JPH0746038A - 電圧制御周波数発振器 - Google Patents

電圧制御周波数発振器

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JPH0746038A
JPH0746038A JP6073102A JP7310294A JPH0746038A JP H0746038 A JPH0746038 A JP H0746038A JP 6073102 A JP6073102 A JP 6073102A JP 7310294 A JP7310294 A JP 7310294A JP H0746038 A JPH0746038 A JP H0746038A
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voltage
inductance
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tuning
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Pascal Philippe
フィリップ パスカル
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Philips Electronics NV
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Abstract

(57)【要約】 【目的】 非常に広い周波数レンジを有するとともに、
この周波数レンジの範囲に亘って増幅デバイスに対する
発振状態を確実にする発振器を提供する。 【構成】 発振器は、増幅デバイスＴと、増幅デバイス
Ｔの制御電極Ａと基準電圧ＶＥとの間に端子が接続され
た容量性の分圧ブリッジ１１，１２と、容量性の分圧ブ
リッジ１１，１２に並列な同調回路２０とを具える。同
調回路は、可変コンデンサ１２に直列なコイルＬａを有
する第１並列枝路と、可変コンデンサ２２，２３に相当
する第２並列枝路とを有する。同調回路２０は、第１枝
路Ｌａ，２１に並列なコンデンサ２４によって構成され
た第３枝路も具え、同調コイルＬａの値に比べて小さい
値を有する直列コイルＬｓを、第１枝路Ｌａ，２１と第
３枝路２４とを接続する接続点Ｃと、増幅デバイスＴの
制御電極と容量性の分圧ブリッジ１１，１２とを接続す
る接続点Ａとの間に配置する。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、第１電極と第２電極と
の間に規定された主電流通路及び導通を制御する制御電
極を有する増幅デバイスと、この増幅デバイスの第１電
極と制御電極との間で帰還結合をする容量性の分圧ブリ
ッジとを具える電圧制御周波数発振器であって、前記容
量性の分圧ブリッジの一端を前記制御電極に、他端を基
準電圧に、中間接続点を前記第１電極にそれぞれ接続
し、前記発振器を前記制御電極と前記基準電圧との間に
配置された同調回路にも接続し、この同調回路は第１の
可変コンデンサに直列に配置された同調コンデンサによ
って構成される第１並列枝路と、第２の可変コンデンサ
に相当する第２並列枝路とを具える電圧制御周波数発振
器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】このようなコルピッツ形の発振器は欧州
特許出願公開明細書第0270298 号から既知である。この
ような発振器は特にテレビジョン信号を受信する局部発
振器として用いられている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】この分野における通常
の技術上の問題は、周波数レンジが所定の同調インダク
タンスに基づく場合、できるだけ広い周波数レンジをカ
バーしうるようにすると同時に増幅デバイスの発振状態
の信頼性を維持しうるようにすることにある。無効イン
ピーダンスの値は当面の周波数レンジの最低周波数と最
高周波数との間の変化の影響を受けやすいので、比較的
複雑な構成を有するとともに発振器の安全な動作とカバ
ーされる周波数レンジの程度との間で満足のいく折衷策
を講ずるように同調回路を使用する必要性が頻繁にあ
る。
【０００４】既知の発振器では、前記可変コンデンサを
構成する可変容量ダイオードのキャパシタンスを変える
ことによってカバーされる周波数レンジを広げるよう
に、前記第２並列枝路を有する同調回路を用いることを
推奨している。このような発振器の動作の基本的な技術
面に関する限り、前記欧州特許出願公開明細書第027029
8 号を参照することができる。周波数レンジの拡大及び
周波数レンジの範囲に亘る発振器の動作の安定性の両方
を得ることの困難性は、前記欧州特許出願公開明細書第
0270298 号で詳細に説明されている。既知の発振器は種
々の周波数レンジをカバーしうると述べられているが、
極値としての２６３及び５０９ＭＨｚに亘る最大周波数
レンジを有し、すなわちこれらの周波数の間の比は１．
９３である。これらの可能性を広げるとともに同一レン
ジにおける両極の周波数の間の比を少なくとも２．７に
することが望ましい。
【０００５】本発明の目的は、非常に広い周波数レンジ
を有するとともに、この周波数レンジの範囲に亘って増
幅デバイスに対する発振状態を確実にする発振器を提供
することである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明によれば上述した
タイプの発振器は、前記同調回路は固定コンデンサによ
って構成された第３並列枝路を具え、前記第１並列枝路
及び第３並列枝路のアセンブリを、前記同調インダクタ
ンスの値より小さい値を有する直列インダクタンスを介
して前記増幅デバイスの制御電極と前記第２並列枝路と
の間の接続点に接続したことを特徴とするものである。
【０００７】したがって第１及び第３並列枝路のアセン
ブリは、直列モードと並列モードとの組み合わせと称さ
れる共振回路を構成する。
【０００８】本発明において設けられた直列インダクタ
ンスが存在しない場合には、カバーされる周波数帯域の
幅と帯域の制限周波数における発振の安定性との間の妥
協が狭くなりすぎる。実際上、周波数帯域を広げようと
すると同調回路のインピーダンスが低下してしまう。そ
の理由は、このインピーダンスが非常に低いと発振が停
止し、同調回路が増幅デバイスが供給しうるエネルギー
以上を消費するからである。
【０００９】後に詳細に説明するように、直列インダク
タンスを挿入することにより、同調インダクタンス及び
同調回路内に設けられる直並列結合のキャパシタンスに
よって決定される周波数以外の周波数での発振が起こり
うる。このために直列インダクタンスの値を、上述した
不所望な周波数が同調インダクタンスから生じる周波数
より十分高くなるよう同調インダクタンスの値の一部と
なるように選定する。この周波数を、この寄生発振が実
際に発生しないように非常に高い周波数値とするのがよ
い。
【００１０】本発明の好適例では、発振器は、前記第２
並列枝路を、前記第１の可変コンデンサを構成する可変
容量ダイオードと同一モデルの可変容量ダイオードに直
列に配置された固定コンデンサによって構成することを
特徴とするものである。
【００１１】第２並列枝路内に設けられる固定コンデン
サの値及び第３並列枝路を構成する固定コンデンサの値
を適切に選定するために、同一の可変同調電圧で好適に
制御される２個の同一モデルの可変容量ダイオードを使
用することができる。したがって、発振器はそれ相当の
方法にて簡単に実現することができる。
【００１２】
【実施例】図１に線図的に示した発振器は負性抵抗回路
段１を具え、この負性抵抗回路段１においてトランジス
タＴは、電源ＶCCと基準電圧ＶＥとの間に主電流を供給
する主電流通路を有する増幅デバイスを構成する。トラ
ンジスタＴのベースに端子Ａを接続するとともに、この
トランジスタＴのエミッタに端子Ｂを接続する。トラン
ジスタＴのエミッタを、電流源Ｓを介して基準電圧ＶＥ
に接続する。負性抵抗回路段１にはトランジスタＴ及び
電流源Ｓのみを示し、同時に他の素子（図示せず）をモ
ノリシック集積回路の形態で組み込むこともできるが、
このことは本発明に直接関連することではない。トラン
ジスタＴによって発生される発振信号をこのトランジス
タＴのベースから取り出すことができ、このことを出力
端子Ｏを経て取り出せるように図面では記号的に示して
ある
【００１３】容量性の分圧ブリッジはトランジスタＴの
エミッタとこのトランジスタＴのベースとの間の帰還結
合を構成し、この分圧ブリッジは直列配置されたコンデ
ンサ１１及び１２によって構成するとともにコンデンサ
１１の遊端を端子Ａ（トランジスタＴのベース）に接続
し、かつ、コンデンサ１２の遊端を基準電圧ＶＥに接続
する。コンデンサ１１及び１２の共通接続点を端子Ｂ
（トランジスタＴのエミッタ）に接続する。
【００１４】端子Ａと基準電圧ＶＥとの間に同調回路２
０を配置する。この同調回路２０を、可変コンデンサ２
１に直列な同調インダクタンスＬａによって形成される
第１並列枝路と、固定コンデンサ２３に直列の第２の可
変コンデンサ２２によって構成される可変キャパシタン
スに等価の第２並列枝路とによって構成する。
【００１５】第１枝路２１，Ｌａに並列に配置された第
３枝路を固定コンデンサ２４によって構成する。基準電
圧ＶＥの反対側において、第１並列枝路２１，Ｌａ及び
第３並列枝路２４を接続点Ｃにて接続する。基準電圧Ｖ
Ｅの反対側で、分圧ブリッジ１１，１２及び第２並列枝
路２２，２３を端子Ａに直接接続する。本発明の要点
は、同調インダクタンスＬａより低い値を有する直列イ
ンダクタンスＬｓを介して接続点Ｃを端子Ａに接続す
る。後に詳細に説明するように直列インダクタンスＬｓ
は、発振器を同調させることができる周波数レンジを拡
張する場合に発振状態が最高周波数にて検証されるよう
にする有効な手段を構成する。直列インダクタンスＬｓ
を設けることにより、同調回路２０が二つの周波数すな
わち主として同調インダクタンスＬａにより決まる主要
周波数と、直列インダクタンスＬｓにより決まる寄生周
波数との二つの周波数にて共振することができるように
なる。
【００１６】同調インダクタンスＬａに比べて低い値を
有するようにインダクタンスＬｓを選定したので、同調
インダクタンスＬａがコンデンサ２４のリアクタンスに
対してかなり高いリアクタンスを有するような高周波数
となり、したがって接続点Ｃにおけるコンデンサ２４の
影響が優勢となる。
【００１７】インダクタンスＬｓの他方の端子すなわち
接続点Ａにおいては、基準電圧ＶＥに対するリアクタン
スはコンデンサ１１，１２，２３及び可変コンデンサ２
２の組み合わせによるキャパシタンスに限定される。
【００１８】したがって寄生共振周波数を計算すること
ができ、この寄生共振周波数は主としてコンデンサ１
１，１２，２４及びインダクタンスＬｓの値を選定する
ことにより決定される。
【００１９】インダクタンスＬｓの値を、同調インダク
タンスＬａに比べて低くなるように選定してあるので、
主要モードにおける周波数レンジの最大周波数を十分超
える寄生共振周波数を搬送しやすくするため、この寄生
周波数での発振状態が起こらなくなる。
【００２０】次いで、直列インダクタンスＬｓの作用及
び効果につき説明する。最初に、直列インダクタンスＬ
ｓ並びにコンデンサ２２及び２３を具える第２並列枝路
を省き、接続点Ｃを容量性の分圧ブリッジ１１，１２と
並列に端子Ａに直接接続すると仮定する。この場合分圧
ブリッジ１１，１２に並列に配置されたコンデンサ２４
は、第１枝路２１，Ｌａに並列な等価キャパシタンスを
増大する作用をする。できるだけ低い周波数に向かう周
波数レンジを拡張させるためには、並列コンデンサ２４
の値をできるだけ高く選定する必要がある。
【００２１】しかしこの場合の発振状態は、増幅デバイ
スＴのインピーダンスが不十分であるので、周波数レン
ジの上端でもはや満足されなくなる。更に高い周波数段
で発振させるのに適したインピーダンスを得るために
は、より容量値の低い並列コンデンサ２４を選定するの
が有利である。したがって広い周波数レンジを実現しう
る要求がかなえられない。ここで並列コンデンサ２４を
省いて、可変コンデンサ２２及び固定コンデンサ２３に
よって構成された前記第２並列枝路に置き換えるものと
する。この配置は、前記欧州特許出願公開明細書第0270
298 号から既知の発振器に相当するものである。上述し
た場合に比べてこの場合は更に好適な状態が得られる。
その理由は、直列に配置されたコンデンサ２２及び２３
に等価の並列キャパシタンスが、周波数レンジの上端に
位置をとる場合可変コンデンサ２２によって値をより小
さくすることができ、それに対してこの並列キャパシタ
ンスは周波数レンジの下端に位置をとる場合値を増大す
ることができるからである。
【００２２】より広い周波数レンジが高周波数において
も得られるが、このことはさほど問題にはならず、その
理由は、可変コンデンサ２２（値が小さいが）を、優勢
な影響を及ぼす分圧ブリッジ１１，１２に並列に配置し
ているからである。同調レンジをかなり増大するには、
周波数レンジの下端で等価の並列キャパシタンスを増大
させる必要がある。それにもかかわらず並列キャパシタ
ンスが高いＱ値(quality coefficient) を呈して、この
キャパシタンスが最低周波数で同調回路のインピーダン
スを実質上低減しないようにし、最低周波数にて発振器
を臨界的に作動させることが重要なことである。このた
めに、コンデンサ２３の値を増加するだけで得られる等
価の並列キャパシタンスを増大することは、満足な解決
策にはならない。等価の並列キャパシタンスを固定値の
相補キャパシタンス（このキャパシタンスは可変キャパ
シンタンスの枝路に並列に加えられる）によって増加さ
れる場合にはさらに高いＱ値が得られる。その結果、本
発明において直列インダクタンスＬｓを追加することに
より補償される上述した状態に対して、高周波数ではイ
ンピーダンスが確実に減少することになる。
【００２３】本発明によれば、第１の同調枝路Ｌａ，２
１に並列な２個の容量性枝路２４及び２２，２３を用い
るとともに、接続点Ａ及び接続点Ｃとの間に直列インダ
クタンスＬｓを配置することにより広い周波数レンジが
得られる。このようにして、同調回路のインピーダンス
レベルは所定の周波数レンジで満足のいく発振動作を得
るのに必要なインピーダンスに準最適な方法で適合させ
ることができる。最高周波数にてコンデンサ２４の値を
比較的低い値に選定することにより、同調回路のインピ
ーダンスレベルを高めることができる。これらの周波数
での発振動作は、インダクタンスＬｓを設けることによ
って更に簡単となる。このインダクタンスＬｓが同調回
路のインピーダンスをより高くするとともに発振周波数
にはほとんど影響を及ぼさないことは、詳細な計算で証
明できる。これらを組み合わせた利点をコンデンサ２４
の値及びインダクタンスＬｓの値を設定することにより
得ることができ、したがって寄生モードにおける発振の
おそれは通常排除される。理由が何であれ、寄生発振の
おそれがある場合、寄生モードでの動作を不安定にする
ことなくインダクタンスＬｓに直列に小さな抵抗を付加
することにより、このようなおそれを有効に排除するこ
とができる。
【００２４】所定の周波数レンジの最低周波数では直列
インダクタンスＬｓのインピーダンスを実質上無視する
ことができるため、分圧ブリッジ１１，１２及び第２の
容量性枝路２２，２３のキャパシタンスをコンデンサ２
４に並列に加えられるようにする。２．５ｐＦと４０ｐ
Ｆとの間で変化する可変コンデンサ２１，２２を用いる
ことにより、所定の値の同調インダクタンスＬａに対し
て２．８より大きい極限周波数比を有する周波数レンジ
を実際にカバーすることができる。同じ素子を用い、か
つ、同調インダクタンスＬａに直列でこの同調インダク
タンスＬａより高い値を有する第２の同調インダクタン
スを追加することにより、極限周波数比が２．８に等し
い更に低い周波数レンジをカバーすることもでき、同時
にこのようにして構成された発振器はこれら二つの周波
数レンジに亘って安定となる。
【００２５】図２に示す発振器は本発明の実施例であ
る。図２において、図１に対応し、かつ、同一の機能を
有する素子には同一符号を付す。
【００２６】図２では、図１の可変コンデンサ２１及び
２２を同一モデルの可変容量ダイオードＣ２１及びＣ２
２によってそれぞれ構成し、これら双方の可変容量ダイ
オードＣ２１及びＣ２２を、高い値の阻止抵抗３０を介
して接続点Ｃに供給される同一の同調電圧ＶＴによって
制御する。接続点Ｃと端子Ａとの間は、周波数レンジに
亘って低リアクタンスとするために選定された高い値の
結合コンデンサ３２によって直流分離を行う。
【００２７】可変容量ダイオードＣ２２のアノードを、
阻止抵抗３４を介して基準電圧ＶＥ（接地点）の直流電
位に接続し、可変容量ダイオードＣ２１のアノードを、
同調インダクタンスＬａ１及び阻止抵抗３６を介して基
準電圧ＶＥの直流電位に接続する。無線周波数の観点か
らして、インダクタンスＬａ１と基準電圧ＶＥとの間
に、インダクタンスＬａ１の値よりも高い値を有する相
補インダクタンスＬａ２を配置し、これらのインダクタ
ンスＬａ１，Ｌａ２によって所定の最低周波数レンジを
カバーするようにする。
【００２８】直流電圧端から見れば、相補インダクタン
スＬａ２の両端で、使用周波数では無視することができ
るような高い値のコンデンサ３８及び４０によって直流
分離を行う。
【００２９】バンド切替回路をスイッチングダイオード
４２によって構成し、スイッチングダイオード４２のア
ノードをコンデンサ３８とインダクタンスＬａ２との間
に接続し、スイッチングダイオード４２のカソードを、
抵抗ブリッジ４４，４６により電源ＶCCと基準電圧ＶＥ
との中間電位点に接続する。スイッチングダイオード４
２のアノードを、このダイオード４２を導通させるよう
に電源ＶCCに等しい電圧に接続することもできるし、こ
のダイオード４２をブロックするように基準電圧ＶＥに
等しい電圧に接続することもできる。このような接続
は、コンデンサ４０と相補インダクタンスＬａ２との接
続点に分離抵抗４８を介して供給されるスイッチング信
号ＶSWにより行われる。スイッチングダイオード４２が
導通すると、スイッチングダイオード４２はインピーダ
ンスがＲＦモードで無視できるような高い値を有するコ
ンデンサ５０を経て基準電圧ＶＥのＲＦ信号を伝送す
る。
【００３０】周波数レンジを切り替えるのに用いられる
追加の素子以外は、図２の回路は図１の回路に相当する
ものである。図１において、同調インダクタンスＬａは
二つの別個の値を取りうる。実際には、図２に示す発振
器を〔表１〕に示す値を有する素子で構成すると、８７
〜２０４ＭＨｚのＶＨＦテレビジョン周波数帯域及び１
８８〜５１３ＭＨｚのＶＨＦテレビジョン周波数帯域を
カバーすることができる。
【表１】
【００３１】本例で示した周波数レンジとは別の周波数
レンジも本発明によって得ることができることは勿論で
ある。所定の周波数レンジをカバーする素子の値を、当
業者は簡単な計算から得られる。本発明は、本実施例に
記載されたような増幅デバイスＴに関する限りバイポー
ラトランジスタの使用に限定されるものではなく、他の
デバイス特に電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）にも適用
することができる。ＦＥＴの制御電極（ゲート）と第１
電極（ソース）との間で帰還結合するので、ソースとド
レインとの間が主電流通路となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の発振器の実施例の回路図を示す。
【図２】本発明の発振器の他の実施例の回路図を示す。
【符号の説明】 １ 負性抵抗回路段 １１，１２，２３，２４，３２，３８，４０，５０ コ
ンデンサ ２０ 同調回路 ２１，２２ 可変コンデンサ ３０，３４，３６，４４，４６，４８ 抵抗 ４２ スイッチングトランジスタ Ａ，Ｂ 端子 Ｃ 接続点 Ｃ２１，Ｃ２２ 可変容量ダイオード Ｏ 出力端子 Ｓ 電流源 Ｔ トランジスタ Ｌａ，Ｌａ１ 同調インダクタンス Ｌａ２ 相補インダクタンス Ｌｓ 直列インダクタンス ＶCC 電源 ＶＥ 基準電圧 ＶＴ 同調電圧 ＶSW スイッチング信号

Claims (4)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 第１電極と第２電極との間に規定された
    主電流通路及び導通を制御する制御電極を有する増幅デ
    バイス（Ｔ）と、この増幅デバイスの第１電極と制御電
    極との間で帰還結合をする容量性の分圧ブリッジ（１
    １，１２）とを具える電圧制御周波数発振器であって、
    前記容量性の分圧ブリッジの一端を前記制御電極に、他
    端を基準電圧（ＶＥ）に、中間接続点を前記第１電極に
    それぞれ接続し、前記発振器を前記制御電極と前記基準
    電圧との間に配置された同調回路（２０）にも接続し、
    この同調回路は第１の可変コンデンサ（２１）に直列に
    配置された同調コンデンサ（Ｌａ）によって構成される
    第１並列枝路と、第２の可変コンデンサ（２２，２３）
    に相当する第２並列枝路とを具える電圧制御周波数発振
    器において、前記同調回路は固定コンデンサ（２４）に
    よって構成された第３並列枝路を具え、前記第１並列枝
    路及び第３並列枝路のアセンブリを、前記同調インダク
    タンス（Ｌａ）の値より小さい値を有する直列インダク
    タンス（Ｌｓ）を介して前記増幅デバイスの制御電極と
    前記第２並列枝路との間の接続点（Ａ）に接続したこと
    を特徴とする電圧制御周波数発振器。
  2. 【請求項２】 前記第２並列枝路を、前記第１の可変コ
    ンデンサを構成する可変容量ダイオード（Ｃ２１）と同
    一モデルの可変容量ダイオード（Ｃ２２）に直列に配置
    された固定コンデンサ（２３）によって構成することを
    特徴とする請求項１記載の電圧制御周波数発振器。
  3. 【請求項３】 ２個の前記可変容量ダイオード（Ｃ２
    １，Ｃ２２）を同一の可変同調電圧（ＶＴ）で制御する
    ことを特徴とする請求項２記載の電圧制御周波数発振
    器。
  4. 【請求項４】 前記増幅デバイス（Ｔ）をバイポーラト
    ランジスタとし、このバイポーラトランジスタのベース
    が前記制御電極を構成し、エミッタが前記第１電極を構
    成し、コレクタが前記第２電極を構成することを特徴と
    する請求項１から３のうちのいずれか１項に記載の電圧
    制御周波数発振器。
JP6073102A 1993-04-14 1994-04-12 電圧制御周波数発振器 Pending JPH0746038A (ja)

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