JPH0746038A - 電圧制御周波数発振器 - Google Patents

電圧制御周波数発振器

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JPH0746038A
JPH0746038A JP6073102A JP7310294A JPH0746038A JP H0746038 A JPH0746038 A JP H0746038A JP 6073102 A JP6073102 A JP 6073102A JP 7310294 A JP7310294 A JP 7310294A JP H0746038 A JPH0746038 A JP H0746038A
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voltage
inductance
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tuning
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JP6073102A
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Pascal Philippe
フィリップ パスカル
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Philips Electronics NV
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    • H03BGENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
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    • H03B5/08Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance
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Abstract

(57)【要約】 【目的】 非常に広い周波数レンジを有するとともに、
この周波数レンジの範囲に亘って増幅デバイスに対する
発振状態を確実にする発振器を提供する。 【構成】 発振器は、増幅デバイスTと、増幅デバイス
Tの制御電極Aと基準電圧VEとの間に端子が接続され
た容量性の分圧ブリッジ11,12と、容量性の分圧ブ
リッジ11,12に並列な同調回路20とを具える。同
調回路は、可変コンデンサ12に直列なコイルLaを有
する第1並列枝路と、可変コンデンサ22,23に相当
する第2並列枝路とを有する。同調回路20は、第1枝
路La,21に並列なコンデンサ24によって構成され
た第3枝路も具え、同調コイルLaの値に比べて小さい
値を有する直列コイルLsを、第1枝路La,21と第
3枝路24とを接続する接続点Cと、増幅デバイスTの
制御電極と容量性の分圧ブリッジ11,12とを接続す
る接続点Aとの間に配置する。

Description

【発明の詳細な説明】
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、第1電極と第2電極と
の間に規定された主電流通路及び導通を制御する制御電
極を有する増幅デバイスと、この増幅デバイスの第1電
極と制御電極との間で帰還結合をする容量性の分圧ブリ
ッジとを具える電圧制御周波数発振器であって、前記容
量性の分圧ブリッジの一端を前記制御電極に、他端を基
準電圧に、中間接続点を前記第1電極にそれぞれ接続
し、前記発振器を前記制御電極と前記基準電圧との間に
配置された同調回路にも接続し、この同調回路は第1の
可変コンデンサに直列に配置された同調コンデンサによ
って構成される第1並列枝路と、第2の可変コンデンサ
に相当する第2並列枝路とを具える電圧制御周波数発振
器に関するものである。
【0002】
【従来の技術】このようなコルピッツ形の発振器は欧州
特許出願公開明細書第0270298 号から既知である。この
ような発振器は特にテレビジョン信号を受信する局部発
振器として用いられている。
【0003】
【発明が解決しようとする課題】この分野における通常
の技術上の問題は、周波数レンジが所定の同調インダク
タンスに基づく場合、できるだけ広い周波数レンジをカ
バーしうるようにすると同時に増幅デバイスの発振状態
の信頼性を維持しうるようにすることにある。無効イン
ピーダンスの値は当面の周波数レンジの最低周波数と最
高周波数との間の変化の影響を受けやすいので、比較的
複雑な構成を有するとともに発振器の安全な動作とカバ
ーされる周波数レンジの程度との間で満足のいく折衷策
を講ずるように同調回路を使用する必要性が頻繁にあ
る。
【0004】既知の発振器では、前記可変コンデンサを
構成する可変容量ダイオードのキャパシタンスを変える
ことによってカバーされる周波数レンジを広げるよう
に、前記第2並列枝路を有する同調回路を用いることを
推奨している。このような発振器の動作の基本的な技術
面に関する限り、前記欧州特許出願公開明細書第027029
8 号を参照することができる。周波数レンジの拡大及び
周波数レンジの範囲に亘る発振器の動作の安定性の両方
を得ることの困難性は、前記欧州特許出願公開明細書第
0270298 号で詳細に説明されている。既知の発振器は種
々の周波数レンジをカバーしうると述べられているが、
極値としての263及び509MHzに亘る最大周波数
レンジを有し、すなわちこれらの周波数の間の比は1.
93である。これらの可能性を広げるとともに同一レン
ジにおける両極の周波数の間の比を少なくとも2.7に
することが望ましい。
【0005】本発明の目的は、非常に広い周波数レンジ
を有するとともに、この周波数レンジの範囲に亘って増
幅デバイスに対する発振状態を確実にする発振器を提供
することである。
【0006】
【課題を解決するための手段】本発明によれば上述した
タイプの発振器は、前記同調回路は固定コンデンサによ
って構成された第3並列枝路を具え、前記第1並列枝路
及び第3並列枝路のアセンブリを、前記同調インダクタ
ンスの値より小さい値を有する直列インダクタンスを介
して前記増幅デバイスの制御電極と前記第2並列枝路と
の間の接続点に接続したことを特徴とするものである。
【0007】したがって第1及び第3並列枝路のアセン
ブリは、直列モードと並列モードとの組み合わせと称さ
れる共振回路を構成する。
【0008】本発明において設けられた直列インダクタ
ンスが存在しない場合には、カバーされる周波数帯域の
幅と帯域の制限周波数における発振の安定性との間の妥
協が狭くなりすぎる。実際上、周波数帯域を広げようと
すると同調回路のインピーダンスが低下してしまう。そ
の理由は、このインピーダンスが非常に低いと発振が停
止し、同調回路が増幅デバイスが供給しうるエネルギー
以上を消費するからである。
【0009】後に詳細に説明するように、直列インダク
タンスを挿入することにより、同調インダクタンス及び
同調回路内に設けられる直並列結合のキャパシタンスに
よって決定される周波数以外の周波数での発振が起こり
うる。このために直列インダクタンスの値を、上述した
不所望な周波数が同調インダクタンスから生じる周波数
より十分高くなるよう同調インダクタンスの値の一部と
なるように選定する。この周波数を、この寄生発振が実
際に発生しないように非常に高い周波数値とするのがよ
い。
【0010】本発明の好適例では、発振器は、前記第2
並列枝路を、前記第1の可変コンデンサを構成する可変
容量ダイオードと同一モデルの可変容量ダイオードに直
列に配置された固定コンデンサによって構成することを
特徴とするものである。
【0011】第2並列枝路内に設けられる固定コンデン
サの値及び第3並列枝路を構成する固定コンデンサの値
を適切に選定するために、同一の可変同調電圧で好適に
制御される2個の同一モデルの可変容量ダイオードを使
用することができる。したがって、発振器はそれ相当の
方法にて簡単に実現することができる。
【0012】
【実施例】図1に線図的に示した発振器は負性抵抗回路
段1を具え、この負性抵抗回路段1においてトランジス
タTは、電源VCCと基準電圧VEとの間に主電流を供給
する主電流通路を有する増幅デバイスを構成する。トラ
ンジスタTのベースに端子Aを接続するとともに、この
トランジスタTのエミッタに端子Bを接続する。トラン
ジスタTのエミッタを、電流源Sを介して基準電圧VE
に接続する。負性抵抗回路段1にはトランジスタT及び
電流源Sのみを示し、同時に他の素子(図示せず)をモ
ノリシック集積回路の形態で組み込むこともできるが、
このことは本発明に直接関連することではない。トラン
ジスタTによって発生される発振信号をこのトランジス
タTのベースから取り出すことができ、このことを出力
端子Oを経て取り出せるように図面では記号的に示して
ある
【0013】容量性の分圧ブリッジはトランジスタTの
エミッタとこのトランジスタTのベースとの間の帰還結
合を構成し、この分圧ブリッジは直列配置されたコンデ
ンサ11及び12によって構成するとともにコンデンサ
11の遊端を端子A(トランジスタTのベース)に接続
し、かつ、コンデンサ12の遊端を基準電圧VEに接続
する。コンデンサ11及び12の共通接続点を端子B
(トランジスタTのエミッタ)に接続する。
【0014】端子Aと基準電圧VEとの間に同調回路2
0を配置する。この同調回路20を、可変コンデンサ2
1に直列な同調インダクタンスLaによって形成される
第1並列枝路と、固定コンデンサ23に直列の第2の可
変コンデンサ22によって構成される可変キャパシタン
スに等価の第2並列枝路とによって構成する。
【0015】第1枝路21,Laに並列に配置された第
3枝路を固定コンデンサ24によって構成する。基準電
圧VEの反対側において、第1並列枝路21,La及び
第3並列枝路24を接続点Cにて接続する。基準電圧V
Eの反対側で、分圧ブリッジ11,12及び第2並列枝
路22,23を端子Aに直接接続する。本発明の要点
は、同調インダクタンスLaより低い値を有する直列イ
ンダクタンスLsを介して接続点Cを端子Aに接続す
る。後に詳細に説明するように直列インダクタンスLs
は、発振器を同調させることができる周波数レンジを拡
張する場合に発振状態が最高周波数にて検証されるよう
にする有効な手段を構成する。直列インダクタンスLs
を設けることにより、同調回路20が二つの周波数すな
わち主として同調インダクタンスLaにより決まる主要
周波数と、直列インダクタンスLsにより決まる寄生周
波数との二つの周波数にて共振することができるように
なる。
【0016】同調インダクタンスLaに比べて低い値を
有するようにインダクタンスLsを選定したので、同調
インダクタンスLaがコンデンサ24のリアクタンスに
対してかなり高いリアクタンスを有するような高周波数
となり、したがって接続点Cにおけるコンデンサ24の
影響が優勢となる。
【0017】インダクタンスLsの他方の端子すなわち
接続点Aにおいては、基準電圧VEに対するリアクタン
スはコンデンサ11,12,23及び可変コンデンサ2
2の組み合わせによるキャパシタンスに限定される。
【0018】したがって寄生共振周波数を計算すること
ができ、この寄生共振周波数は主としてコンデンサ1
1,12,24及びインダクタンスLsの値を選定する
ことにより決定される。
【0019】インダクタンスLsの値を、同調インダク
タンスLaに比べて低くなるように選定してあるので、
主要モードにおける周波数レンジの最大周波数を十分超
える寄生共振周波数を搬送しやすくするため、この寄生
周波数での発振状態が起こらなくなる。
【0020】次いで、直列インダクタンスLsの作用及
び効果につき説明する。最初に、直列インダクタンスL
s並びにコンデンサ22及び23を具える第2並列枝路
を省き、接続点Cを容量性の分圧ブリッジ11,12と
並列に端子Aに直接接続すると仮定する。この場合分圧
ブリッジ11,12に並列に配置されたコンデンサ24
は、第1枝路21,Laに並列な等価キャパシタンスを
増大する作用をする。できるだけ低い周波数に向かう周
波数レンジを拡張させるためには、並列コンデンサ24
の値をできるだけ高く選定する必要がある。
【0021】しかしこの場合の発振状態は、増幅デバイ
スTのインピーダンスが不十分であるので、周波数レン
ジの上端でもはや満足されなくなる。更に高い周波数段
で発振させるのに適したインピーダンスを得るために
は、より容量値の低い並列コンデンサ24を選定するの
が有利である。したがって広い周波数レンジを実現しう
る要求がかなえられない。ここで並列コンデンサ24を
省いて、可変コンデンサ22及び固定コンデンサ23に
よって構成された前記第2並列枝路に置き換えるものと
する。この配置は、前記欧州特許出願公開明細書第0270
298 号から既知の発振器に相当するものである。上述し
た場合に比べてこの場合は更に好適な状態が得られる。
その理由は、直列に配置されたコンデンサ22及び23
に等価の並列キャパシタンスが、周波数レンジの上端に
位置をとる場合可変コンデンサ22によって値をより小
さくすることができ、それに対してこの並列キャパシタ
ンスは周波数レンジの下端に位置をとる場合値を増大す
ることができるからである。
【0022】より広い周波数レンジが高周波数において
も得られるが、このことはさほど問題にはならず、その
理由は、可変コンデンサ22(値が小さいが)を、優勢
な影響を及ぼす分圧ブリッジ11,12に並列に配置し
ているからである。同調レンジをかなり増大するには、
周波数レンジの下端で等価の並列キャパシタンスを増大
させる必要がある。それにもかかわらず並列キャパシタ
ンスが高いQ値(quality coefficient) を呈して、この
キャパシタンスが最低周波数で同調回路のインピーダン
スを実質上低減しないようにし、最低周波数にて発振器
を臨界的に作動させることが重要なことである。このた
めに、コンデンサ23の値を増加するだけで得られる等
価の並列キャパシタンスを増大することは、満足な解決
策にはならない。等価の並列キャパシタンスを固定値の
相補キャパシタンス(このキャパシタンスは可変キャパ
シンタンスの枝路に並列に加えられる)によって増加さ
れる場合にはさらに高いQ値が得られる。その結果、本
発明において直列インダクタンスLsを追加することに
より補償される上述した状態に対して、高周波数ではイ
ンピーダンスが確実に減少することになる。
【0023】本発明によれば、第1の同調枝路La,2
1に並列な2個の容量性枝路24及び22,23を用い
るとともに、接続点A及び接続点Cとの間に直列インダ
クタンスLsを配置することにより広い周波数レンジが
得られる。このようにして、同調回路のインピーダンス
レベルは所定の周波数レンジで満足のいく発振動作を得
るのに必要なインピーダンスに準最適な方法で適合させ
ることができる。最高周波数にてコンデンサ24の値を
比較的低い値に選定することにより、同調回路のインピ
ーダンスレベルを高めることができる。これらの周波数
での発振動作は、インダクタンスLsを設けることによ
って更に簡単となる。このインダクタンスLsが同調回
路のインピーダンスをより高くするとともに発振周波数
にはほとんど影響を及ぼさないことは、詳細な計算で証
明できる。これらを組み合わせた利点をコンデンサ24
の値及びインダクタンスLsの値を設定することにより
得ることができ、したがって寄生モードにおける発振の
おそれは通常排除される。理由が何であれ、寄生発振の
おそれがある場合、寄生モードでの動作を不安定にする
ことなくインダクタンスLsに直列に小さな抵抗を付加
することにより、このようなおそれを有効に排除するこ
とができる。
【0024】所定の周波数レンジの最低周波数では直列
インダクタンスLsのインピーダンスを実質上無視する
ことができるため、分圧ブリッジ11,12及び第2の
容量性枝路22,23のキャパシタンスをコンデンサ2
4に並列に加えられるようにする。2.5pFと40p
Fとの間で変化する可変コンデンサ21,22を用いる
ことにより、所定の値の同調インダクタンスLaに対し
て2.8より大きい極限周波数比を有する周波数レンジ
を実際にカバーすることができる。同じ素子を用い、か
つ、同調インダクタンスLaに直列でこの同調インダク
タンスLaより高い値を有する第2の同調インダクタン
スを追加することにより、極限周波数比が2.8に等し
い更に低い周波数レンジをカバーすることもでき、同時
にこのようにして構成された発振器はこれら二つの周波
数レンジに亘って安定となる。
【0025】図2に示す発振器は本発明の実施例であ
る。図2において、図1に対応し、かつ、同一の機能を
有する素子には同一符号を付す。
【0026】図2では、図1の可変コンデンサ21及び
22を同一モデルの可変容量ダイオードC21及びC2
2によってそれぞれ構成し、これら双方の可変容量ダイ
オードC21及びC22を、高い値の阻止抵抗30を介
して接続点Cに供給される同一の同調電圧VTによって
制御する。接続点Cと端子Aとの間は、周波数レンジに
亘って低リアクタンスとするために選定された高い値の
結合コンデンサ32によって直流分離を行う。
【0027】可変容量ダイオードC22のアノードを、
阻止抵抗34を介して基準電圧VE(接地点)の直流電
位に接続し、可変容量ダイオードC21のアノードを、
同調インダクタンスLa1及び阻止抵抗36を介して基
準電圧VEの直流電位に接続する。無線周波数の観点か
らして、インダクタンスLa1と基準電圧VEとの間
に、インダクタンスLa1の値よりも高い値を有する相
補インダクタンスLa2を配置し、これらのインダクタ
ンスLa1,La2によって所定の最低周波数レンジを
カバーするようにする。
【0028】直流電圧端から見れば、相補インダクタン
スLa2の両端で、使用周波数では無視することができ
るような高い値のコンデンサ38及び40によって直流
分離を行う。
【0029】バンド切替回路をスイッチングダイオード
42によって構成し、スイッチングダイオード42のア
ノードをコンデンサ38とインダクタンスLa2との間
に接続し、スイッチングダイオード42のカソードを、
抵抗ブリッジ44,46により電源VCCと基準電圧VE
との中間電位点に接続する。スイッチングダイオード4
2のアノードを、このダイオード42を導通させるよう
に電源VCCに等しい電圧に接続することもできるし、こ
のダイオード42をブロックするように基準電圧VEに
等しい電圧に接続することもできる。このような接続
は、コンデンサ40と相補インダクタンスLa2との接
続点に分離抵抗48を介して供給されるスイッチング信
号VSWにより行われる。スイッチングダイオード42が
導通すると、スイッチングダイオード42はインピーダ
ンスがRFモードで無視できるような高い値を有するコ
ンデンサ50を経て基準電圧VEのRF信号を伝送す
る。
【0030】周波数レンジを切り替えるのに用いられる
追加の素子以外は、図2の回路は図1の回路に相当する
ものである。図1において、同調インダクタンスLaは
二つの別個の値を取りうる。実際には、図2に示す発振
器を〔表1〕に示す値を有する素子で構成すると、87
〜204MHzのVHFテレビジョン周波数帯域及び1
88〜513MHzのVHFテレビジョン周波数帯域を
カバーすることができる。
【表1】
【0031】本例で示した周波数レンジとは別の周波数
レンジも本発明によって得ることができることは勿論で
ある。所定の周波数レンジをカバーする素子の値を、当
業者は簡単な計算から得られる。本発明は、本実施例に
記載されたような増幅デバイスTに関する限りバイポー
ラトランジスタの使用に限定されるものではなく、他の
デバイス特に電界効果トランジスタ(FET)にも適用
することができる。FETの制御電極(ゲート)と第1
電極(ソース)との間で帰還結合するので、ソースとド
レインとの間が主電流通路となる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の発振器の実施例の回路図を示す。
【図2】本発明の発振器の他の実施例の回路図を示す。
【符号の説明】 1 負性抵抗回路段 11,12,23,24,32,38,40,50 コ
ンデンサ 20 同調回路 21,22 可変コンデンサ 30,34,36,44,46,48 抵抗 42 スイッチングトランジスタ A,B 端子 C 接続点 C21,C22 可変容量ダイオード O 出力端子 S 電流源 T トランジスタ La,La1 同調インダクタンス La2 相補インダクタンス Ls 直列インダクタンス VCC 電源 VE 基準電圧 VT 同調電圧 VSW スイッチング信号

Claims (4)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項1】 第1電極と第2電極との間に規定された
    主電流通路及び導通を制御する制御電極を有する増幅デ
    バイス(T)と、この増幅デバイスの第1電極と制御電
    極との間で帰還結合をする容量性の分圧ブリッジ(1
    1,12)とを具える電圧制御周波数発振器であって、
    前記容量性の分圧ブリッジの一端を前記制御電極に、他
    端を基準電圧(VE)に、中間接続点を前記第1電極に
    それぞれ接続し、前記発振器を前記制御電極と前記基準
    電圧との間に配置された同調回路(20)にも接続し、
    この同調回路は第1の可変コンデンサ(21)に直列に
    配置された同調コンデンサ(La)によって構成される
    第1並列枝路と、第2の可変コンデンサ(22,23)
    に相当する第2並列枝路とを具える電圧制御周波数発振
    器において、前記同調回路は固定コンデンサ(24)に
    よって構成された第3並列枝路を具え、前記第1並列枝
    路及び第3並列枝路のアセンブリを、前記同調インダク
    タンス(La)の値より小さい値を有する直列インダク
    タンス(Ls)を介して前記増幅デバイスの制御電極と
    前記第2並列枝路との間の接続点(A)に接続したこと
    を特徴とする電圧制御周波数発振器。
  2. 【請求項2】 前記第2並列枝路を、前記第1の可変コ
    ンデンサを構成する可変容量ダイオード(C21)と同
    一モデルの可変容量ダイオード(C22)に直列に配置
    された固定コンデンサ(23)によって構成することを
    特徴とする請求項1記載の電圧制御周波数発振器。
  3. 【請求項3】 2個の前記可変容量ダイオード(C2
    1,C22)を同一の可変同調電圧(VT)で制御する
    ことを特徴とする請求項2記載の電圧制御周波数発振
    器。
  4. 【請求項4】 前記増幅デバイス(T)をバイポーラト
    ランジスタとし、このバイポーラトランジスタのベース
    が前記制御電極を構成し、エミッタが前記第1電極を構
    成し、コレクタが前記第2電極を構成することを特徴と
    する請求項1から3のうちのいずれか1項に記載の電圧
    制御周波数発振器。
JP6073102A 1993-04-14 1994-04-12 電圧制御周波数発振器 Pending JPH0746038A (ja)

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EP0620636A1 (fr) 1994-10-19
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