JPH0739168A - ３相インバータの制御装置 - Google Patents
３相インバータの制御装置Info
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- JPH0739168A JPH0739168A JP5177723A JP17772393A JPH0739168A JP H0739168 A JPH0739168 A JP H0739168A JP 5177723 A JP5177723 A JP 5177723A JP 17772393 A JP17772393 A JP 17772393A JP H0739168 A JPH0739168 A JP H0739168A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 直流電源から３相の交流電圧を得、変圧器を
介して出力する３相インバータの制御装置において、変
圧器の偏磁を防止すること。 【構成】 前記３相の交流電圧から前記３相インバータ
の３相の相電圧を検出し、この３相の相電圧を一括した
直流レベルの平均値と直流レベルの電圧設定値を比較し
電圧制御信号を得る電圧制御手段８〜11と、一定振幅の
３相の信号に前記電圧制御信号を乗じて３相の相電圧基
準を得る乗算手段12〜14と、この３相の相電圧基準と前
記３相インバータの３相の相電圧を各相毎に比較し相電
圧制御信号を得る相電圧制御手段15〜17と、前記直流電
源の正負間の中間電位と前記３相インバータの３相の出
力との間に各相毎に直流成分を検出する直流成分検出手
段26〜28を設け、前記相電圧基準と前記相電圧制御信号
と前記直流成分の和により前記３相インバータをパルス
幅変調制御する。
介して出力する３相インバータの制御装置において、変
圧器の偏磁を防止すること。 【構成】 前記３相の交流電圧から前記３相インバータ
の３相の相電圧を検出し、この３相の相電圧を一括した
直流レベルの平均値と直流レベルの電圧設定値を比較し
電圧制御信号を得る電圧制御手段８〜11と、一定振幅の
３相の信号に前記電圧制御信号を乗じて３相の相電圧基
準を得る乗算手段12〜14と、この３相の相電圧基準と前
記３相インバータの３相の相電圧を各相毎に比較し相電
圧制御信号を得る相電圧制御手段15〜17と、前記直流電
源の正負間の中間電位と前記３相インバータの３相の出
力との間に各相毎に直流成分を検出する直流成分検出手
段26〜28を設け、前記相電圧基準と前記相電圧制御信号
と前記直流成分の和により前記３相インバータをパルス
幅変調制御する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、直流電源から３相交流
電圧を得る３相インバータの制御回路に係り、特に負荷
側との間で絶縁を必要とし、出力側にトランスを使用し
た３相インバータの制御装置に関する。
電圧を得る３相インバータの制御回路に係り、特に負荷
側との間で絶縁を必要とし、出力側にトランスを使用し
た３相インバータの制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来の３相インバータの代表的制御回路
を図４に示す。交流電源１から交流電力を受け、整流器
２で直流電圧を得、リアクトル３とコンデンサ４により
平滑された直流電圧を得る。この直流電圧をインバータ
ブリッヂ５によりパルス幅変調（ＰＷＭ）制御を行い、
３相交流に変換し、Ｌ−Ｃフィルタ６を介して変圧器７
に入力する。
を図４に示す。交流電源１から交流電力を受け、整流器
２で直流電圧を得、リアクトル３とコンデンサ４により
平滑された直流電圧を得る。この直流電圧をインバータ
ブリッヂ５によりパルス幅変調（ＰＷＭ）制御を行い、
３相交流に変換し、Ｌ−Ｃフィルタ６を介して変圧器７
に入力する。
【０００３】ＰＷＭ制御は次のように行われる。まず、
電圧基準（直流）10と交流出力Ｕ．Ｖ．Ｗの相電圧を変
圧器８で検出し整流回路９で３相全波整流した出力とを
比較し、その偏差を増幅器11で増幅し電圧制御信号Ｖ11
を出力する。
電圧基準（直流）10と交流出力Ｕ．Ｖ．Ｗの相電圧を変
圧器８で検出し整流回路９で３相全波整流した出力とを
比較し、その偏差を増幅器11で増幅し電圧制御信号Ｖ11
を出力する。
【０００４】位相信号発生器12から出力される一定周期
の位相信号に従って相基準信号発生器13から一定振幅の
３相の正弦波ｖtu，ｖtv，ｖtwを出力し、掛算器14によ
り電圧制御信号Ｖ11と掛算した出力ＶTU，ＶTV，ＶTWを
相電圧基準とする。この信号は加算器18，19，20を介し
て３角波発生器21による３角波とコンパレータ22，23，
24により、それぞれ比較されＰＷＭ信号とし、駆動回路
25を介してインバータブリッヂ５をＰＷＭ制御し、３相
の出力電圧を一括して一定に制御する。
の位相信号に従って相基準信号発生器13から一定振幅の
３相の正弦波ｖtu，ｖtv，ｖtwを出力し、掛算器14によ
り電圧制御信号Ｖ11と掛算した出力ＶTU，ＶTV，ＶTWを
相電圧基準とする。この信号は加算器18，19，20を介し
て３角波発生器21による３角波とコンパレータ22，23，
24により、それぞれ比較されＰＷＭ信号とし、駆動回路
25を介してインバータブリッヂ５をＰＷＭ制御し、３相
の出力電圧を一括して一定に制御する。
【０００５】更に出力波形の歪率改善として各相電圧基
準ＶTU，ＶTV，ＶTWとインバータ出力の３相フィードバ
ック信号ＶU ，ＶV ，ＶW とを個別に比較し、その偏差
を増幅回路15，16，17で増幅し加算器18，19，20に加算
し、瞬時電圧の補正制御を行っている。
準ＶTU，ＶTV，ＶTWとインバータ出力の３相フィードバ
ック信号ＶU ，ＶV ，ＶW とを個別に比較し、その偏差
を増幅回路15，16，17で増幅し加算器18，19，20に加算
し、瞬時電圧の補正制御を行っている。
【０００６】ところがこのような平均値制御と個別相電
圧制御とを備えた方法では、相基準電圧ＶTU，ＶTV，Ｖ
TW及び演算増幅器15，16，17、更に加算器18，19，20の
オフセット及び応答の差からトランス７の入力電圧の正
負値に差を生じ、トランス７で偏磁が発生し、インバー
タ５が過電流となりトリップしたり効率が低下すること
が問題となっている。
圧制御とを備えた方法では、相基準電圧ＶTU，ＶTV，Ｖ
TW及び演算増幅器15，16，17、更に加算器18，19，20の
オフセット及び応答の差からトランス７の入力電圧の正
負値に差を生じ、トランス７で偏磁が発生し、インバー
タ５が過電流となりトリップしたり効率が低下すること
が問題となっている。
【０００７】それを解決する方法として、加算器18，1
9，20を構成する演算増幅器にオフセット調整抵抗器を
附する等があるが、応答の差や温度ドリフト等が発生す
るため、ドリフト量を加味してその都度最適にオフセッ
トの調整をする必要がある。
9，20を構成する演算増幅器にオフセット調整抵抗器を
附する等があるが、応答の差や温度ドリフト等が発生す
るため、ドリフト量を加味してその都度最適にオフセッ
トの調整をする必要がある。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】従来の方式はシステム
全体を組合せた後、バラツキを加味してオフセット抵抗
を微調整する等を行なうので次のような問題が生じる。 （１）温度による定数、オフセット値の変化による偏磁
及び効率の低下。
全体を組合せた後、バラツキを加味してオフセット抵抗
を微調整する等を行なうので次のような問題が生じる。 （１）温度による定数、オフセット値の変化による偏磁
及び効率の低下。
【０００９】（２）偏磁による騒音の増大。 （３）サービス、部品交換時に再度微調整を必要とし手
間がかかる。 本発明は上記問題を解決し安定した３相インバータの制
御回路を提供することを目的とする。
間がかかる。 本発明は上記問題を解決し安定した３相インバータの制
御回路を提供することを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】請求項１に記載の発明と
して直流電源から３相の交流電圧を得る３相インバータ
の制御装置において、前記３相の交流電圧から前記３相
インバータの３相の相電圧を検出し、この３相の相電圧
を一括した直流レベルの平均値と直流レベルの電圧設定
値を比較し電圧制御信号を得る電圧制御手段と、一定振
幅の３相の信号に前記電圧制御信号を乗じて３相の相電
圧基準を得る乗算手段と、この３相の相電圧基準と前記
３相インバータの３相の相電圧を各相毎に比較し相電圧
制御信号を得る相電圧制御手段と、前記直流電源の正負
間の中間電位と前記３相インバータの３相の出力との間
に各相毎に直流成分を検出する直流成分検出手段を設
け、前記相電圧基準と前記相電圧制御信号と前記直流成
分の和により前記３相インバータをパルス幅変調制御す
る。
して直流電源から３相の交流電圧を得る３相インバータ
の制御装置において、前記３相の交流電圧から前記３相
インバータの３相の相電圧を検出し、この３相の相電圧
を一括した直流レベルの平均値と直流レベルの電圧設定
値を比較し電圧制御信号を得る電圧制御手段と、一定振
幅の３相の信号に前記電圧制御信号を乗じて３相の相電
圧基準を得る乗算手段と、この３相の相電圧基準と前記
３相インバータの３相の相電圧を各相毎に比較し相電圧
制御信号を得る相電圧制御手段と、前記直流電源の正負
間の中間電位と前記３相インバータの３相の出力との間
に各相毎に直流成分を検出する直流成分検出手段を設
け、前記相電圧基準と前記相電圧制御信号と前記直流成
分の和により前記３相インバータをパルス幅変調制御す
る。
【００１１】請求項３に記載の発明として直流電源から
３相の交流電圧を得る３相インバータの制御装置におい
て、前記３相の交流電圧から前記３相インバータの３相
の相電圧を検出し、この３相の相電圧を一括した直流レ
ベルの平均値と直流レベルの電圧設定値を比較し電圧制
御信号を得る電圧制御手段と、一定振幅の３相の信号に
前記電圧制御信号を乗じて３相の相電圧基準を得る乗算
手段と、この３相の相電圧基準と前記３相インバータの
３相の相電圧を比較し相電圧制御信号を得る相電圧制御
手段と、前記相電圧基準と前記相電圧制御信号とパルス
幅変調のための３角波信号との和を入力として直流成分
を検出し入力側へフィードバックする直流成分検出手段
を各相毎に設け、前記相電圧基準と前記相電圧制御信号
と前記直流成分の和により前記３相インバータをパルス
幅変調制御する。
３相の交流電圧を得る３相インバータの制御装置におい
て、前記３相の交流電圧から前記３相インバータの３相
の相電圧を検出し、この３相の相電圧を一括した直流レ
ベルの平均値と直流レベルの電圧設定値を比較し電圧制
御信号を得る電圧制御手段と、一定振幅の３相の信号に
前記電圧制御信号を乗じて３相の相電圧基準を得る乗算
手段と、この３相の相電圧基準と前記３相インバータの
３相の相電圧を比較し相電圧制御信号を得る相電圧制御
手段と、前記相電圧基準と前記相電圧制御信号とパルス
幅変調のための３角波信号との和を入力として直流成分
を検出し入力側へフィードバックする直流成分検出手段
を各相毎に設け、前記相電圧基準と前記相電圧制御信号
と前記直流成分の和により前記３相インバータをパルス
幅変調制御する。
【００１２】請求項４に記載の発明として直流電源から
３相の交流電圧を得る３相インバータの制御装置におい
て、前記３相の交流電圧から前記３相インバータの３相
の相電圧を検出し、この３相の相電圧を一括した直流レ
ベルの平均値と直流レベルの電圧設定値を比較し電圧制
御信号を得る電圧制御手段と、一定振幅の３相の信号に
前記電圧制御信号を乗じて３相の相電圧基準を得る乗算
手段と、この３相の相電圧基準と前記３相インバータの
３相の相電圧を各相毎に比較し相電圧制御信号を得る相
電圧制御手段と、前記相電圧基準と前記相電圧制御信号
の和により前記３相インバータをパルス幅変調制御する
ＰＷＭ制御信号を出力するＰＷＭ制御手段と、前記ＰＷ
Ｍ制御信号の直流成分を検出し、この直流成分が零とな
るようにフィードバック制御する直流成分制御手段を設
ける。
３相の交流電圧を得る３相インバータの制御装置におい
て、前記３相の交流電圧から前記３相インバータの３相
の相電圧を検出し、この３相の相電圧を一括した直流レ
ベルの平均値と直流レベルの電圧設定値を比較し電圧制
御信号を得る電圧制御手段と、一定振幅の３相の信号に
前記電圧制御信号を乗じて３相の相電圧基準を得る乗算
手段と、この３相の相電圧基準と前記３相インバータの
３相の相電圧を各相毎に比較し相電圧制御信号を得る相
電圧制御手段と、前記相電圧基準と前記相電圧制御信号
の和により前記３相インバータをパルス幅変調制御する
ＰＷＭ制御信号を出力するＰＷＭ制御手段と、前記ＰＷ
Ｍ制御信号の直流成分を検出し、この直流成分が零とな
るようにフィードバック制御する直流成分制御手段を設
ける。
【００１３】
【作用】請求項１に記載の発明は、直流成分検出手段に
より直流電圧の中性点とインバータの相出力間の直流成
分を取り出す。これは、相電圧となるＰＷＭ出力でＬ−
Ｃフィルタにより平滑され、線間電圧に基本波である商
用周波の正弦波を得るものであるが、前記相電圧ＰＷＭ
出力を平均化する事により出力の直流分を検出し、ＰＷ
Ｍ信号入力である相電圧基準に加算してフィードバック
することにより、相電圧の直流成分を除去し、偏磁現象
を回避することができる。また、インバータの負荷力率
で影響する相の上・下素子短絡防止のために設けている
デッドタイムによる電圧アンバランスも補正される。
より直流電圧の中性点とインバータの相出力間の直流成
分を取り出す。これは、相電圧となるＰＷＭ出力でＬ−
Ｃフィルタにより平滑され、線間電圧に基本波である商
用周波の正弦波を得るものであるが、前記相電圧ＰＷＭ
出力を平均化する事により出力の直流分を検出し、ＰＷ
Ｍ信号入力である相電圧基準に加算してフィードバック
することにより、相電圧の直流成分を除去し、偏磁現象
を回避することができる。また、インバータの負荷力率
で影響する相の上・下素子短絡防止のために設けている
デッドタイムによる電圧アンバランスも補正される。
【００１４】請求項３に記載の発明は、直流成分検出手
段により相電圧基準とＰＷＭ制御のための３角波信号の
合成信号の直流成分を検出し相電圧基準にフィードバッ
クする。これにより、３角波信号の直流オフセット値を
含め、制御系により生じる直流成分を抑制することがで
き、ＰＷＭ発生回路以降のインバータ素子駆動増幅用デ
ジタル回路及び主回路巻線類等のバラツキが比較的小さ
く、デッドタイムによる影響も、無視できる場合に適用
することができる。
段により相電圧基準とＰＷＭ制御のための３角波信号の
合成信号の直流成分を検出し相電圧基準にフィードバッ
クする。これにより、３角波信号の直流オフセット値を
含め、制御系により生じる直流成分を抑制することがで
き、ＰＷＭ発生回路以降のインバータ素子駆動増幅用デ
ジタル回路及び主回路巻線類等のバラツキが比較的小さ
く、デッドタイムによる影響も、無視できる場合に適用
することができる。
【００１５】請求項４に記載の発明は、ＰＷＭ制御信号
の直流成分を直接的に検出して直流成分が零となるよう
にフィードバック制御する構成としたもので、技術思想
としては請求項３に記載の発明と同様のものである。
の直流成分を直接的に検出して直流成分が零となるよう
にフィードバック制御する構成としたもので、技術思想
としては請求項３に記載の発明と同様のものである。
【００１６】
【実施例】本発明の実施例を図１に示し、その構成を説
明する。図４と重複する部分は同一符号を記して説明は
省略する。主回路の直流電圧の中性点検出用として同一
容量のコンデンサ４ａ，４ｂを直列に接続し、この中間
点より中性点信号ＯACを得、この信号ＯACとインバータ
５の３相出力Ｕ1 ，Ｖ1 ，Ｗ1 との間の各信号を直流成
分検出回路26，27，28に入力し、各相個別の直流分に比
例した信号Ｕd ，Ｖd ，Ｗd を出力する。この信号は加
算器18，19，20により相電圧基準に加算され、これによ
りインバータ５の３相出力Ｕ1 ，Ｖ1 ，Ｗ1 の直流成分
が零になるようフィードバック制御される。
明する。図４と重複する部分は同一符号を記して説明は
省略する。主回路の直流電圧の中性点検出用として同一
容量のコンデンサ４ａ，４ｂを直列に接続し、この中間
点より中性点信号ＯACを得、この信号ＯACとインバータ
５の３相出力Ｕ1 ，Ｖ1 ，Ｗ1 との間の各信号を直流成
分検出回路26，27，28に入力し、各相個別の直流分に比
例した信号Ｕd ，Ｖd ，Ｗd を出力する。この信号は加
算器18，19，20により相電圧基準に加算され、これによ
りインバータ５の３相出力Ｕ1 ，Ｖ1 ，Ｗ1 の直流成分
が零になるようフィードバック制御される。
【００１７】直流成分検出回路の具体例を図２（ａ）に
示す。中性点ＯACと相出力Ｕ1 との間に限流抵抗29を介
して逆並列に接続されたフォトカプラ30，31（発光ダイ
オード側）を接続する。フォトカプラ30，31（フォトト
ランジスタ側）の出力を直列に接続し、一方のフォトト
ランジスタのコレクタを定電圧電源＋Ｖccに、他方のフ
ォトトランジスタのエミッタを定電圧電源−Ｖccに接続
し、フォトトランジスタの直列接続点に図２（ｂ）に示
すような波形の信号ｕ1 を得る。即ち、相基準信号Ｕ0
が３角波信号21とコンパレータ22，23，24によりパルス
幅変調され、増幅器25を介してインバータ５をＰＷＭ制
御し、インバータ出力Ｕ1 ，Ｖ1 ，Ｗ1 を出力するが、
この出力は中性点ＯACとの間に上記信号ｕ1 と同じ波形
の電圧を出力する。これをフォトカプラ30，31により制
御レベルの信号ｕ1 に変換したものである。この正負に
変化する極性を有する信号ｕ1 を抵抗32とコンデンサ33
で成るＲ．Ｃフィルターにより平均化し、更に演算増幅
器37と抵抗34，35及びコンデンサ36で成るフィルターに
より平均化し、直流成分に比例した出力Ｕd を得る。
示す。中性点ＯACと相出力Ｕ1 との間に限流抵抗29を介
して逆並列に接続されたフォトカプラ30，31（発光ダイ
オード側）を接続する。フォトカプラ30，31（フォトト
ランジスタ側）の出力を直列に接続し、一方のフォトト
ランジスタのコレクタを定電圧電源＋Ｖccに、他方のフ
ォトトランジスタのエミッタを定電圧電源−Ｖccに接続
し、フォトトランジスタの直列接続点に図２（ｂ）に示
すような波形の信号ｕ1 を得る。即ち、相基準信号Ｕ0
が３角波信号21とコンパレータ22，23，24によりパルス
幅変調され、増幅器25を介してインバータ５をＰＷＭ制
御し、インバータ出力Ｕ1 ，Ｖ1 ，Ｗ1 を出力するが、
この出力は中性点ＯACとの間に上記信号ｕ1 と同じ波形
の電圧を出力する。これをフォトカプラ30，31により制
御レベルの信号ｕ1 に変換したものである。この正負に
変化する極性を有する信号ｕ1 を抵抗32とコンデンサ33
で成るＲ．Ｃフィルターにより平均化し、更に演算増幅
器37と抵抗34，35及びコンデンサ36で成るフィルターに
より平均化し、直流成分に比例した出力Ｕd を得る。
【００１８】Ｖ相，Ｗ相も同様にして直流成分に比例し
た信号Ｖd ，Ｗd を得る。図１の作用について図２を参
照しながら説明する。変圧器７は３ｎ次（ｎ＝１，２，
…）高調波を消すため一次側はΔに接続されている。二
次側をＹに接続する場合、電圧検出用変圧器８をΔ−Ｙ
とし、二次の中点を引出して使用するとインバータ５の
出力の相電圧を検出することができる。
た信号Ｖd ，Ｗd を得る。図１の作用について図２を参
照しながら説明する。変圧器７は３ｎ次（ｎ＝１，２，
…）高調波を消すため一次側はΔに接続されている。二
次側をＹに接続する場合、電圧検出用変圧器８をΔ−Ｙ
とし、二次の中点を引出して使用するとインバータ５の
出力の相電圧を検出することができる。
【００１９】３相一括平均値制御の相電圧基準ＶTU，Ｖ
TV，ＶTWとインバータ５の出力の相電圧フィードバック
を増幅器15，16，17で各々比較増幅し瞬時の電圧波形を
改善制御する相電圧制御信号を出力する。
TV，ＶTWとインバータ５の出力の相電圧フィードバック
を増幅器15，16，17で各々比較増幅し瞬時の電圧波形を
改善制御する相電圧制御信号を出力する。
【００２０】この信号を加算器18，19，20にて合成し、
補正された相電圧基準としている。本実施例では、更に
インバータ５の出力Ｕ1 ，Ｖ1 ，Ｗ1 の相電圧の直流成
分を直流成分検出器26，27，28にて検出し、加算器18，
19，20に加算して直流成分が零となるようにフィードバ
ックしている。従って、インバータ５の出力Ｕ1 ，Ｖ
1 ，Ｗ1 の交流出力に含まれている直流成分が零となる
よう閉ループ制御が行われている。これにより出力トラ
ンス７の一次側に加えられる交流電圧は直流分が零とな
り、偏磁することはなくなる。直流成分検出器のフィル
ター時定数は出力周波数より十分大きい（例えば 100倍
程度の）時定数とし、出力周波数のリップルの影響を受
けないように考慮することは言うまでもない。
補正された相電圧基準としている。本実施例では、更に
インバータ５の出力Ｕ1 ，Ｖ1 ，Ｗ1 の相電圧の直流成
分を直流成分検出器26，27，28にて検出し、加算器18，
19，20に加算して直流成分が零となるようにフィードバ
ックしている。従って、インバータ５の出力Ｕ1 ，Ｖ
1 ，Ｗ1 の交流出力に含まれている直流成分が零となる
よう閉ループ制御が行われている。これにより出力トラ
ンス７の一次側に加えられる交流電圧は直流分が零とな
り、偏磁することはなくなる。直流成分検出器のフィル
ター時定数は出力周波数より十分大きい（例えば 100倍
程度の）時定数とし、出力周波数のリップルの影響を受
けないように考慮することは言うまでもない。
【００２１】本実施例によれば、インバータの交流出力
に含まれる直流成分が零となるよう閉ループ制御される
制御回路と、主回路を含む全体のバラツキを含めて直流
成分が生じないように制御することができる。
に含まれる直流成分が零となるよう閉ループ制御される
制御回路と、主回路を含む全体のバラツキを含めて直流
成分が生じないように制御することができる。
【００２２】本発明の他の実施例を図３（ａ）に示す。
この実施例は、直流成分の発生する要因の最も大きい演
算増幅部と３角波発生回路を含む制御部のみについて直
流成分が生じないように補正する構成としたものであ
る。
この実施例は、直流成分の発生する要因の最も大きい演
算増幅部と３角波発生回路を含む制御部のみについて直
流成分が生じないように補正する構成としたものであ
る。
【００２３】図３（ａ）において、直流成分検出器26ａ
〜28ａは、それぞれ相電圧基準Ｕ0，Ｖ0 ，Ｗ0 に３角
波信号を加算した合成信号の直流成分を検出し、直流成
分が零となるように加算器18，19，20にフィードバック
する。
〜28ａは、それぞれ相電圧基準Ｕ0，Ｖ0 ，Ｗ0 に３角
波信号を加算した合成信号の直流成分を検出し、直流成
分が零となるように加算器18，19，20にフィードバック
する。
【００２４】この実施例で用いる直流成分検出器の具体
例を図３（ｂ）に示す。この直流成分検出器は、演算増
幅器43、抵抗38，39、コンデンサ42で成る加算積分器
と、極性合わせのため反転増幅器40，41，44で構成され
る。
例を図３（ｂ）に示す。この直流成分検出器は、演算増
幅器43、抵抗38，39、コンデンサ42で成る加算積分器
と、極性合わせのため反転増幅器40，41，44で構成され
る。
【００２５】相電圧基準Ｕ0 と３角波信号を抵抗38，39
を介して加算しコンデンサ42にて積分する。この時、時
定数としては基本波周波数、この場合、商用周波とすれ
ば、その周波数より十分大きい（例えば 100倍程度）時
定数を設定し平均化する。
を介して加算しコンデンサ42にて積分する。この時、時
定数としては基本波周波数、この場合、商用周波とすれ
ば、その周波数より十分大きい（例えば 100倍程度）時
定数を設定し平均化する。
【００２６】これにより、出力周波数のリップルのない
直流成分の信号Ｕd が検出される。このようにして検出
された各相の信号Ｕd ，Ｖd ，Ｗd は加算器18，19，20
にフィードバックされ直流成分が零となるよう制御さ
れ、ＰＷＭ出力は直流成分のないものとなる。
直流成分の信号Ｕd が検出される。このようにして検出
された各相の信号Ｕd ，Ｖd ，Ｗd は加算器18，19，20
にフィードバックされ直流成分が零となるよう制御さ
れ、ＰＷＭ出力は直流成分のないものとなる。
【００２７】本実施例は、ＰＷＭ信号以下の系統に直流
成分発生要因の少ないシステムに適用し、制御部で生じ
る直流成分を零とし、トランスの偏磁現象が発生しない
ようにしたものである。
成分発生要因の少ないシステムに適用し、制御部で生じ
る直流成分を零とし、トランスの偏磁現象が発生しない
ようにしたものである。
【００２８】なお、図３の実施例では、直流成分検出器
26ａ〜28ａは補正された相電圧基準とＰＷＭ制御のため
の３角波を加算した合成信号の直流成分を検出する例で
示したが、コンパレータ22〜24から出力されるＰＷＭ信
号の直流成分を検出する構成としても同様の効果が得ら
れる。
26ａ〜28ａは補正された相電圧基準とＰＷＭ制御のため
の３角波を加算した合成信号の直流成分を検出する例で
示したが、コンパレータ22〜24から出力されるＰＷＭ信
号の直流成分を検出する構成としても同様の効果が得ら
れる。
【００２９】
【発明の効果】本発明によれば、直流電源からＰＷＭ制
御により３相の交流電圧を得て、変圧器を介して出力す
る場合に変圧器の偏磁を防止することができ、効率の低
下、騒音の増大を抑制することの可能な３相インバータ
の制御回路を提供することができる。
御により３相の交流電圧を得て、変圧器を介して出力す
る場合に変圧器の偏磁を防止することができ、効率の低
下、騒音の増大を抑制することの可能な３相インバータ
の制御回路を提供することができる。
【図１】本発明の請求項１に対応する実施例の構成図。
【図２】上記実施例で用いる直流成分検出器26〜28の説
明図で、（ａ）は具体的な回路図、（ｂ）は作用を説明
するための波形図。
明図で、（ａ）は具体的な回路図、（ｂ）は作用を説明
するための波形図。
【図３】本発明の請求項３に対応する実施例で、（ａ）
は要部構成図、（ｂ）はこの実施例で用いる直流成分検
出器29〜31の具体的な回路図。
は要部構成図、（ｂ）はこの実施例で用いる直流成分検
出器29〜31の具体的な回路図。
【図４】従来の３相インバータの制御装置の構成図。
４ａ，４ｂ…コンデンサ ５…３相インバ
ータ ６…フィルタ ６…変圧器 ８…相電圧検出器 ９…整流器 10…電圧基準（直流） 11…増幅器（電
圧制御手段） 12…位相信号発生器 13…相電圧基準
発生器 14…乗算器 15〜17…増幅器
（相電圧制御手段） 18〜20…加算器 21…３角波発生
器 22〜24…コンパレータ 25…駆動回路 26〜28，26ａ〜28ａ…直流成分検出器 29，32，34，3
5，38，41…抵抗器 30，31…フォトカプラ 33，36，42…コ
ンデンサ 37，43，44…演算増幅器
ータ ６…フィルタ ６…変圧器 ８…相電圧検出器 ９…整流器 10…電圧基準（直流） 11…増幅器（電
圧制御手段） 12…位相信号発生器 13…相電圧基準
発生器 14…乗算器 15〜17…増幅器
（相電圧制御手段） 18〜20…加算器 21…３角波発生
器 22〜24…コンパレータ 25…駆動回路 26〜28，26ａ〜28ａ…直流成分検出器 29，32，34，3
5，38，41…抵抗器 30，31…フォトカプラ 33，36，42…コ
ンデンサ 37，43，44…演算増幅器
Claims (4)
- 【請求項１】 直流電源から３相の交流電圧を得る３相
インバータの制御装置において、前記３相の交流電圧か
ら前記３相インバータの３相の相電圧を検出し、この３
相の相電圧を一括した直流レベルの平均値と直流レベル
の電圧設定値を比較し電圧制御信号を得る電圧制御手段
と、一定振幅の３相の信号に前記電圧制御信号を乗じて
３相の相電圧基準を得る乗算手段と、この３相の相電圧
基準と前記３相インバータの３相の相電圧を各相毎に比
較し相電圧制御信号を得る相電圧制御手段と、前記直流
電源の正負間の中間電位と前記３相インバータの３相の
出力との間に各相毎に直流成分を検出する直流成分検出
手段を設け、前記相電圧基準と前記相電圧制御信号と前
記直流成分の和により前記３相インバータをパルス幅変
調制御することを特徴とする３相インバータの制御装
置。 - 【請求項２】 請求項１に記載の３相インバータの制御
装置において、前記直流成分検出手段は、正負に変化す
る入力信号に応じて一定電圧の正負に変化する検出信号
を出力するフォトカプラ回路を備え、前記検出信号をイ
ンバータ出力周波数の周期より十分大きい時定数を持つ
フィルターを介して平均化し直流成分を検出する構成と
したことを特徴とする３相インバータの制御装置。 - 【請求項３】 直流電源から３相の交流電圧を得る３相
インバータの制御装置において、前記３相の交流電圧か
ら前記３相インバータの３相の相電圧を検出し、この３
相の相電圧を一括した直流レベルの平均値と直流レベル
の電圧設定値を比較し電圧制御信号を得る電圧制御手段
と、一定振幅の３相の信号に前記電圧制御信号を乗じる
３相の相電圧基準を得る乗算手段と、この３相の相電圧
基準と前記３相インバータの３相の相電圧を比較し相電
圧制御信号を得る相電圧制御手段と、前記相電圧基準と
前記相電圧制御信号とパルス幅変調のための３角波信号
との和を入力として直流成分を検出し入力側へフィード
バックする直流成分検出手段を各相毎に設け、前記相電
圧基準と前記相電圧制御信号と前記直流成分の和により
前記３相インバータをパルス幅変調制御することを特徴
とする３相インバータの制御装置。 - 【請求項４】直流電源から３相の交流電圧を得る３相イ
ンバータの制御装置において、前記３相の交流電圧から
前記３相インバータの３相の相電圧を検出し、この３相
の相電圧を一括した直流レベルの平均値と直流レベルの
電圧設定値を比較し電圧制御信号を得る電圧制御手段
と、一定振幅の３相の信号に前記電圧制御信号を乗じて
３相の相電圧基準を得る乗算手段と、この３相の相電圧
基準と前記３相インバータの３相の相電圧を各相毎に比
較し相電圧制御信号を得る相電圧制御手段と、前記相電
圧基準と前記相電圧制御信号の和により前記３相インバ
ータをパルス幅変調制御するＰＷＭ制御信号を出力する
ＰＷＭ制御手段と、前記ＰＷＭ制御信号の直流成分を検
出し、この直流成分が零となるようにフィードバック制
御する直流成分制御手段を設けたことを特徴とする３相
インバータの制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5177723A JPH0739168A (ja) | 1993-07-19 | 1993-07-19 | ３相インバータの制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5177723A JPH0739168A (ja) | 1993-07-19 | 1993-07-19 | ３相インバータの制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0739168A true JPH0739168A (ja) | 1995-02-07 |
Family
ID=16035992
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5177723A Pending JPH0739168A (ja) | 1993-07-19 | 1993-07-19 | ３相インバータの制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0739168A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN114200348A (zh) * | 2021-12-06 | 2022-03-18 | 云南电网有限责任公司保山供电局 | 一种稳控装置线路跳闸判别方法和系统 |
-
1993
- 1993-07-19 JP JP5177723A patent/JPH0739168A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN114200348A (zh) * | 2021-12-06 | 2022-03-18 | 云南电网有限责任公司保山供电局 | 一种稳控装置线路跳闸判别方法和系统 |
| CN114200348B (zh) * | 2021-12-06 | 2023-07-04 | 云南电网有限责任公司保山供电局 | 一种稳控装置线路跳闸判别方法和系统 |
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