JPH0746900A - サプライ電圧に応じてｍｏｓデバイス及びバイポーラデバイスを交互に使用する出力段及び同期発電機用レギュレータ - Google Patents
サプライ電圧に応じてｍｏｓデバイス及びバイポーラデバイスを交互に使用する出力段及び同期発電機用レギュレータInfo
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- JPH0746900A JPH0746900A JP6166246A JP16624694A JPH0746900A JP H0746900 A JPH0746900 A JP H0746900A JP 6166246 A JP6166246 A JP 6166246A JP 16624694 A JP16624694 A JP 16624694A JP H0746900 A JPH0746900 A JP H0746900A
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P9/00—Arrangements for controlling electric generators for the purpose of obtaining a desired output
- H02P9/08—Control of generator circuit during starting or stopping of driving means, e.g. for initiating excitation
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- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P2101/00—Special adaptation of control arrangements for generators
- H02P2101/45—Special adaptation of control arrangements for generators for motor vehicles, e.g. car alternators
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- Power Engineering (AREA)
- Control Of Eletrric Generators (AREA)
- Control Of Charge By Means Of Generators (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 サプライ電圧の大きな降下が存在する場合で
もシステムの動作性を確保するために、安定な動作条件
下での低電力消費と低ターンオンスレッショルドを有す
る出力段及びこれを利用する調節回路を提供する。 【構成】 サプライ電圧Ｖｓと参照電圧ＶREF を比較す
るコンパレータＣＯＭＰで駆動されるスイッチＳＷによ
り、サプライ電圧が参照電圧未満に降下したときにの
み、コントロールシグナルＣｏを並列接続されたバイポ
ーラパワートランジスタＮＰＮと電界効果パワートラン
ジスタＮＣＨのうちのバイポーラパワートランジスタに
供給する。
もシステムの動作性を確保するために、安定な動作条件
下での低電力消費と低ターンオンスレッショルドを有す
る出力段及びこれを利用する調節回路を提供する。 【構成】 サプライ電圧Ｖｓと参照電圧ＶREF を比較す
るコンパレータＣＯＭＰで駆動されるスイッチＳＷによ
り、サプライ電圧が参照電圧未満に降下したときにの
み、コントロールシグナルＣｏを並列接続されたバイポ
ーラパワートランジスタＮＰＮと電界効果パワートラン
ジスタＮＣＨのうちのバイポーラパワートランジスタに
供給する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、サプライ電圧に応じて
自動的にそのタイプを選択できる出力段に関する。サプ
ライ電圧のレベルに応じてバイポーラ接合トランジスタ
又は電界効果トランジスタの何れかを選択できる。本発
明は、それに限定される訳ではないが自己生成及び蓄積
バッテリの再チャージの電気的システムの同期発電機用
レギュレータを形成するために有用である。
自動的にそのタイプを選択できる出力段に関する。サプ
ライ電圧のレベルに応じてバイポーラ接合トランジスタ
又は電界効果トランジスタの何れかを選択できる。本発
明は、それに限定される訳ではないが自己生成及び蓄積
バッテリの再チャージの電気的システムの同期発電機用
レギュレータを形成するために有用である。
【０００２】
【従来技術及びその問題点】それを第２のサプライノー
ドに接続することにより、負荷を駆動できる典型的には
第１のサプライノードに接続された外部負荷である負荷
を駆動できるパワートランジスタを含んで成る出力段
は、非常に広い用途において機能（調節、コントロー
ル、アクチュエーション、チャージ、ディスプレイ等）
を行うための出力回路で代表される。通常前記段は、一
般にバイポーラＮＰＮトランジスタ又はｎ−チャンネル
ＭＯＳトランジスタを使用する所謂「ローサイドドライ
バ」、又は一般にＰＮＰバイポーラトランジスタ又はｐ
−チャンネルＭＯＳトランジスタを使用する所謂「ハイ
サイドドライバ」として構成される。
ドに接続することにより、負荷を駆動できる典型的には
第１のサプライノードに接続された外部負荷である負荷
を駆動できるパワートランジスタを含んで成る出力段
は、非常に広い用途において機能（調節、コントロー
ル、アクチュエーション、チャージ、ディスプレイ等）
を行うための出力回路で代表される。通常前記段は、一
般にバイポーラＮＰＮトランジスタ又はｎ−チャンネル
ＭＯＳトランジスタを使用する所謂「ローサイドドライ
バ」、又は一般にＰＮＰバイポーラトランジスタ又はｐ
−チャンネルＭＯＳトランジスタを使用する所謂「ハイ
サイドドライバ」として構成される。
【０００３】外部負荷を駆動するパワートランジスタを
通しての電力消費を制限するための厳重な要件は、同様
の電流を運ぶ容量のバイポーラ接合トランジスタと比較
して本来的に約１オーダー電力消費を減少できる電界効
果トランジスタ（典型的にはＭＯＳトランジスタ）の選
択が多くの場合決定されることである。他方、パワーＭ
ＯＳトランジスタは約0.8 〜１Ｖ未満のターンオンスレ
ッショルド電圧を有することが難しく、典型的には比較
的高いパワー用に設計されたトランジスタの場合、スレ
ッショルド電圧は３Ｖと６Ｖの間の値に上昇する。
通しての電力消費を制限するための厳重な要件は、同様
の電流を運ぶ容量のバイポーラ接合トランジスタと比較
して本来的に約１オーダー電力消費を減少できる電界効
果トランジスタ（典型的にはＭＯＳトランジスタ）の選
択が多くの場合決定されることである。他方、パワーＭ
ＯＳトランジスタは約0.8 〜１Ｖ未満のターンオンスレ
ッショルド電圧を有することが難しく、典型的には比較
的高いパワー用に設計されたトランジスタの場合、スレ
ッショルド電圧は３Ｖと６Ｖの間の値に上昇する。
【０００４】しかしある種の動作フェーズの間、例えば
システムのスタートアップ時にサプライ電圧が大きく減
少しやすい電気的な自己生成システムでは特に多くの用
途がある。これは、例えば熱エンジン等の電気的スター
タのようなある種の負荷の瞬間的な大きな電流吸収ピー
クのために起こることがある。他の状況例えば車両の電
気機器の場合、同期発電機を駆動する熱エンジンの非常
に低いＲＰＭにおいて既に前記同期発電機により発生し
ているような車両の電気回路に電力を与える電圧を調節
する必要のようなある特殊の要件は出力パワーＭＯＳト
ランジスタの比較的高いスレッショルド電圧と互換的で
ないことが多い。例えばカーエンジンの「コールド」ス
タートアップの場合、カーバッテリにより与えられる電
圧は瞬間的に５〜６Ｖ又はそれ以上低下する。比較的高
いスレッショルド電圧を有するパワーＭＯＳの使用は、
エンジンの動作の機能を行い又は他の重要な機能及び不
当なデアクティベーションを行うリレイのソレノイドに
伝達される電流の遮断を生じさせることがある。
システムのスタートアップ時にサプライ電圧が大きく減
少しやすい電気的な自己生成システムでは特に多くの用
途がある。これは、例えば熱エンジン等の電気的スター
タのようなある種の負荷の瞬間的な大きな電流吸収ピー
クのために起こることがある。他の状況例えば車両の電
気機器の場合、同期発電機を駆動する熱エンジンの非常
に低いＲＰＭにおいて既に前記同期発電機により発生し
ているような車両の電気回路に電力を与える電圧を調節
する必要のようなある特殊の要件は出力パワーＭＯＳト
ランジスタの比較的高いスレッショルド電圧と互換的で
ないことが多い。例えばカーエンジンの「コールド」ス
タートアップの場合、カーバッテリにより与えられる電
圧は瞬間的に５〜６Ｖ又はそれ以上低下する。比較的高
いスレッショルド電圧を有するパワーＭＯＳの使用は、
エンジンの動作の機能を行い又は他の重要な機能及び不
当なデアクティベーションを行うリレイのソレノイドに
伝達される電流の遮断を生じさせることがある。
【０００５】一般に電力消費を減少させる要求がサプラ
イ電圧の急激な変化の不要な効果を防止する必要と連係
する場合には、「互換性」の問題が生ずる。例えばＭＯ
Ｓトランジスタが電力消費を減少させるための出力パワ
ー駆動素子として使用される場合には、コールドスター
トアップ時の信頼性の問題が生ずる。電気的自己生成の
システムの典型的な例は車両の電気的な設備により表さ
れる。通常車両の熱エンジンにより駆動される同期発電
機が使用される。一般に同期発電機は星型又は三角形の
形状で接続された固定子巻線を有する多相マシン（一般
に３相マシン）である。インダクタは一般にロータ巻線
（電界巻線）である。通常同期発電機により発生する電
圧をコントロールするためにレギュレータが使用され
る。
イ電圧の急激な変化の不要な効果を防止する必要と連係
する場合には、「互換性」の問題が生ずる。例えばＭＯ
Ｓトランジスタが電力消費を減少させるための出力パワ
ー駆動素子として使用される場合には、コールドスター
トアップ時の信頼性の問題が生ずる。電気的自己生成の
システムの典型的な例は車両の電気的な設備により表さ
れる。通常車両の熱エンジンにより駆動される同期発電
機が使用される。一般に同期発電機は星型又は三角形の
形状で接続された固定子巻線を有する多相マシン（一般
に３相マシン）である。インダクタは一般にロータ巻線
（電界巻線）である。通常同期発電機により発生する電
圧をコントロールするためにレギュレータが使用され
る。
【０００６】このタイプの典型的な設備が図３及び４に
示されている。レギュレータは、同期発電機の電界巻線
（ロータ巻線）を通して電流をトランジスタＱ２を通し
て駆動することにより、そのターミナルＤ- 及びＤ+ を
通して存在する電圧を、Ｒ１、Ｒ２、ＤＺ１及びＱ１に
より形成される電圧調節ネットワークを通してコントロ
ールし、これにより電気負荷及び（カーエンジンの）ロ
ータの回転速度に依存せずに同期発電機により発生する
電圧を可能な限り一定に維持する。このような「単一機
能」のレギュレータシステムでは、表示ランプが補助整
流器ブリッジのカソードと主整流器ブリッジのカソード
間に接続されている。同期発電機が車の電気回路の負荷
に電流を出力する際、前記２種のノード間にポテンシャ
ル差はなく表示ランプはオフのままである。同期発電機
が電流を伝達しない場合にはバッテリ／スタータキース
イッチ／電界巻線／Ｑ２の電気的経路を通して表示ラン
プが点灯する。
示されている。レギュレータは、同期発電機の電界巻線
（ロータ巻線）を通して電流をトランジスタＱ２を通し
て駆動することにより、そのターミナルＤ- 及びＤ+ を
通して存在する電圧を、Ｒ１、Ｒ２、ＤＺ１及びＱ１に
より形成される電圧調節ネットワークを通してコントロ
ールし、これにより電気負荷及び（カーエンジンの）ロ
ータの回転速度に依存せずに同期発電機により発生する
電圧を可能な限り一定に維持する。このような「単一機
能」のレギュレータシステムでは、表示ランプが補助整
流器ブリッジのカソードと主整流器ブリッジのカソード
間に接続されている。同期発電機が車の電気回路の負荷
に電流を出力する際、前記２種のノード間にポテンシャ
ル差はなく表示ランプはオフのままである。同期発電機
が電流を伝達しない場合にはバッテリ／スタータキース
イッチ／電界巻線／Ｑ２の電気的経路を通して表示ラン
プが点灯する。
【０００７】このタイプのシステムのスタートアップ時
（エンジンと同期発電機は依然として停止している）に
は、つまりスタータキースイッチを閉じると、同期発電
機の電界巻線（ロータ巻線）を通して電流を循環させる
だけでなく表示ランプを点灯（同期発電機によるエロゲ
ーションが存在しないことを示す）させることが望まし
く、これにより同期発電機の磁気回路の予備励起を生じ
させる。予備励起は実際に、磁気回路の残りの磁気のみ
を利用することよりＲＰＭ数が低いシステムのスタート
アップで有利である。予備励起フェーズの要件は、熱エ
ンジンの最低ＲＰＭ数で既に回転している車両の電気回
路の電圧を調節できることが高度に望ましい自動車工業
では更に重要になってきている。
（エンジンと同期発電機は依然として停止している）に
は、つまりスタータキースイッチを閉じると、同期発電
機の電界巻線（ロータ巻線）を通して電流を循環させる
だけでなく表示ランプを点灯（同期発電機によるエロゲ
ーションが存在しないことを示す）させることが望まし
く、これにより同期発電機の磁気回路の予備励起を生じ
させる。予備励起は実際に、磁気回路の残りの磁気のみ
を利用することよりＲＰＭ数が低いシステムのスタート
アップで有利である。予備励起フェーズの要件は、熱エ
ンジンの最低ＲＰＭ数で既に回転している車両の電気回
路の電圧を調節できることが高度に望ましい自動車工業
では更に重要になってきている。
【０００８】スタートアップ時における調節回路の等価
のダイアグラムは図５及び図６となる。車の電気回路の
素子の典型的なインピーダンスの値を考慮に入れると、
レギュレータのサプライピン（Ｄ+ ）の電圧は図６に概
略的に示すように約１Ｖまで低下する。同期発電機用レ
ギュレータつまり同期発電機の電界巻線を通して電流を
コントロールするトランジスタ（ローサイドドライバ又
はハイサイドドライバ）の出力段は通常バイポーラ接合
トランジスタ（ＢＪＴ）又は電界効果トランジスタ（Ｍ
ＯＳ）により構成されている。
のダイアグラムは図５及び図６となる。車の電気回路の
素子の典型的なインピーダンスの値を考慮に入れると、
レギュレータのサプライピン（Ｄ+ ）の電圧は図６に概
略的に示すように約１Ｖまで低下する。同期発電機用レ
ギュレータつまり同期発電機の電界巻線を通して電流を
コントロールするトランジスタ（ローサイドドライバ又
はハイサイドドライバ）の出力段は通常バイポーラ接合
トランジスタ（ＢＪＴ）又は電界効果トランジスタ（Ｍ
ＯＳ）により構成されている。
【０００９】バイポーラパワートランジスタは、該トラ
ンジスタが最小ターンオン電圧として抵抗Ｒ４（図４、
５及び６）を通しての電圧降下及びトランジスタ自身の
ベース−エミッタ電圧（ＶＢＥ、典型的には約0.7 Ｖ）
の合計により与えられる電圧を必要とするため、約１Ｖ
のサプライ電圧でスタートアップ時の電界巻線（ロータ
巻線）の予備励起を確保できる。対照的にバイポーラト
ランジスタの使用は比較的高い電力消費を招くという欠
点がある。実際に次の典型的な値を考慮すると（Ｉ
field ＝５Ａ、Ｖcesat Q2＝0.25Ｖ、gainQ2＝10、Ｖ
reg ＝14.4Ｖ）、前記トランジスタは約0.50Ａの駆動電
流Ｉdrivを必要とする。従って電力消費は次のように与
えられる。 Ｐdiss＝Ｉfield ＊Ｖcesat ＋Ｉdriv＊Ｖreg ＝５＊0.25＋0.5 ＊14.4＝8.45Ｗ
ンジスタが最小ターンオン電圧として抵抗Ｒ４（図４、
５及び６）を通しての電圧降下及びトランジスタ自身の
ベース−エミッタ電圧（ＶＢＥ、典型的には約0.7 Ｖ）
の合計により与えられる電圧を必要とするため、約１Ｖ
のサプライ電圧でスタートアップ時の電界巻線（ロータ
巻線）の予備励起を確保できる。対照的にバイポーラト
ランジスタの使用は比較的高い電力消費を招くという欠
点がある。実際に次の典型的な値を考慮すると（Ｉ
field ＝５Ａ、Ｖcesat Q2＝0.25Ｖ、gainQ2＝10、Ｖ
reg ＝14.4Ｖ）、前記トランジスタは約0.50Ａの駆動電
流Ｉdrivを必要とする。従って電力消費は次のように与
えられる。 Ｐdiss＝Ｉfield ＊Ｖcesat ＋Ｉdriv＊Ｖreg ＝５＊0.25＋0.5 ＊14.4＝8.45Ｗ
【００１０】対照的にバイポーラ接合トランジスタの代
わりにパワーＭＯＳを使用すると、出力トランジスタの
駆動（電圧駆動）の際の電力消費を実質的に除去するこ
とを許容する。実際に例えばバイポーラトランジスタの
それと匹敵する直列抵抗（つまりＲdson＝0.25Ｖ／５Ａ
＝0.05Ω）を有するパワーＭＯＳを使用すると、電力消
費は次のように与えられる。 Ｐdiss＝Ｒdson＊Ｉfield ＊Ｉfield ＝0.05＊５＊５＝1.25Ｗ 電力消費が小さいことはトランジスタの接合温度が低い
ことを従ってシステムの高信頼性を意味するため、低電
力消費が自動車工業においてしばしば強く要望される。
わりにパワーＭＯＳを使用すると、出力トランジスタの
駆動（電圧駆動）の際の電力消費を実質的に除去するこ
とを許容する。実際に例えばバイポーラトランジスタの
それと匹敵する直列抵抗（つまりＲdson＝0.25Ｖ／５Ａ
＝0.05Ω）を有するパワーＭＯＳを使用すると、電力消
費は次のように与えられる。 Ｐdiss＝Ｒdson＊Ｉfield ＊Ｉfield ＝0.05＊５＊５＝1.25Ｗ 電力消費が小さいことはトランジスタの接合温度が低い
ことを従ってシステムの高信頼性を意味するため、低電
力消費が自動車工業においてしばしば強く要望される。
【００１１】現在のところ所謂混合技術集積回路製造プ
ロセスで及びこのタイプの用途用の「分離した」デバイ
スで使用される電界効果パワートランジスタは数Ｖ典型
的に３から６Ｖのスレッショルド電圧を有するため、電
界効果パワートランジスタ（ＭＯＳ）は比較的低い値の
サプライ電圧（Ｄ＋Ｐ≒１Ｖ）の存在下でも円滑なスタ
ートアップを許容する他のものと互換性がない。一方で
は電力消費が少なく他方ではサプライ電圧が大きく降下
する場合でもシステムのトラブルのない動作を保証する
出力パワー段（ローサイドドライバ又はハイサイドドラ
イバ）の必要性又は有用性がある。
ロセスで及びこのタイプの用途用の「分離した」デバイ
スで使用される電界効果パワートランジスタは数Ｖ典型
的に３から６Ｖのスレッショルド電圧を有するため、電
界効果パワートランジスタ（ＭＯＳ）は比較的低い値の
サプライ電圧（Ｄ＋Ｐ≒１Ｖ）の存在下でも円滑なスタ
ートアップを許容する他のものと互換性がない。一方で
は電力消費が少なく他方ではサプライ電圧が大きく降下
する場合でもシステムのトラブルのない動作を保証する
出力パワー段（ローサイドドライバ又はハイサイドドラ
イバ）の必要性又は有用性がある。
【００１２】
【発明の構成】本発明の目的は、サプライ電圧の大きな
降下が存在する場合でもシステムの動作性を確保するた
めに、安定な動作条件下での低電力消費と低ターンオン
スレッショルドを有する出力パワー段を提供することで
ある。本発明の他の目的は、低電力消費と同期発電機を
ドラッグする熱エンジンが比較的低いＲＰＭ数で機能す
る能力とを結び付けた同期発電機用レギュレータを提供
することである。
降下が存在する場合でもシステムの動作性を確保するた
めに、安定な動作条件下での低電力消費と低ターンオン
スレッショルドを有する出力パワー段を提供することで
ある。本発明の他の目的は、低電力消費と同期発電機を
ドラッグする熱エンジンが比較的低いＲＰＭ数で機能す
る能力とを結び付けた同期発電機用レギュレータを提供
することである。
【００１３】これらの目的及び利点は、サプライ電圧の
実際のレベルに応じて、バイポーラ接合パワートランジ
スタ及び電界効果パワートランジスタを交互に使用する
ことにより特徴付けられる出力段により得られる。電圧
調節ネットワークにより生成した駆動シグナルは、サプ
ライノードに存在する電圧と参照電圧を比較するコンパ
レータにより駆動するスイッチにより、出力バイポーラ
パワートランジスタのコントロールターミナル（ベー
ス）又は出力パワー電界効果トランジスタのコントロー
ルターミナル（ゲート）へ自動的に供給される。
実際のレベルに応じて、バイポーラ接合パワートランジ
スタ及び電界効果パワートランジスタを交互に使用する
ことにより特徴付けられる出力段により得られる。電圧
調節ネットワークにより生成した駆動シグナルは、サプ
ライノードに存在する電圧と参照電圧を比較するコンパ
レータにより駆動するスイッチにより、出力バイポーラ
パワートランジスタのコントロールターミナル（ベー
ス）又は出力パワー電界効果トランジスタのコントロー
ルターミナル（ゲート）へ自動的に供給される。
【００１４】本発明の他の態様によると、自己生成及び
車両の電気機器の蓄積バッテリ再チャージシステムの同
期発電機用調整回路は、システムのプレスタートアップ
フェーズ間の予備励起電流をコントロールするよう設計
されたサイズを有する接合バイポーラトランジスタ、及
び同期発電機の通常の動作の間に電界励起電流をコント
ロールするために適したサイズを有する電界効果パワー
トランジスタを交互に使用する。電圧調節ネットワーク
により生成した駆動シグナルは、サプライノードに存在
する電圧と参照電圧を比較するコンパレータにより駆動
するスイッチにより、出力バイポーラパワートランジス
タのコントロールターミナル（ベース）又は出力パワー
電界効果トランジスタのコントロールターミナル（ゲー
ト）へ自動的に供給される。
車両の電気機器の蓄積バッテリ再チャージシステムの同
期発電機用調整回路は、システムのプレスタートアップ
フェーズ間の予備励起電流をコントロールするよう設計
されたサイズを有する接合バイポーラトランジスタ、及
び同期発電機の通常の動作の間に電界励起電流をコント
ロールするために適したサイズを有する電界効果パワー
トランジスタを交互に使用する。電圧調節ネットワーク
により生成した駆動シグナルは、サプライノードに存在
する電圧と参照電圧を比較するコンパレータにより駆動
するスイッチにより、出力バイポーラパワートランジス
タのコントロールターミナル（ベース）又は出力パワー
電界効果トランジスタのコントロールターミナル（ゲー
ト）へ自動的に供給される。
【００１５】レギュレータはバイポーラトランジスタの
低スレッショルド電圧特性により低サプライ電圧でも円
滑なスタートアップを許容し、そして一度エンジンがス
タートするとサプライノードの電圧の引き続く上昇がコ
ンパレータの状態を変化させ、該コンパレータが駆動シ
グナルをバイポーラトランジスタのベースからＭＯＳト
ランジスタのゲートへスイッチさせ、低電力消費でのレ
ギュレータの運転を確保する。他方バイポーラトランジ
スタは、システムの通常運転の間、出力段により扱われ
る電流（電界巻線調節電流）より遙かに小さい比較的低
電流（予備励起電流）を扱うよう設計されているため、
このような「補助」又は並列な出力段を形成するために
最終的に必要とされる付加的なシリコンエリアは比較的
小さい。
低スレッショルド電圧特性により低サプライ電圧でも円
滑なスタートアップを許容し、そして一度エンジンがス
タートするとサプライノードの電圧の引き続く上昇がコ
ンパレータの状態を変化させ、該コンパレータが駆動シ
グナルをバイポーラトランジスタのベースからＭＯＳト
ランジスタのゲートへスイッチさせ、低電力消費でのレ
ギュレータの運転を確保する。他方バイポーラトランジ
スタは、システムの通常運転の間、出力段により扱われ
る電流（電界巻線調節電流）より遙かに小さい比較的低
電流（予備励起電流）を扱うよう設計されているため、
このような「補助」又は並列な出力段を形成するために
最終的に必要とされる付加的なシリコンエリアは比較的
小さい。
【００１６】添付図面を参照しながら行う引き続く本発
明の重要な態様の説明により本発明は更に良好に理解さ
れるであろう。図１は本発明に従って形成された自動選
択タイプのローサイドドライバの機能的ダイアグラムで
ある。図２は本発明に従って形成された自動選択タイプ
のハイサイドドライバの機能的ダイアグラムである。図
３、４、５及び６は車で使用されるような同期発電機用
の単一機能タイプのレギュレータの典型的な回路を示
す。図７は本発明に従って形成された同期発電機用の単
一機能タイプのレギュレータのダイアグラムである。
明の重要な態様の説明により本発明は更に良好に理解さ
れるであろう。図１は本発明に従って形成された自動選
択タイプのローサイドドライバの機能的ダイアグラムで
ある。図２は本発明に従って形成された自動選択タイプ
のハイサイドドライバの機能的ダイアグラムである。図
３、４、５及び６は車で使用されるような同期発電機用
の単一機能タイプのレギュレータの典型的な回路を示
す。図７は本発明に従って形成された同期発電機用の単
一機能タイプのレギュレータのダイアグラムである。
【００１７】本発明に従って形成された自動選択タイプ
の出力段が図１に概略的に示されている。図示の例は所
謂ローサイドドライバを示すもので、ここではパワーサ
プライノードに接続された負荷（ＬＯＡＤ）を駆動する
ために共通グラウンドノードに接続されたパワートラン
ジスタを使用している。コントロール回路は、駆動ノー
ドＣｏに電圧を生成できるＣＯＮＴＲＯＬスイッチによ
り図中で特定されている。出力段は、並列接続され独立
のコントロールターミナルを有する「１対」のパワート
ランジスタであるバイポーラ接合トランジスタＮＰＮ及
びｎ−チャンネルＭＯＳトランジスタＮＣＨにより構成
されている。駆動選択スイッチＳＷはＣｏノードに存在
するコントロールシグナルをＮＰＮトランジスタのベー
ス又はＮＣＨトランジスタのゲートのいずれかへスイッ
チする。スイッチＳＷはコンパレータＣＯＭＰによりコ
ントロールされ、該コンパレータの第１の入力にはサプ
ライノードの電圧Ｖｓが供給され、他方の入力には定参
照電圧ＶREF が供給される。参照電圧ＶREF はツェナー
ダイオードＤＺにより生成する。
の出力段が図１に概略的に示されている。図示の例は所
謂ローサイドドライバを示すもので、ここではパワーサ
プライノードに接続された負荷（ＬＯＡＤ）を駆動する
ために共通グラウンドノードに接続されたパワートラン
ジスタを使用している。コントロール回路は、駆動ノー
ドＣｏに電圧を生成できるＣＯＮＴＲＯＬスイッチによ
り図中で特定されている。出力段は、並列接続され独立
のコントロールターミナルを有する「１対」のパワート
ランジスタであるバイポーラ接合トランジスタＮＰＮ及
びｎ−チャンネルＭＯＳトランジスタＮＣＨにより構成
されている。駆動選択スイッチＳＷはＣｏノードに存在
するコントロールシグナルをＮＰＮトランジスタのベー
ス又はＮＣＨトランジスタのゲートのいずれかへスイッ
チする。スイッチＳＷはコンパレータＣＯＭＰによりコ
ントロールされ、該コンパレータの第１の入力にはサプ
ライノードの電圧Ｖｓが供給され、他方の入力には定参
照電圧ＶREF が供給される。参照電圧ＶREF はツェナー
ダイオードＤＺにより生成する。
【００１８】コンパレータの機能は、サプライノードの
電圧Ｖｓがある値つまり参照電圧ＶREF により設定され
た値より小さくなったときはいつもコントロールシグナ
ルＣｏをバイポーラＮＰＮトランジスタのベースへコミ
ュートすることである。逆に電圧ＶｓがＶREF より高い
場合には、コンパレータ及びスイッチは状態を変え、駆
動ノードＣｏに存在するコントロールシグナルはｎ−チ
ャンネルＭＯＳトランジスタＮＣＨのゲートへ供給され
る。所謂ハイサイドドライバとして形成された本発明の
出力段を示す。回路の動作は明らかに図１の回路の動作
と類似している。
電圧Ｖｓがある値つまり参照電圧ＶREF により設定され
た値より小さくなったときはいつもコントロールシグナ
ルＣｏをバイポーラＮＰＮトランジスタのベースへコミ
ュートすることである。逆に電圧ＶｓがＶREF より高い
場合には、コンパレータ及びスイッチは状態を変え、駆
動ノードＣｏに存在するコントロールシグナルはｎ−チ
ャンネルＭＯＳトランジスタＮＣＨのゲートへ供給され
る。所謂ハイサイドドライバとして形成された本発明の
出力段を示す。回路の動作は明らかに図１の回路の動作
と類似している。
【００１９】本発明の出力段の適用例は車両の電気回路
中のリレイや他のアクチュエータ駆動用である。周知の
ように車両の熱エンジンの電気的スタータにより吸収さ
れる強い電流ピークのため、約７Ｖの電圧降下がスター
トアップ時に起こり、秒未満ではあるが（典型的には10
0 から180 ｍｓ）「有用な」サプライ電圧Ｖｓは約12Ｖ
（典型的な銅バッテリの電圧）から約５Ｖまで降下す
る。これらのトランジェント条件ではパワーＭＯＳはタ
ーンオフし従ってトランジスタにより駆動されるそれぞ
れのリレイのコイルを通る電流を遮断し、そして不当な
非励起が生ずる。本発明の回路はこのような事態を防止
する。実際にＶｓ電圧が予備設定値ＶREF 未満に降下す
ると、回路は自動的に駆動シグナルを0.7 Ｖと等しいか
それより小さいスレッショルド電圧を有するバイポーラ
接合トランジスタのベースへスイッチする。
中のリレイや他のアクチュエータ駆動用である。周知の
ように車両の熱エンジンの電気的スタータにより吸収さ
れる強い電流ピークのため、約７Ｖの電圧降下がスター
トアップ時に起こり、秒未満ではあるが（典型的には10
0 から180 ｍｓ）「有用な」サプライ電圧Ｖｓは約12Ｖ
（典型的な銅バッテリの電圧）から約５Ｖまで降下す
る。これらのトランジェント条件ではパワーＭＯＳはタ
ーンオフし従ってトランジスタにより駆動されるそれぞ
れのリレイのコイルを通る電流を遮断し、そして不当な
非励起が生ずる。本発明の回路はこのような事態を防止
する。実際にＶｓ電圧が予備設定値ＶREF 未満に降下す
ると、回路は自動的に駆動シグナルを0.7 Ｖと等しいか
それより小さいスレッショルド電圧を有するバイポーラ
接合トランジスタのベースへスイッチする。
【００２０】他方電圧の大きな降下と同時に選択された
出力トランジスタを通って流れる電流も比例して降下
し、従ってバイポーラ接合トランジスタは減少した電流
伝達要件を考慮して設計され、従って比較的小さいサイ
ズを有する。本発明の回路は、その特殊な要件が図３、
４、５及び６に関して行って説明で述べた車に搭載され
るような電気的自己生成システムの同期発電機の単一機
能レギュレータの設計を意図するために最適である。図
７を参照すると、本発明のレギュレータは従来技術のレ
ギュレータと実質的に類似しているＲ１、Ｒ２、ＤＺ
１、Ｒ３、Ｒ３及びＱ１から構成される電圧調整ネット
ワークを有している。
出力トランジスタを通って流れる電流も比例して降下
し、従ってバイポーラ接合トランジスタは減少した電流
伝達要件を考慮して設計され、従って比較的小さいサイ
ズを有する。本発明の回路は、その特殊な要件が図３、
４、５及び６に関して行って説明で述べた車に搭載され
るような電気的自己生成システムの同期発電機の単一機
能レギュレータの設計を意図するために最適である。図
７を参照すると、本発明のレギュレータは従来技術のレ
ギュレータと実質的に類似しているＲ１、Ｒ２、ＤＺ
１、Ｒ３、Ｒ３及びＱ１から構成される電圧調整ネット
ワークを有している。
【００２１】対照的にレギュレータの出力段は、１対の
トランジスタＱ２及びＱ３から構成されている。Ｑ２は
同期発電機の電界巻線Ｌｆの予備励起電流をコントロー
ルするために適したサイズを有するバイポーラ接合トラ
ンジスタである。Ｑ３は通常の運転条件の間に電界巻線
Ｌｆの励起電流の扱うために適したサイズを有する電界
効果（ＭＯＳ）パワートランジスタである。サプライノ
ードＤ+ に存在する電圧に応じて、駆動シグナルはバイ
ポーラトランジスタＱ２のベースとＭＯＳトランジスタ
Ｑ３のゲートへ交互に供給（スイッチ）される。これは
コンパレータＣＯＭＰ１により行われ、該コンパレータ
の入力はサプライノードＤ+ に接続され他の入力は参照
電圧に接続され、図示の例では参照電圧は約６Ｖであり
適切なツェナーダイオードＤＺ２により設定される。
トランジスタＱ２及びＱ３から構成されている。Ｑ２は
同期発電機の電界巻線Ｌｆの予備励起電流をコントロー
ルするために適したサイズを有するバイポーラ接合トラ
ンジスタである。Ｑ３は通常の運転条件の間に電界巻線
Ｌｆの励起電流の扱うために適したサイズを有する電界
効果（ＭＯＳ）パワートランジスタである。サプライノ
ードＤ+ に存在する電圧に応じて、駆動シグナルはバイ
ポーラトランジスタＱ２のベースとＭＯＳトランジスタ
Ｑ３のゲートへ交互に供給（スイッチ）される。これは
コンパレータＣＯＭＰ１により行われ、該コンパレータ
の入力はサプライノードＤ+ に接続され他の入力は参照
電圧に接続され、図示の例では参照電圧は約６Ｖであり
適切なツェナーダイオードＤＺ２により設定される。
【００２２】コンパレータＣＯＭＰ１は図中に概略的に
示した選択スイッチＳＷを駆動する。勿論当業者に周知
な通り前記スイッチは１又は２以上のトランジスタを使
用して形成してもよい。サプライ電圧が参照電圧（６
Ｖ）未満に降下する間のスタートアップ時に、コンパレ
ータＣＯＭＰ１の出力段は、バイポーラトランジスタＱ
２のベースに供給される電圧調整ネットワークのＱ１ト
ランジスタの出力ノードに生成するコントロールシグナ
ルを保持する。スタートアップスイッチを閉じると（ス
タートアップキーをターンさせる）、サプライノードＤ
+ に存在する約１Ｖの電圧が十分に出力トランジスタＱ
２を導電させ従って同期発電機の電界巻線Ｌｆを通る予
備励起電流の通過を許容する。一度エンジンをスタート
させるとサプライノードＤ+の電圧はその通常レベルに
向かって上昇し、コンパレータＣＯＭＰ１は最終的に状
態を変え、駆動シグナルをＱ２のベースからＱ３のゲー
トへスイッチする。その後同期発電機の運転の間の電圧
調整が電界効果パワートランジスタＱ３により行われ、
これにより低電力消費が確保される。
示した選択スイッチＳＷを駆動する。勿論当業者に周知
な通り前記スイッチは１又は２以上のトランジスタを使
用して形成してもよい。サプライ電圧が参照電圧（６
Ｖ）未満に降下する間のスタートアップ時に、コンパレ
ータＣＯＭＰ１の出力段は、バイポーラトランジスタＱ
２のベースに供給される電圧調整ネットワークのＱ１ト
ランジスタの出力ノードに生成するコントロールシグナ
ルを保持する。スタートアップスイッチを閉じると（ス
タートアップキーをターンさせる）、サプライノードＤ
+ に存在する約１Ｖの電圧が十分に出力トランジスタＱ
２を導電させ従って同期発電機の電界巻線Ｌｆを通る予
備励起電流の通過を許容する。一度エンジンをスタート
させるとサプライノードＤ+の電圧はその通常レベルに
向かって上昇し、コンパレータＣＯＭＰ１は最終的に状
態を変え、駆動シグナルをＱ２のベースからＱ３のゲー
トへスイッチする。その後同期発電機の運転の間の電圧
調整が電界効果パワートランジスタＱ３により行われ、
これにより低電力消費が確保される。
【００２３】勿論スレッショルドＶREF はトランジスタ
Ｑ３の最小スレッショルド電圧より高くなければなら
ず、使用するパワーＭＯＳの製造技術に関連して選択さ
れなければならない。自動車の同期発電機用の本発明の
回路実際的な態様によると、バイポーラトランジスタＱ
２は低飽和電圧で約0.2 Ａのオーダーの予備励起電流を
扱うことができなければならない。従ってこのような
「補助」出力段で必要とされるシリコンエリアは比較的
小さい。
Ｑ３の最小スレッショルド電圧より高くなければなら
ず、使用するパワーＭＯＳの製造技術に関連して選択さ
れなければならない。自動車の同期発電機用の本発明の
回路実際的な態様によると、バイポーラトランジスタＱ
２は低飽和電圧で約0.2 Ａのオーダーの予備励起電流を
扱うことができなければならない。従ってこのような
「補助」出力段で必要とされるシリコンエリアは比較的
小さい。
【図１】本発明に従って形成された自動選択タイプのロ
ーサイドドライバの機能的ダイアグラム。
ーサイドドライバの機能的ダイアグラム。
【図２】本発明に従って形成された自動選択タイプのハ
イサイドドライバの機能的ダイアグラム。
イサイドドライバの機能的ダイアグラム。
【図３】車で使用される同期発電機用の単一機能タイプ
のレギュレータの典型的な回路の第１の例を示す回路。
のレギュレータの典型的な回路の第１の例を示す回路。
【図４】図３で使用されたレギュレータを例示する図。
【図５】車で使用される同期発電機用の単一機能タイプ
のレギュレータの典型的な回路の第２の例を示す回路。
のレギュレータの典型的な回路の第２の例を示す回路。
【図６】図５で使用されたレギュレータを例示する図。
【図７】本発明に従って形成された同期発電機用の単一
機能タイプのレギュレータのダイアグラム。
機能タイプのレギュレータのダイアグラム。
Ｖｓ・・・サプライノード電圧 ＶREF ・・・参照電圧
ＮＰＮ、ＰＮＰ・・・バイポーラパワートランジスタ
ＮＣＨ、ＰＣＨ・・・電界効果パワートランジスタ
ＣＯＭＰ・・・コンパレータ ＳＷ・・・スイッチ Ｌ
ＯＡＤ・・・負荷
ＮＰＮ、ＰＮＰ・・・バイポーラパワートランジスタ
ＮＣＨ、ＰＣＨ・・・電界効果パワートランジスタ
ＣＯＭＰ・・・コンパレータ ＳＷ・・・スイッチ Ｌ
ＯＡＤ・・・負荷
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 マルコ・モレリ イタリア国 ミラノ 20146 ヴィア・フ ォルナリ44
Claims (8)
- 【請求項１】 それを第２のサプライノード及びそのコ
ントロール回路に接続することにより、第１のサプライ
ノードに接続された負荷を駆動するパワートランジスタ
を含んで成る出力段において、 互いに並列接続されそれぞれが別個のコントロールター
ミナルを有するバイポーラパワートランジスタ及び電界
効果パワートランジスタ、及び第１のサプライノードに
接続された第１の入力、参照電圧が加えられる第２の入
力、及び前記コントロール回路で生成するシグナルを前
記バイポーラ接合トランジスタのコントロールターミナ
ル又は前記電界効果トランジスタのコントロールターミ
ナルへ交互に供給するスイッチのコントロールターミナ
ルに接続された出力を有するコンパレータ、 を含んで成ることを特徴とする出力段。 - 【請求項２】 サプライ電圧が前記参照電圧未満に降下
したときに、前記バイポーラパワートランジスタが前記
スイッチにより選択される請求項１に記載の出力段。 - 【請求項３】 前記パワートランジスタがそれぞれＮＰ
Ｎ及びｎ−チャンネルＭＯＳである請求項１に記載の出
力段。 - 【請求項４】 前記パワートランジスタがそれぞれＰＮ
Ｐ及びｐ−チャンネルＭＯＳである請求項１に記載の出
力段。 - 【請求項５】 前記バイポーラパワートランジスタが前
記電界効果パワートランジスタの電流伝達能より実質的
に小さい電流伝達能を有している請求項２に記載の出力
段。 - 【請求項６】 回路の電圧調節ネットワークの出力に接
続されたコントロールターミナルを有するドライバトラ
ンジスタを含んで成り、かつシステムのスタートアップ
スイッチが閉じた後に同期発電機の電界巻線を通して予
備励起電流を流すことができかつ動いている同期発電機
の前記電界巻線を通して励起電流を調節でき、かつ前記
電界巻線及び調節ネットワークにバッテリにより前記ス
タートアップスイッチを通して電力供給される、自己生
成及び蓄積バッテリの電気設備の同期発電機の出力電圧
の調節回路において、 互いに並列接続されそれぞれが別個のコントロールター
ミナルを有するバイポーラトランジスタ及び電界効果ト
ランジスタ、及び前記電圧調節ネットワークのサプライ
ノードに接続された第１の入力、定参照電圧が加えられ
る第２の入力、及び前記電圧調節ネットワークの出力を
前記バイポーラトランジスタのコントロールターミナル
及び前記電界効果トランジスタのコントロールターミナ
ルへ接続できるスイッチのコントロールターミナルへ接
続された出力を有するコンパレータ、 を含んで成ることを特徴とする調節回路。 - 【請求項７】 前記バイポーラトランジスタが、同期発
電機の前記電界巻線の予備励起フェーズ間にコンパレー
タによりコントロールされる前記スイッチにより選択さ
れ、かつ前記電界効果トランジスタが前記同期発電機の
通常運転の間に前記スイッチにより選択される請求項６
に記載の調節回路。 - 【請求項８】 前記バイポーラトランジスタが、前記電
界効果トランジスタの電流伝達能より小さい電流伝達能
を有している請求項７に記載の調節回路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| IT93830273.4 | 1993-06-25 | ||
| EP93830273A EP0631375B1 (en) | 1993-06-25 | 1993-06-25 | Output stage alternatively employing a MOS device or a bipolar device depending on the supply voltage and regulator for an alternator |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0746900A true JPH0746900A (ja) | 1995-02-14 |
Family
ID=8215187
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6166246A Pending JPH0746900A (ja) | 1993-06-25 | 1994-06-25 | サプライ電圧に応じてｍｏｓデバイス及びバイポーラデバイスを交互に使用する出力段及び同期発電機用レギュレータ |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5541456A (ja) |
| EP (1) | EP0631375B1 (ja) |
| JP (1) | JPH0746900A (ja) |
| DE (1) | DE69309667T2 (ja) |
Families Citing this family (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0709944A1 (en) * | 1994-10-31 | 1996-05-01 | STMicroelectronics S.r.l. | Charge voltage regulator for a battery |
| JPH09128080A (ja) * | 1995-08-30 | 1997-05-16 | Sgs Thomson Microelectron Inc | 電圧調整器回路 |
| JP3457126B2 (ja) * | 1996-07-12 | 2003-10-14 | 三菱電機株式会社 | 車両用交流発電機の制御装置 |
| GB0004018D0 (en) * | 2000-02-22 | 2000-04-12 | Lucas Industries Ltd | Control circuit for electrical generator |
| US6535042B1 (en) * | 2000-02-22 | 2003-03-18 | Linear Technology Corporation | High-speed, current-driven latch |
| WO2002084837A1 (en) * | 2001-04-12 | 2002-10-24 | Siemens Vdo Automotive Corporation | Method and system for protecting electronics mounted on a vehicle |
| CN101997472B (zh) * | 2009-08-12 | 2013-09-11 | 环旭电子股份有限公司 | 电压调节器及电压调节系统 |
| DE102010064177A1 (de) * | 2010-12-27 | 2012-06-28 | Robert Bosch Gmbh | Verfahren und Vorrichtung zum Betreiben einer fremd- oder hybriderregten elektrischen Maschine |
| KR20150009555A (ko) * | 2012-05-02 | 2015-01-26 | 레미 테크놀러지스 엘엘씨 | 잠금 모드를 갖는 알터네이터 |
| CN105939048A (zh) * | 2015-10-07 | 2016-09-14 | 刘泽法 | 300v自发电型电动车 |
Family Cites Families (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2049033B1 (ja) * | 1969-06-25 | 1973-04-06 | Boulogne Billanc Electro | |
| DE2806597A1 (de) * | 1978-02-16 | 1979-08-30 | Bosch Gmbh Robert | Schaltungsanordnung zur verbesserung der selbsterregung von generatoren |
| JPS5622543A (en) * | 1979-08-01 | 1981-03-03 | Nippon Denso Co | Generation control device for vehicle |
| JPS5625373A (en) * | 1979-08-08 | 1981-03-11 | Nec Corp | Control circuit for power |
| FR2510842A1 (fr) * | 1981-07-31 | 1983-02-04 | Paris & Du Rhone | Circuit d'amorcage pour alternateur de vehicule automobile |
| US4694238A (en) * | 1984-01-10 | 1987-09-15 | Peter Norton | Dual voltage power supply system for vehicles |
| US4727307A (en) * | 1985-07-19 | 1988-02-23 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Control apparatus for vehicular generator |
| US4723105A (en) * | 1986-10-30 | 1988-02-02 | General Motors Corporation | Dual voltage motor vehicle electrical system |
| KR910008548B1 (ko) * | 1987-05-07 | 1991-10-18 | 가부시키가이샤 히타치세이사쿠쇼 | 충전발전기의 전압조정장치 |
| DE58903408D1 (de) * | 1989-02-16 | 1993-03-11 | Mania Gmbh | Schaltung zum messen von widerstaenden von prueflingen. |
| JPH0821840B2 (ja) * | 1989-12-07 | 1996-03-04 | 富士電機株式会社 | パワー半導体装置のスナバ回路 |
| US5218235A (en) * | 1991-01-04 | 1993-06-08 | Catalyst Semiconductor | Power stealing circuit |
-
1993
- 1993-06-25 EP EP93830273A patent/EP0631375B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1993-06-25 DE DE69309667T patent/DE69309667T2/de not_active Expired - Fee Related
-
1994
- 1994-06-14 US US08/259,968 patent/US5541456A/en not_active Expired - Lifetime
- 1994-06-25 JP JP6166246A patent/JPH0746900A/ja active Pending
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0631375B1 (en) | 1997-04-09 |
| DE69309667T2 (de) | 1997-09-04 |
| US5541456A (en) | 1996-07-30 |
| EP0631375A1 (en) | 1994-12-28 |
| DE69309667D1 (de) | 1997-05-15 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A601 | Written request for extension of time |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A601 Effective date: 20031225 |
|
| A602 | Written permission of extension of time |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A602 Effective date: 20040106 |
|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20040629 |