JPH0744427B2 - 信号処理装置 - Google Patents
信号処理装置Info
- Publication number
- JPH0744427B2 JPH0744427B2 JP61311292A JP31129286A JPH0744427B2 JP H0744427 B2 JPH0744427 B2 JP H0744427B2 JP 61311292 A JP61311292 A JP 61311292A JP 31129286 A JP31129286 A JP 31129286A JP H0744427 B2 JPH0744427 B2 JP H0744427B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- input signal
- filter
- signal
- partial
- coefficient
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
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- Complex Calculations (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は音声信号や地震波信号等をデイジタル処理す
る為の信号処理装置に係り、特に線形位相遅れの鋭い特
性のピーキング・フイルタを持つた信号処理装置に関す
るものである。
る為の信号処理装置に係り、特に線形位相遅れの鋭い特
性のピーキング・フイルタを持つた信号処理装置に関す
るものである。
従来、この種の信号処理装置は、有限フーリエ変換を実
時間で実行するFFTや有限インパルス応答型のフイルタ
を用いて構成されていた。
時間で実行するFFTや有限インパルス応答型のフイルタ
を用いて構成されていた。
入力として入るサンプル周期TSのデイジタル信号xkは、
アナログ信号ｘ（ｔ）より xk＝ｘ（kTs）（k:整数） （１） の関数として得られる。信号ykを で得るフイルタは有限パルス応答型といわれている。タ
ツプ数Ｌ（＝2N＋１）やパラメータαｎ（ｎ＝0,1,…
…,2N）を適当に定めると種々の特性が得られる。特
に、 αｎ＝α2N−ｎ（ｎ＝0,1,……,2N） （８） とすると線形位相特性が得られ、有用となる。また、 αｎ＝cos｛ａ（ｎ−Ｎ）｝ （４） （ｎ＝0,1,……,2N） とすると有限フーリエ変換となる。なお、ａはピーク周
波数で、０≦ａ≦πのような数である。すなわち正規化
された周波数で考えている。
アナログ信号ｘ（ｔ）より xk＝ｘ（kTs）（k:整数） （１） の関数として得られる。信号ykを で得るフイルタは有限パルス応答型といわれている。タ
ツプ数Ｌ（＝2N＋１）やパラメータαｎ（ｎ＝0,1,…
…,2N）を適当に定めると種々の特性が得られる。特
に、 αｎ＝α2N−ｎ（ｎ＝0,1,……,2N） （８） とすると線形位相特性が得られ、有用となる。また、 αｎ＝cos｛ａ（ｎ−Ｎ）｝ （４） （ｎ＝0,1,……,2N） とすると有限フーリエ変換となる。なお、ａはピーク周
波数で、０≦ａ≦πのような数である。すなわち正規化
された周波数で考えている。
鋭いピーキング特性を得る為にはパラメータαｎの調整
は勿論のこと、大きなタツプ数Ｌを必要とする。したが
つて第（２）式からもわかるように、特性を鋭くするた
めには多量の演算を必要とする。およそタツプ数Ｌまた
は約その半分のＮに演算時間が比例して増大する。すな
わち鋭い特性のピーキング・フイルタを持つた信号処理
装置を得るには多くの演算時間を要するという問題があ
つた。
は勿論のこと、大きなタツプ数Ｌを必要とする。したが
つて第（２）式からもわかるように、特性を鋭くするた
めには多量の演算を必要とする。およそタツプ数Ｌまた
は約その半分のＮに演算時間が比例して増大する。すな
わち鋭い特性のピーキング・フイルタを持つた信号処理
装置を得るには多くの演算時間を要するという問題があ
つた。
この発明は上記のような問題点を解消するためになされ
たもので、フイルタ・パラメータの値を特殊な型に選ぶ
ことによつて、タツプ数と無関係に所定の演算時間で任
意に鋭いピーキング特性をもつフイルタを有する信号処
理装置を得ることを目的とする。
たもので、フイルタ・パラメータの値を特殊な型に選ぶ
ことによつて、タツプ数と無関係に所定の演算時間で任
意に鋭いピーキング特性をもつフイルタを有する信号処
理装置を得ることを目的とする。
この発明による信号処理装置は、一定のサンプル周期で
ディジタル化されて入力されるｋを整数とする入力信号
xkに対し、2N周期前までの入力信号を記憶するデータ・
バッファと、以下０≦ａ≦π、Ｍ、ｎ、Ｎを正の整数と
するとき、このデータ・バッファ中の入力信号列を入力
とするＭ＋１個の１次の自己回帰型部分フィルタと、こ
れらＭ＋１個の自己回帰型部分フィルタの各出力を係数
倍加算する係数加算器とを備えた。
ディジタル化されて入力されるｋを整数とする入力信号
xkに対し、2N周期前までの入力信号を記憶するデータ・
バッファと、以下０≦ａ≦π、Ｍ、ｎ、Ｎを正の整数と
するとき、このデータ・バッファ中の入力信号列を入力
とするＭ＋１個の１次の自己回帰型部分フィルタと、こ
れらＭ＋１個の自己回帰型部分フィルタの各出力を係数
倍加算する係数加算器とを備えた。
この発明における信号処理装置は、入力信号列が記憶さ
れ、それぞれ自己回帰型部分フィルタでそれぞれの成分
が得られ、更に係数加算されてインパルス応答が eia(n-N)cosM｛π（ｎ−Ｎ）／（2N）｝ で表される入力信号の有限インパルス応答型ディジタル
フィルタ処理結果が得られる。
れ、それぞれ自己回帰型部分フィルタでそれぞれの成分
が得られ、更に係数加算されてインパルス応答が eia(n-N)cosM｛π（ｎ−Ｎ）／（2N）｝ で表される入力信号の有限インパルス応答型ディジタル
フィルタ処理結果が得られる。
以下、この発明の一実施例を図について説明する。第１
図において、（１）は入力信号用データ・バルフア、
（２）と（３）は第１および第２の実数複素数変換器、
（４）〜（10）は加減算器、（11）〜（19）、（23）〜
（26）は所定ゲインの倍率器、（20）〜（22）は部分フ
イルタ用データ・バツフア、（27）は複素数実虚数変換
器である。xkは入力信号、ukとvkは２つのフイルタに対
応する出力である。またxkは変換器（２）により、複素
数入力信号として、 xk＝xk＋ｉ・０ （８） で与えられ、ykは複素出力信号で、変換器（27）から yk＝uk＋ｉ・vk （９） で与えられる。なお各倍率器のゲイン及び接続関係は図
中に示す通りとし、その詳細説明は省略する。
図において、（１）は入力信号用データ・バルフア、
（２）と（３）は第１および第２の実数複素数変換器、
（４）〜（10）は加減算器、（11）〜（19）、（23）〜
（26）は所定ゲインの倍率器、（20）〜（22）は部分フ
イルタ用データ・バツフア、（27）は複素数実虚数変換
器である。xkは入力信号、ukとvkは２つのフイルタに対
応する出力である。またxkは変換器（２）により、複素
数入力信号として、 xk＝xk＋ｉ・０ （８） で与えられ、ykは複素出力信号で、変換器（27）から yk＝uk＋ｉ・vk （９） で与えられる。なお各倍率器のゲイン及び接続関係は図
中に示す通りとし、その詳細説明は省略する。
信号xkをデイジタル・フイルタ に通した出力が複素出力信号ykとなる。ここでHA（θ）
は ｜θ｜≦π （11） に対して、 で与えられる。θは正規化周波数であり、MCmはＭから
ｍ個（０≦ｍ≦Ｍ）を取り出す組み合わせの数である。
またamとＳ（θ）とは、 で与えられる。このHA（θ）に対してθ＝ａとしたもの
がHA（ａ）だあり、０とはならない。
は ｜θ｜≦π （11） に対して、 で与えられる。θは正規化周波数であり、MCmはＭから
ｍ個（０≦ｍ≦Ｍ）を取り出す組み合わせの数である。
またamとＳ（θ）とは、 で与えられる。このHA（θ）に対してθ＝ａとしたもの
がHA（ａ）だあり、０とはならない。
Ｑ（ｚ）は、 と変形できる。ここで部分フイルタQm（ｚ）は と表わされる。
複素入力信号xkを部分フイルタQm（ｚ）に適した際の出
力をWk(m)にとすると、Wk(m)は倍率器（12），（15），
（18）、加減算器（５），（８）及び部分フイルタ用デ
ータバツフア（21）により、 として求められる。したがつて、複素出力信号ykは、倍
率器（23），（24），（25），（26）及び加減算器（1
0）により となる。ところでパラメータαｎとβｎのフイルタのパ
ルス伝達関数を、 とする。信号ukとvkは実は入力信号xkに対するＨ（ｚ）
とＧ（ｚ）の出力の1/HA（ａ）倍であることが容易に示
される。すなわち、 である。すなわち、（Ｍ＋１）個のサブフイルタQm
（ｚ）を第（16）式で実行した後、第（17），（18）式
に基づいて出力信号ykを求め、その実部および虚部とし
てukとvkを得る。このさいの演算回数はｎに依らずＭに
比例するのみである。Ｍは高々６程度なので、きわめて
短時間でフイルタ処理演算が実施できる。
力をWk(m)にとすると、Wk(m)は倍率器（12），（15），
（18）、加減算器（５），（８）及び部分フイルタ用デ
ータバツフア（21）により、 として求められる。したがつて、複素出力信号ykは、倍
率器（23），（24），（25），（26）及び加減算器（1
0）により となる。ところでパラメータαｎとβｎのフイルタのパ
ルス伝達関数を、 とする。信号ukとvkは実は入力信号xkに対するＨ（ｚ）
とＧ（ｚ）の出力の1/HA（ａ）倍であることが容易に示
される。すなわち、 である。すなわち、（Ｍ＋１）個のサブフイルタQm
（ｚ）を第（16）式で実行した後、第（17），（18）式
に基づいて出力信号ykを求め、その実部および虚部とし
てukとvkを得る。このさいの演算回数はｎに依らずＭに
比例するのみである。Ｍは高々６程度なので、きわめて
短時間でフイルタ処理演算が実施できる。
Ｈ（ｚ）とＧ（ｚ）の周波数特性はそれぞれ Ｈ（ｅｉθ）＝HA（θ）ｅ−iNθ （23） Ｇ（ｅｉθ）＝−iGA（θ）ｅ−iNθ （24） で表わされる。ここでHA（θ）は第（12）式で、GA
（θ）は で与えられる。したがつて第（21）式と第（22）式で示
されるフイルタ出力はそれぞれ周波数特性 を持つ。ここで はそれぞれ、 で与えらえる。
（θ）は で与えられる。したがつて第（21）式と第（22）式で示
されるフイルタ出力はそれぞれ周波数特性 を持つ。ここで はそれぞれ、 で与えらえる。
は例えばＮ＝20,M＝4,α＝0.4πの場合には第２図に示
すような特性となる。
すような特性となる。
もほとんど と同じ特性となる。したがつて第（27）式からわかるよ
うに、これらのフイルタの出力ukとvkはほぼ90°位相差
を持つ。フイルタ の半値巾ｈは で与えられる。サイド・ローブの最大値をδとしてその
大きさをdBで図示すると第３図に示すような特性とな
る。すなわちδはＮにほとんど依存せずＭのみで定ま
る。Ｍが定まつた後に半値巾ｈに対する要求から、第
（30）式によつてＮを定めれば良い。
うに、これらのフイルタの出力ukとvkはほぼ90°位相差
を持つ。フイルタ の半値巾ｈは で与えられる。サイド・ローブの最大値をδとしてその
大きさをdBで図示すると第３図に示すような特性とな
る。すなわちδはＮにほとんど依存せずＭのみで定ま
る。Ｍが定まつた後に半値巾ｈに対する要求から、第
（30）式によつてＮを定めれば良い。
特にａ＝０の場合には低域フイルタとなる。またこのよ
うなフイルタをａの値を０よりｈづつずらせたものをπ
/h個用意するとスペクトル分析の可能なフイルタ・バン
クが得られる。
うなフイルタをａの値を０よりｈづつずらせたものをπ
/h個用意するとスペクトル分析の可能なフイルタ・バン
クが得られる。
以上説明したように、この発明によれば、本来タツプ数
Ｌに比例する演算時間を要する移動平均型フイルタを等
価的に自己回帰型にすることによつて、タツプ数にもピ
ーク周波数にも依存せずに一定時間で処理することの可
能なピーキング・フイルタをもつ信号処理装置が得られ
る効果がある。
Ｌに比例する演算時間を要する移動平均型フイルタを等
価的に自己回帰型にすることによつて、タツプ数にもピ
ーク周波数にも依存せずに一定時間で処理することの可
能なピーキング・フイルタをもつ信号処理装置が得られ
る効果がある。
第１図はこの発明の一実施例による信号処理装置のブロ
ツク構成図、第２図は振巾特性を示す特性図、そして第
３図はＮとＭの減衰率に対する効果を示す特性図であ
る。（１），（20）〜（22）はデータ・バツフア、
（２），（３）は実数複素数変換器、（11）〜（19），
（23）〜（26）は倍率器、（４）〜（10）は加減算器、
（27）は複素数実虚数変換器。 なお図中、同一符号は同一または相当部分を示す。
ツク構成図、第２図は振巾特性を示す特性図、そして第
３図はＮとＭの減衰率に対する効果を示す特性図であ
る。（１），（20）〜（22）はデータ・バツフア、
（２），（３）は実数複素数変換器、（11）〜（19），
（23）〜（26）は倍率器、（４）〜（10）は加減算器、
（27）は複素数実虚数変換器。 なお図中、同一符号は同一または相当部分を示す。
Claims (1)
- 【請求項１】一定のサンプル周期でディジタル化されて
入力される入力信号xk（ただしｋは整数）に対し、2N周
期前までの入力信号を記憶するデータ・バッファと、 上記データ・バッファ中の入力信号列を入力とするＭ＋
１個の１次の自己回帰型部分フィルタと、 上記Ｍ＋１個の自己回帰型部分フィルタの各出力を係数
倍加算する係数加算器とを備え、上記係数加算結果によ
りインパルス応答が eia(n-N)cosM｛π（ｎ−Ｎ）／（2N）｝ （ただし、０≦ａ≦π、Ｍ、ｎ、Ｎは正の整数）で表さ
れる入力信号の有限インパルス応答型ディジタルフィル
タ処理結果を得る信号処理装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61311292A JPH0744427B2 (ja) | 1986-12-27 | 1986-12-27 | 信号処理装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61311292A JPH0744427B2 (ja) | 1986-12-27 | 1986-12-27 | 信号処理装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63166310A JPS63166310A (ja) | 1988-07-09 |
| JPH0744427B2 true JPH0744427B2 (ja) | 1995-05-15 |
Family
ID=18015376
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61311292A Expired - Lifetime JPH0744427B2 (ja) | 1986-12-27 | 1986-12-27 | 信号処理装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0744427B2 (ja) |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS59100611A (ja) * | 1982-11-30 | 1984-06-09 | Nec Home Electronics Ltd | デイジタル位相器 |
-
1986
- 1986-12-27 JP JP61311292A patent/JPH0744427B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS63166310A (ja) | 1988-07-09 |
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