JP2885610B2 - スイッチングモード整流回路 - Google Patents

スイッチングモード整流回路

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JP2885610B2 JP15014293A JP15014293A JP2885610B2 JP 2885610 B2 JP2885610 B2 JP 2885610B2 JP 15014293 A JP15014293 A JP 15014293A JP 15014293 A JP15014293 A JP 15014293A JP 2885610 B2 JP2885610 B2 JP 2885610B2
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Description

【発明の詳細な説明】
【0001】
【産業上の利用分野】この発明はスイッチングモード整
流回路に関し、特に交流電源を高力率で直流電源に変換
する整流回路に関するものである。
【0002】
【従来の技術】図6は、例えば特開昭59−19887
3号に示された従来の整流電源回路を示す回路構成図で
あり、図において、1aと1bは交流電源の入力端子、
2はリアクトル、3はコンデンサ、4〜7はブリッジ接
続された整流器、8はリアクトル、9はスイッチング素
子のトランジスタ、10は整流器、11は平滑用コンデ
ンサ、12は負荷、16は基準電源、18は比較増幅
器、19は乗算器、22は比較増幅器、23は駆動回路
である。また、図中、EO は出力電圧、ER は基準電源
電圧、vi は入力電圧を示す。
【0003】次に動作について説明する。入力端子1a
と1b間に供給された交流電源は、リアクトル2とコン
デンサ3で構成されるフィルタ回路を通して、さらにリ
アクトル8を介して整流器4〜7のブリッジ接続で構成
されている単相全波整流回路100で整流される。全波
整流回路100で整流された出力電圧は、スイッチング
トランジスタ9がオンの期間短絡されており、この期間
リアクトル8の電流が増加する。スイッチングトランジ
スタ9がオフとなると、ダイオード10を介して平滑コ
ンデンサ11と負荷12に電流が供給される。
【0004】一方、出力電圧信号EO は基準電圧ER と
比較増幅器18にて比較増幅されて、その誤差信号は入
力電圧信号vi と乗算器19で乗算されて出力される。
この出力電圧は、リアクトル8のピーク電流の包絡線が
入力電圧vi の波形に比例するように制御される値とな
っており、カレントトランス31にて検出されたリアク
トル8の電流信号は比較増幅器22で比較され、乗算器
19からの電圧信号値を超えると、駆動回路23を介し
てスイッチングトランジスタ9をオフとする。なお、該
駆動回路23はリアクトル8の瞬時平均電流の包絡線も
入力電圧vi の波形に比例するように、スイッチングト
ランジスタ9のオフ時間を決めている。この結果、図7
に示すように、入力電流波形は入力電圧波形と同相にな
り、力率を向上させることが可能となる。
【0005】
【発明が解決しようとする課題】従来の整流電源回路は
以上のように構成されているので、常時リアクトルを流
れる電流を監視してピーク値の包絡線、並びに瞬時平均
値の包絡線が入力電圧と同相になるように制御し、かつ
出力電圧は一定となるように制御しなければならず、制
御回路が複雑であるとともに、負荷の軽重によってスイ
ッチング周波数を連続的に大幅に変える必要があり、こ
れによりフィードバック系のループゲインが変わるため
に、負荷の状態によっては発振してしまう等の問題があ
った。
【0006】この発明は上記のような問題点を解消する
ためになされたもので、負荷の軽重に無関係にスイッチ
ング周波数を一定にしてフィードバック系を安定化し、
かつリアクトルの電流のフィードバックをしないで、出
力電圧のフィードバックのみを行うことにより、簡単に
制御することのできるスイッチングモード整流回路を得
ることを目的としている。
【0007】
【課題を解決するための手段】この発明に係るスイッチ
ングモード整流回路は、出力電圧設定用基準電圧ERと
出力電圧信号EO との誤差信号と、出力電圧信号EO と
入力電圧信号の絶対値|vi |の差電圧信号とを乗算
し、この乗算値をさらに平方根演算して、比較器で一定
周波数の鋸歯状波と比較し、この比較器の出力によりス
イッチングトランジスタをオン・オフ制御するようにし
たものである。
【0008】またこの発明は、上記スイッチングモード
整流回路において、平方根演算器を取り除いて乗算器の
出力を直接第3の比較増幅器の一方の入力に接続し、鋸
歯状波発振器の出力と第3の比較増幅器の他方の入力と
の間に積分器を挿入したものである。
【0009】またこの発明は、上記スイッチングモード
整流回路において、交流入力電圧と第2の基準電圧を第
4の比較増幅器で比較して交流入力電圧の零点付近でパ
ルスを発生させ、この出力をダイオードを介して減算器
の一方の入力に接続し、鋸歯状波発振器の出力と第3の
比較増幅器の一方の入力との接続を外して、鋸歯状波発
振器の出力を減算器の他方の入力に接続し、この減算器
の出力を上記第3の比較増幅器の一方の入力に接続した
ものである。
【0010】またこの発明は、上記スイッチングモード
整流回路において、鋸歯状波発振器の出力と第3の比較
増幅器の一方の入力との接続を取り外して、平方根演算
器の出力をスイッチングレギュレータ用ICの比較増幅
器用入力端子へ接続して、スイッチングレギュレータ用
ICの駆動出力でスイッチング素子をオン,オフ制御す
るようにし、スイッチング素子に直列に電流検出用抵抗
を接続し、この電流検出用抵抗の電流信号をスイッチン
グレギュレータ用ICの過電流検出入力端子へ接続する
とともに、該スイッチングモード整流回路の出力電圧を
該スイッチングレギュレータ用ICの過電圧検出入力端
子へ接続し、さらに、該ICのソフトスタート端子にコ
ンデンサを接続したものである。
【0011】またこの発明は、上記スイッチングモード
整流回路において、上記平方根演算器を取り除いて、上
記乗算器の出力を直接上記第3の比較増幅器の一方の入
力に接続し、上記第2の比較増幅器の出力と上記乗算器
の一方の入力との間に平方根演算器を挿入したものであ
る。
【0012】
【作用】この発明におけるスイッチングモード整流回路
は、一定のスイッチング周波数で動作しており、リアク
トルを流れる電流は不連続モード(スイッチング周期で
零から立上がり、立下がりは零で終わる,図2のiONθ
とiOFF θを参照)となるように回路定数を設定してい
るので、基準電圧ER と出力電圧信号EO との差電圧Δ
Eにより、入力電圧viの波高値点におけるスイッチン
グのオン期間を決定し、出力電圧E0 と入力電圧信号|
vi |との差電圧と、上記差電圧ΔEとの乗算値によっ
て電流の瞬時平均値が入力電圧viに比例するようにス
イッチングのオン期間を制御することにより、出力電圧
のフィードバックのみで入力電流を入力電圧に比例する
ように制御を行うことが可能である。
【0013】
【実施例】実施例1.以下、この発明の一実施例を図に
ついて説明する。図1はこの発明の一実施例によるスイ
ッチングモード整流回路を示し、図において、13,1
4はダイオード、15は抵抗、17は比較増幅器、20
は平方根演算器、21は鋸歯状波発振器である。なお、
図6と同一又は同等部分については同一番号を付してい
る。また図中、EO は出力電圧を、vi は入力電圧を、
ER は基準電圧を、iL はリアクトル8を流れる電流
を、Lはリアクトル8のインダクタンス値を、Cは鋸歯
状波の波高値を、Aは比較増幅器18の増幅度を、Bは
比較増幅器17の増幅度を、それぞれ示す。
【0014】また、図2は図1の入力電圧vi とリアク
トル8の電流iL の時間的変化を示すもので、横軸は、
入力電圧の周波数facに対して位相θを、スイッチング
周波数に対しては時間tを取っており、縦軸には、iL
とvi の値をとっている。この図において各記号は以下
のものを意味する。 T:スイッチング周期 vi :入力電圧の波高値 θ:入力電圧の位相 iONθ:tθ=θ/2πfacにおいてトランジスタ9が
オンとなった後のiLの値 TONθ:トランジスタ9のオン時間 iOFF θ:tθ+TONθにおいてトランジスタ9がオフ
となった後のiL の値TOFF θ:tθ+TONθからiOF
F θ=0となる時間 TO θ:リアクトルに電流が流れている期間 IP θ:iONθのピーク値 TON:θ=π/2におけるTONθ TOFF :θ=π/2におけるTOFF θ TO :θ=π/2におけるTO θ IP :θ=π/2におけるIP θ 次に動作について説明する。IP θ,TOFF θ,TO θ
の値は、以下に示す(1) 〜(3) 式となる。
【0015】
【数1】
【0016】
【数2】
【0017】
【数3】
【0018】ここで、T Oθ間に流れる電流のスイッチ
ング周期T間の平均電流/I iθ(ここで、/は平均値
を意味する)は、
【0019】
【数4】
【0020】となり、(4) 式に(1),(3) 式を代入する
と、
【0021】
【数5】
【0022】となる。また、T OFFθ間に流れる電流の
スイッチング1周期T間の平均電流/I OFFθは、
【0023】
【数6】
【0024】となり、(6) 式に(1),(2) 式を代入する
と、
【0025】
【数7】
【0026】となる。さらに、IP ,TON,TOFF ,T
O を求めると、(8) 式〜(11)式となる。
【0027】
【数8】
【0028】
【数9】
【0029】
【数10】
【0030】
【数11】
【0031】上記期間TO 間に流れる電流の上記周期T
間の平均値を、/Ii ,期間TOFF間に流れる電流の周
期T間の平均値を、/IOFF とすると、
【0032】
【数12】
【0033】
【数13】
【0034】となる。これにより、Ii θが入力電圧と
同相の正弦波となるための条件を求めると、
【0035】
【数14】
【0036】となり、(14)式に(5) ,(12)式を代入する
と、
【0037】
【数15】
【0038】となる。また、出力電流をIO とすると、
【0039】
【数16】
【0040】となり、(16)式に(7) 式,(15)式を代入す
ると、
【0041】
【数17】
【0042】(17)式より(TON/T)2 の値を求める
と、
【0043】
【数18】
【0044】となる。さらに、
【0045】
【数19】
【0046】であるので、(19)式に(18)式,(15)式を代
入すると、
【0047】
【数20】
【0048】となる。上記計算式より、TONθ/Tを(2
0)式に従って制御してやれば、リアクトルに入力電圧と
同相の電流を流すことができることがわかる。図1の構
成において、トランジスタ9がオンになるのは、
【0049】
【数21】
【0050】のときである。従って、(20)式と(21)式を
等しくするためには、
【0051】
【数22】
【0052】となるように、EO をフィードバックさせ
ればよいことがわかる。
【0053】このような本実施例1のスイッチングモー
ド整流回路では、出力電圧設定用基準電圧ER と出力電
圧信号EO との誤差信号と、出力電圧信号EO と入力電
圧信号の絶対値|vi |の差電圧信号とを乗算し、この
乗算値をさらに平方根演算して、比較器で一定周波数の
鋸歯状波と比較し、この比較器の出力によりスイッチン
グトランジスタをオン・オフ制御するようにし、またリ
アクトルを流れる電流は1回のスイッチング内で零から
始まって零で終わるように回路定数を設定しているの
で、一定のスイッチング周波数で、かつ出力電圧のフィ
ードバックのみで制御を行うことが可能となる効果があ
る。
【0054】実施例2.図3はこの発明の第2の実施例
によるスイッチングモード整流回路を示す回路構成図で
ある。図3に示す本実施例2は、図1の回路において、
平方根演算器20を取り除いて乗算器19の出力を直接
第3の比較増幅器22の一方の入力に接続し、鋸歯状波
発振器21の出力と第3の比較増幅器22の他方の入力
との間に積分器23を挿入したものである。
【0055】この回路構成において、トランジスタ9が
オンとなるのは、
【0056】
【数23】
【0057】となる。従って、図1の回路と同様に制御
することが可能である。
【0058】実施例3.図4はこの発明の第3の実施例
によるスイッチングモード整流回路を示す回路構成図で
ある。図4において、図1と同一符号は同一又は相当部
分を示し、24は第2の基準電圧、25は第4の比較増
幅器、26はダイオード、27は加算器である。
【0059】本実施例3の回路構成では、その動作は図
1の場合の動作と同じであるが、ダイオード13,14
により得られる交流入力電圧を、第2の基準電圧24と
第4の比較増幅器25で比較して、交流入力電圧の零点
において該比較増幅器25の出力に同期パルスを発生さ
せ、これを鋸歯状波発振21からの鋸歯状波に加算機
27で加算して、トランジスタ9を、交流入力電圧の周
波数の2倍の周波数に同期させて、強制的にオンするよ
うにしており、これにより、軽負荷時におけるフィード
バック系の安定化を図ることができるものである。
【0060】実施例4.図5はこの発明の第4の実施例
によるスイッチングモード整流回路を示す回路構成図で
ある。図5において、図1と同一符号は同一又は相当部
分を示し、31はスイッチングレギュレータ用IC、3
2は抵抗、33はコンデンサである。
【0061】即ち、本実施例4においては、図1の回路
において、鋸歯状波発振器21と第3の比較増幅器22
を取り外し、これらに代えて、比較増幅器31a,鋸波
状波発振器31bを内蔵するとともに、図1の平方根演
算器20の出力をスイッチングレギュレータ用IC31
の比較増幅器31aの一方の入力端子へ接続し、スイッ
チング素子9に直列に電流検出用抵抗32を接続し、こ
の電流検出用抵抗32の電流信号を上記スイッチングレ
ギュレータ用IC31の過電流検出部31cの入力端子
へ接続するとともに、該スイッチングモード整流回路の
出力電圧を該スイッチングレギュレータ用IC31の過
電圧検出部31dの入力端子へ接続し、さらに、該IC
31のソフトスタート端子31eにコンデンサ33を接
続し、かつこれら各部からの信号を受ける制御回路31
fにより、スイッチングレギュレータトランジスタ31
gを制御してその駆動出力31hにより、上記スイッチ
ング素子9をオン,オフ制御するようにしたものであ
る。
【0062】本実施例4の動作は図1の回路の動作と同
じであるが、本実施例4は、図1の回路が、鋸歯状波に
よるオン・オフデューティの設定を行うことができる回
路であるので、このように、一般的によく使用されてい
るスイッチングレギュレータ用ICの使用が可能となっ
たものであり、該スイッチングレギュレータ用ICが持
つ、過電流保護,過電圧保護の機能,及び,ソフトスタ
ートの機能(オンデューティを狭くして起動時の電圧の
立ち上がりをゆっくり立ち上げる機能)等の機能の追加
を簡易に行うことが可能となる。
【0063】実施例5.上記実施例1〜4において、該
スイッチングモード整流回路の、交流入力電圧の検出、
及び出力電圧の検出は、フォトカプラ等の絶縁素子を介
して行うようにしてもよいものである。
【0064】実施例6.また、図1に示す実施例1のス
イッチングモード整流回路において、図8に示すよう
に、平方根演算器20を取り除いて、乗算器19の出力
を直接第3の比較増幅器22の一方の入力に接続し、第
2の比較増幅器18の出力と乗算器19の一方の入力と
の間に平方根演算器20を挿入するようにしてもよいも
のである。
【0065】実施例7.また、図1に示す実施例1のス
イッチングモード整流回路において、図9に示すよう
に、整流回路の出力に接続されたリアクトル8を取り除
き、他のリアクトル8aを、上記交流入力端子1aから
コイル2とコンデンサ3からなるフィルタを経た点と、
上記整流回路の入力端子との間に挿入するようにしても
よいものである。
【0066】
【発明の効果】以上のように、この発明にかかるスイッ
チングモード整流回路によれば、出力電圧設定用基準電
圧ER と出力電圧信号EO との誤差信号と、出力電圧信
号EOと入力電圧信号の絶対値|vi |の差電圧信号と
を乗算し、この乗算値をさらに平方根演算して、比較器
で一定周波数の鋸歯状波と比較し、この比較器の出力に
よりスイッチングトランジスタをオン・オフ制御すると
いう構成により、スイッチング周波数を一定にし、かつ
出力電圧のみをフィードバックするようにしたので、制
御回路の構成が簡単かつ安価となり、また負荷の軽重に
無関係に、安定した制御を行うことが可能となる効果が
ある。
【0067】また、鋸歯状波によるオン・オフデューテ
ィの設定が可能であるので、一般的によく使用されてい
るスイッチングレギュレータ用ICの使用が可能であ
り、過電圧/過電流保護,並びにソフトスタート等の機
能を簡単に追加することが可能となる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図1】この発明の第1の実施例によるスイッチングモ
ード整流回路を示す構成図である。
【図2】図1の回路の動作説明を補助する図である。
【図3】この発明の第2の実施例によるスイッチングモ
ード整流回路の構成図である。
【図4】この発明の第3の実施例によるスイッチングモ
ード整流回路の構成図である。
【図5】この発明の第4の実施例によるスイッチングモ
ード整流回路の構成図である。
【図6】従来の整流電源回路を示す構成図である。
【図7】従来の整流電源回路の入力電圧と入力電流波形
を示す図である。
【図8】この発明の第6の実施例によるスイッチングモ
ード整流回路の構成図である。
【図9】この発明の第7の実施例によるスイッチングモ
ード整流回路の構成図である。
【符号の説明】
4〜7 ダイオード 100 単相全波整流回路 8 リアクトル 9 スイッチング素子 10 ダイオード 11 コンデンサ 12 負荷 16 基準電源 17 比較増幅器 18 比較増幅器 19 乗算器 20 平方根演算器 21 鋸歯状波発振器 22 比較増幅器

Claims (7)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項1】 交流入力を整流する整流回路の出力端子
    間に、リアクトルとスイッチング素子の直列回路を接続
    し、 このスイッチング素子の電流の入出力パスに並列に、ダ
    イオードとコンデンサの直列回路を接続し、 該コンデンサに並列に負荷を接続してなるスイッチング
    モード整流回路において、 該スイッチングモード整流回路の出力電圧と、基準電圧
    との差電圧を検出する第1の比較増幅器と、 上記出力電圧と、交流入力電圧の絶対値との差電圧を検
    出する第2の比較増幅器と、 上記第1、および第2の比較増幅器の出力電圧を乗算す
    る乗算器と、 該乗算器の出力電圧を平方根演算する平方根演算器と、 該平方根演算器の出力を鋸歯状波発振器の出力電圧と比
    較する第3の比較増幅器とを備え、 この第3の比較増幅器の出力信号によって上記スイッチ
    ング素子のオン,オフ制御を行うようにしたことを特徴
    とするスイッチングモード整流回路。
  2. 【請求項2】 請求項1記載のスイッチングモード整流
    回路において、 上記平方根演算器を取り除いて上記乗算器の出力を直接
    上記第3の比較増幅器の一方の入力に接続し、上記鋸歯
    状波発振器の出力と上記第3の比較増幅器の他方の入力
    との間に積分器を挿入したことを特徴とするスイッチン
    グモード整流回路。
  3. 【請求項3】 請求項1記載のスイッチングモード整流
    回路において、 交流入力電圧の絶対値と第2の基準電圧を第4の比較増
    幅器で比較して上記交流入力電圧の零点付近でパルスを
    発生させ、 この出力をダイオードを介して減算器の一方の入力に接
    続し、 上記鋸歯状波発振器の出力と上記第3の比較増幅器の一
    方の入力との接続を外して、上記鋸歯状波発振器の出力
    を上記減算器の他方の入力に接続し、 この減算器の出力を上記第3の比較増幅器の一方の入力
    に接続したことを特徴とするスイッチングモード整流回
    路。
  4. 【請求項4】 請求項1記載のスイッチングモード整流
    回路において、 上記鋸歯状波発振器と上記第3の比較増幅器を取り外し
    て、上記平方根演算器の出力をスイッチングレギュレー
    タ用ICの比較増幅器用入力端子へ接続して、上記スイ
    ッチングレギュレータ用ICの駆動出力で上記スイッチ
    ング素子をオン,オフ制御するようにし、 上記スイッチング素子に直列に電流検出用抵抗を接続
    し、この電流検出用抵抗の電流信号を上記スイッチング
    レギュレータ用ICの過電流検出入力端子へ接続すると
    ともに、該スイッチングモード整流回路の出力電圧を該
    スイッチングレギュレータ用ICの過電圧検出入力端子
    へ接続し、 さらに、該ICのソフトスタート端子にコンデンサを接
    続したことを特徴とするスイッチングモード整流回路。
  5. 【請求項5】 請求項1ないし4のいずれかに記載のス
    イッチングモード整流回路において、 整流回路の出力に接続されたリアクトルを取り除いて、
    他のリアクトルを、上記交流入力端子と上記整流回路の
    入力端子との間に挿入したことを特徴とするスイッチン
    グモード整流回路。
  6. 【請求項6】 請求項1ないし5のいずれかに記載のス
    イッチングモード整流回路において、 上記交流入力電圧の検出、及び出力電圧の検出を、フォ
    トカプラ等の絶縁素子を介して行ったことを特徴とする
    スイッチングモード整流回路。
  7. 【請求項7】 請求項1,3,または4のいずれかに記
    載のスイッチングモード整流回路において、 上記平方根演算器を取り除いて、上記乗算器の出力を直
    接上記第3の比較増幅器の一方の入力に接続し、 上記第2の比較増幅器の出力と上記乗算器の一方の入力
    との間に平方根演算器を挿入したことを特徴とするスイ
    ッチングモード整流回路。
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