプル接続手段が変成器を備えており、前記変成器が一次巻線 を含んでおり、該一次巻線は、その一端の第１端子が前記第１増幅手段の出力端 子に接続されており、その他端の第２端子が前記第２増幅手段の出力端子に接続 されており、第３端子が該二次巻線の中間部分をＤＣ遮断用コンデンサを介して グラウンドに接続しており、前記変成器が二次巻線を含んでおり、該二次巻線は ＣＡＴＶ用の同軸ケーブルに接続するのに適した出力端子を備えている、ことを 特徴とする請求項１４記載の増幅器。