JP2885610B2 - スイッチングモード整流回路 - Google Patents
スイッチングモード整流回路Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明はスイッチングモード整
流回路に関し、特に交流電源を高力率で直流電源に変換
する整流回路に関するものである。
流回路に関し、特に交流電源を高力率で直流電源に変換
する整流回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図６は、例えば特開昭５９−１９８８７
３号に示された従来の整流電源回路を示す回路構成図で
あり、図において、１ａと１ｂは交流電源の入力端子、
２はリアクトル、３はコンデンサ、４〜７はブリッジ接
続された整流器、８はリアクトル、９はスイッチング素
子のトランジスタ、１０は整流器、１１は平滑用コンデ
ンサ、１２は負荷、１６は基準電源、１８は比較増幅
器、１９は乗算器、２２は比較増幅器、２３は駆動回路
である。また、図中、ＥO は出力電圧、ＥR は基準電源
電圧、ｖi は入力電圧を示す。
３号に示された従来の整流電源回路を示す回路構成図で
あり、図において、１ａと１ｂは交流電源の入力端子、
２はリアクトル、３はコンデンサ、４〜７はブリッジ接
続された整流器、８はリアクトル、９はスイッチング素
子のトランジスタ、１０は整流器、１１は平滑用コンデ
ンサ、１２は負荷、１６は基準電源、１８は比較増幅
器、１９は乗算器、２２は比較増幅器、２３は駆動回路
である。また、図中、ＥO は出力電圧、ＥR は基準電源
電圧、ｖi は入力電圧を示す。
【０００３】次に動作について説明する。入力端子１ａ
と１ｂ間に供給された交流電源は、リアクトル２とコン
デンサ３で構成されるフィルタ回路を通して、さらにリ
アクトル８を介して整流器４〜７のブリッジ接続で構成
されている単相全波整流回路１００で整流される。全波
整流回路１００で整流された出力電圧は、スイッチング
トランジスタ９がオンの期間短絡されており、この期間
リアクトル８の電流が増加する。スイッチングトランジ
スタ９がオフとなると、ダイオード１０を介して平滑コ
ンデンサ１１と負荷１２に電流が供給される。
と１ｂ間に供給された交流電源は、リアクトル２とコン
デンサ３で構成されるフィルタ回路を通して、さらにリ
アクトル８を介して整流器４〜７のブリッジ接続で構成
されている単相全波整流回路１００で整流される。全波
整流回路１００で整流された出力電圧は、スイッチング
トランジスタ９がオンの期間短絡されており、この期間
リアクトル８の電流が増加する。スイッチングトランジ
スタ９がオフとなると、ダイオード１０を介して平滑コ
ンデンサ１１と負荷１２に電流が供給される。
【０００４】一方、出力電圧信号ＥO は基準電圧ＥR と
比較増幅器１８にて比較増幅されて、その誤差信号は入
力電圧信号ｖi と乗算器１９で乗算されて出力される。
この出力電圧は、リアクトル８のピーク電流の包絡線が
入力電圧ｖi の波形に比例するように制御される値とな
っており、カレントトランス３１にて検出されたリアク
トル８の電流信号は比較増幅器２２で比較され、乗算器
１９からの電圧信号値を超えると、駆動回路２３を介し
てスイッチングトランジスタ９をオフとする。なお、該
駆動回路２３はリアクトル８の瞬時平均電流の包絡線も
入力電圧ｖi の波形に比例するように、スイッチングト
ランジスタ９のオフ時間を決めている。この結果、図７
に示すように、入力電流波形は入力電圧波形と同相にな
り、力率を向上させることが可能となる。
比較増幅器１８にて比較増幅されて、その誤差信号は入
力電圧信号ｖi と乗算器１９で乗算されて出力される。
この出力電圧は、リアクトル８のピーク電流の包絡線が
入力電圧ｖi の波形に比例するように制御される値とな
っており、カレントトランス３１にて検出されたリアク
トル８の電流信号は比較増幅器２２で比較され、乗算器
１９からの電圧信号値を超えると、駆動回路２３を介し
てスイッチングトランジスタ９をオフとする。なお、該
駆動回路２３はリアクトル８の瞬時平均電流の包絡線も
入力電圧ｖi の波形に比例するように、スイッチングト
ランジスタ９のオフ時間を決めている。この結果、図７
に示すように、入力電流波形は入力電圧波形と同相にな
り、力率を向上させることが可能となる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】従来の整流電源回路は
以上のように構成されているので、常時リアクトルを流
れる電流を監視してピーク値の包絡線、並びに瞬時平均
値の包絡線が入力電圧と同相になるように制御し、かつ
出力電圧は一定となるように制御しなければならず、制
御回路が複雑であるとともに、負荷の軽重によってスイ
ッチング周波数を連続的に大幅に変える必要があり、こ
れによりフィードバック系のループゲインが変わるため
に、負荷の状態によっては発振してしまう等の問題があ
った。
以上のように構成されているので、常時リアクトルを流
れる電流を監視してピーク値の包絡線、並びに瞬時平均
値の包絡線が入力電圧と同相になるように制御し、かつ
出力電圧は一定となるように制御しなければならず、制
御回路が複雑であるとともに、負荷の軽重によってスイ
ッチング周波数を連続的に大幅に変える必要があり、こ
れによりフィードバック系のループゲインが変わるため
に、負荷の状態によっては発振してしまう等の問題があ
った。
【０００６】この発明は上記のような問題点を解消する
ためになされたもので、負荷の軽重に無関係にスイッチ
ング周波数を一定にしてフィードバック系を安定化し、
かつリアクトルの電流のフィードバックをしないで、出
力電圧のフィードバックのみを行うことにより、簡単に
制御することのできるスイッチングモード整流回路を得
ることを目的としている。
ためになされたもので、負荷の軽重に無関係にスイッチ
ング周波数を一定にしてフィードバック系を安定化し、
かつリアクトルの電流のフィードバックをしないで、出
力電圧のフィードバックのみを行うことにより、簡単に
制御することのできるスイッチングモード整流回路を得
ることを目的としている。
【０００７】
【課題を解決するための手段】この発明に係るスイッチ
ングモード整流回路は、出力電圧設定用基準電圧ＥRと
出力電圧信号ＥO との誤差信号と、出力電圧信号ＥO と
入力電圧信号の絶対値｜ｖi ｜の差電圧信号とを乗算
し、この乗算値をさらに平方根演算して、比較器で一定
周波数の鋸歯状波と比較し、この比較器の出力によりス
イッチングトランジスタをオン・オフ制御するようにし
たものである。
ングモード整流回路は、出力電圧設定用基準電圧ＥRと
出力電圧信号ＥO との誤差信号と、出力電圧信号ＥO と
入力電圧信号の絶対値｜ｖi ｜の差電圧信号とを乗算
し、この乗算値をさらに平方根演算して、比較器で一定
周波数の鋸歯状波と比較し、この比較器の出力によりス
イッチングトランジスタをオン・オフ制御するようにし
たものである。
【０００８】またこの発明は、上記スイッチングモード
整流回路において、平方根演算器を取り除いて乗算器の
出力を直接第３の比較増幅器の一方の入力に接続し、鋸
歯状波発振器の出力と第３の比較増幅器の他方の入力と
の間に積分器を挿入したものである。
整流回路において、平方根演算器を取り除いて乗算器の
出力を直接第３の比較増幅器の一方の入力に接続し、鋸
歯状波発振器の出力と第３の比較増幅器の他方の入力と
の間に積分器を挿入したものである。
【０００９】またこの発明は、上記スイッチングモード
整流回路において、交流入力電圧と第２の基準電圧を第
４の比較増幅器で比較して交流入力電圧の零点付近でパ
ルスを発生させ、この出力をダイオードを介して減算器
の一方の入力に接続し、鋸歯状波発振器の出力と第３の
比較増幅器の一方の入力との接続を外して、鋸歯状波発
振器の出力を減算器の他方の入力に接続し、この減算器
の出力を上記第３の比較増幅器の一方の入力に接続した
ものである。
整流回路において、交流入力電圧と第２の基準電圧を第
４の比較増幅器で比較して交流入力電圧の零点付近でパ
ルスを発生させ、この出力をダイオードを介して減算器
の一方の入力に接続し、鋸歯状波発振器の出力と第３の
比較増幅器の一方の入力との接続を外して、鋸歯状波発
振器の出力を減算器の他方の入力に接続し、この減算器
の出力を上記第３の比較増幅器の一方の入力に接続した
ものである。
【００１０】またこの発明は、上記スイッチングモード
整流回路において、鋸歯状波発振器の出力と第３の比較
増幅器の一方の入力との接続を取り外して、平方根演算
器の出力をスイッチングレギュレータ用ＩＣの比較増幅
器用入力端子へ接続して、スイッチングレギュレータ用
ＩＣの駆動出力でスイッチング素子をオン，オフ制御す
るようにし、スイッチング素子に直列に電流検出用抵抗
を接続し、この電流検出用抵抗の電流信号をスイッチン
グレギュレータ用ＩＣの過電流検出入力端子へ接続する
とともに、該スイッチングモード整流回路の出力電圧を
該スイッチングレギュレータ用ＩＣの過電圧検出入力端
子へ接続し、さらに、該ＩＣのソフトスタート端子にコ
ンデンサを接続したものである。
整流回路において、鋸歯状波発振器の出力と第３の比較
増幅器の一方の入力との接続を取り外して、平方根演算
器の出力をスイッチングレギュレータ用ＩＣの比較増幅
器用入力端子へ接続して、スイッチングレギュレータ用
ＩＣの駆動出力でスイッチング素子をオン，オフ制御す
るようにし、スイッチング素子に直列に電流検出用抵抗
を接続し、この電流検出用抵抗の電流信号をスイッチン
グレギュレータ用ＩＣの過電流検出入力端子へ接続する
とともに、該スイッチングモード整流回路の出力電圧を
該スイッチングレギュレータ用ＩＣの過電圧検出入力端
子へ接続し、さらに、該ＩＣのソフトスタート端子にコ
ンデンサを接続したものである。
【００１１】またこの発明は、上記スイッチングモード
整流回路において、上記平方根演算器を取り除いて、上
記乗算器の出力を直接上記第３の比較増幅器の一方の入
力に接続し、上記第２の比較増幅器の出力と上記乗算器
の一方の入力との間に平方根演算器を挿入したものであ
る。
整流回路において、上記平方根演算器を取り除いて、上
記乗算器の出力を直接上記第３の比較増幅器の一方の入
力に接続し、上記第２の比較増幅器の出力と上記乗算器
の一方の入力との間に平方根演算器を挿入したものであ
る。
【００１２】
【作用】この発明におけるスイッチングモード整流回路
は、一定のスイッチング周波数で動作しており、リアク
トルを流れる電流は不連続モード（スイッチング周期で
零から立上がり、立下がりは零で終わる，図２のｉONθ
とｉOFF θを参照）となるように回路定数を設定してい
るので、基準電圧ＥR と出力電圧信号ＥO との差電圧Δ
Ｅにより、入力電圧ｖｉの波高値点におけるスイッチン
グのオン期間を決定し、出力電圧Ｅ0 と入力電圧信号｜
ｖi ｜との差電圧と、上記差電圧ΔＥとの乗算値によっ
て電流の瞬時平均値が入力電圧ｖｉに比例するようにス
イッチングのオン期間を制御することにより、出力電圧
のフィードバックのみで入力電流を入力電圧に比例する
ように制御を行うことが可能である。
は、一定のスイッチング周波数で動作しており、リアク
トルを流れる電流は不連続モード（スイッチング周期で
零から立上がり、立下がりは零で終わる，図２のｉONθ
とｉOFF θを参照）となるように回路定数を設定してい
るので、基準電圧ＥR と出力電圧信号ＥO との差電圧Δ
Ｅにより、入力電圧ｖｉの波高値点におけるスイッチン
グのオン期間を決定し、出力電圧Ｅ0 と入力電圧信号｜
ｖi ｜との差電圧と、上記差電圧ΔＥとの乗算値によっ
て電流の瞬時平均値が入力電圧ｖｉに比例するようにス
イッチングのオン期間を制御することにより、出力電圧
のフィードバックのみで入力電流を入力電圧に比例する
ように制御を行うことが可能である。
【００１３】
【実施例】実施例１．以下、この発明の一実施例を図に
ついて説明する。図１はこの発明の一実施例によるスイ
ッチングモード整流回路を示し、図において、１３，１
４はダイオード、１５は抵抗、１７は比較増幅器、２０
は平方根演算器、２１は鋸歯状波発振器である。なお、
図６と同一又は同等部分については同一番号を付してい
る。また図中、ＥO は出力電圧を、ｖi は入力電圧を、
ＥR は基準電圧を、ｉL はリアクトル８を流れる電流
を、Ｌはリアクトル８のインダクタンス値を、Ｃは鋸歯
状波の波高値を、Ａは比較増幅器１８の増幅度を、Ｂは
比較増幅器１７の増幅度を、それぞれ示す。
ついて説明する。図１はこの発明の一実施例によるスイ
ッチングモード整流回路を示し、図において、１３，１
４はダイオード、１５は抵抗、１７は比較増幅器、２０
は平方根演算器、２１は鋸歯状波発振器である。なお、
図６と同一又は同等部分については同一番号を付してい
る。また図中、ＥO は出力電圧を、ｖi は入力電圧を、
ＥR は基準電圧を、ｉL はリアクトル８を流れる電流
を、Ｌはリアクトル８のインダクタンス値を、Ｃは鋸歯
状波の波高値を、Ａは比較増幅器１８の増幅度を、Ｂは
比較増幅器１７の増幅度を、それぞれ示す。
【００１４】また、図２は図１の入力電圧ｖi とリアク
トル８の電流ｉL の時間的変化を示すもので、横軸は、
入力電圧の周波数ｆacに対して位相θを、スイッチング
周波数に対しては時間ｔを取っており、縦軸には、ｉL
とｖi の値をとっている。この図において各記号は以下
のものを意味する。 Ｔ：スイッチング周期 ｖi ：入力電圧の波高値 θ：入力電圧の位相 ｉONθ：ｔθ＝θ／２πｆacにおいてトランジスタ９が
オンとなった後のｉLの値 ＴONθ：トランジスタ９のオン時間 ｉOFF θ：ｔθ＋ＴONθにおいてトランジスタ９がオフ
となった後のｉL の値ＴOFF θ：ｔθ＋ＴONθからｉOF
F θ＝０となる時間 ＴO θ：リアクトルに電流が流れている期間 ＩP θ：ｉONθのピーク値 ＴON：θ＝π／２におけるＴONθ ＴOFF ：θ＝π／２におけるＴOFF θ ＴO ：θ＝π／２におけるＴO θ ＩP ：θ＝π／２におけるＩP θ 次に動作について説明する。ＩP θ，ＴOFF θ，ＴO θ
の値は、以下に示す(1) 〜(3) 式となる。
トル８の電流ｉL の時間的変化を示すもので、横軸は、
入力電圧の周波数ｆacに対して位相θを、スイッチング
周波数に対しては時間ｔを取っており、縦軸には、ｉL
とｖi の値をとっている。この図において各記号は以下
のものを意味する。 Ｔ：スイッチング周期 ｖi ：入力電圧の波高値 θ：入力電圧の位相 ｉONθ：ｔθ＝θ／２πｆacにおいてトランジスタ９が
オンとなった後のｉLの値 ＴONθ：トランジスタ９のオン時間 ｉOFF θ：ｔθ＋ＴONθにおいてトランジスタ９がオフ
となった後のｉL の値ＴOFF θ：ｔθ＋ＴONθからｉOF
F θ＝０となる時間 ＴO θ：リアクトルに電流が流れている期間 ＩP θ：ｉONθのピーク値 ＴON：θ＝π／２におけるＴONθ ＴOFF ：θ＝π／２におけるＴOFF θ ＴO ：θ＝π／２におけるＴO θ ＩP ：θ＝π／２におけるＩP θ 次に動作について説明する。ＩP θ，ＴOFF θ，ＴO θ
の値は、以下に示す(1) 〜(3) 式となる。
【００１５】
【数１】
【００１６】
【数２】
【００１７】
【数３】
【００１８】ここで、Ｔ Oθ間に流れる電流のスイッチ
ング周期Ｔ間の平均電流／Ｉ iθ（ここで、／は平均値
を意味する）は、
ング周期Ｔ間の平均電流／Ｉ iθ（ここで、／は平均値
を意味する）は、
【００１９】
【数４】
【００２０】となり、(4) 式に(1),(3) 式を代入する
と、
と、
【００２１】
【数５】
【００２２】となる。また、Ｔ OFFθ間に流れる電流の
スイッチング１周期Ｔ間の平均電流／Ｉ OFFθは、
スイッチング１周期Ｔ間の平均電流／Ｉ OFFθは、
【００２３】
【数６】
【００２４】となり、(6) 式に(1),(2) 式を代入する
と、
と、
【００２５】
【数７】
【００２６】となる。さらに、ＩP ，ＴON，ＴOFF ，Ｔ
O を求めると、(8) 式〜(11)式となる。
O を求めると、(8) 式〜(11)式となる。
【００２７】
【数８】
【００２８】
【数９】
【００２９】
【数１０】
【００３０】
【数１１】
【００３１】上記期間ＴO 間に流れる電流の上記周期Ｔ
間の平均値を、／Ｉi ，期間ＴOFF間に流れる電流の周
期Ｔ間の平均値を、／ＩOFF とすると、
間の平均値を、／Ｉi ，期間ＴOFF間に流れる電流の周
期Ｔ間の平均値を、／ＩOFF とすると、
【００３２】
【数１２】
【００３３】
【数１３】
【００３４】となる。これにより、Ｉi θが入力電圧と
同相の正弦波となるための条件を求めると、
同相の正弦波となるための条件を求めると、
【００３５】
【数１４】
【００３６】となり、(14)式に(5) ，(12)式を代入する
と、
と、
【００３７】
【数１５】
【００３８】となる。また、出力電流をＩO とすると、
【００３９】
【数１６】
【００４０】となり、(16)式に(7) 式，(15)式を代入す
ると、
ると、
【００４１】
【数１７】
【００４２】(17)式より（ＴON／Ｔ）2 の値を求める
と、
と、
【００４３】
【数１８】
【００４４】となる。さらに、
【００４５】
【数１９】
【００４６】であるので、(19)式に(18)式，(15)式を代
入すると、
入すると、
【００４７】
【数２０】
【００４８】となる。上記計算式より、ＴONθ／Ｔを(2
0)式に従って制御してやれば、リアクトルに入力電圧と
同相の電流を流すことができることがわかる。図１の構
成において、トランジスタ９がオンになるのは、
0)式に従って制御してやれば、リアクトルに入力電圧と
同相の電流を流すことができることがわかる。図１の構
成において、トランジスタ９がオンになるのは、
【００４９】
【数２１】
【００５０】のときである。従って、(20)式と(21)式を
等しくするためには、
等しくするためには、
【００５１】
【数２２】
【００５２】となるように、ＥO をフィードバックさせ
ればよいことがわかる。
ればよいことがわかる。
【００５３】このような本実施例１のスイッチングモー
ド整流回路では、出力電圧設定用基準電圧ＥR と出力電
圧信号ＥO との誤差信号と、出力電圧信号ＥO と入力電
圧信号の絶対値｜ｖi ｜の差電圧信号とを乗算し、この
乗算値をさらに平方根演算して、比較器で一定周波数の
鋸歯状波と比較し、この比較器の出力によりスイッチン
グトランジスタをオン・オフ制御するようにし、またリ
アクトルを流れる電流は１回のスイッチング内で零から
始まって零で終わるように回路定数を設定しているの
で、一定のスイッチング周波数で、かつ出力電圧のフィ
ードバックのみで制御を行うことが可能となる効果があ
る。
ド整流回路では、出力電圧設定用基準電圧ＥR と出力電
圧信号ＥO との誤差信号と、出力電圧信号ＥO と入力電
圧信号の絶対値｜ｖi ｜の差電圧信号とを乗算し、この
乗算値をさらに平方根演算して、比較器で一定周波数の
鋸歯状波と比較し、この比較器の出力によりスイッチン
グトランジスタをオン・オフ制御するようにし、またリ
アクトルを流れる電流は１回のスイッチング内で零から
始まって零で終わるように回路定数を設定しているの
で、一定のスイッチング周波数で、かつ出力電圧のフィ
ードバックのみで制御を行うことが可能となる効果があ
る。
【００５４】実施例２．図３はこの発明の第２の実施例
によるスイッチングモード整流回路を示す回路構成図で
ある。図３に示す本実施例２は、図１の回路において、
平方根演算器２０を取り除いて乗算器１９の出力を直接
第３の比較増幅器２２の一方の入力に接続し、鋸歯状波
発振器２１の出力と第３の比較増幅器２２の他方の入力
との間に積分器２３を挿入したものである。
によるスイッチングモード整流回路を示す回路構成図で
ある。図３に示す本実施例２は、図１の回路において、
平方根演算器２０を取り除いて乗算器１９の出力を直接
第３の比較増幅器２２の一方の入力に接続し、鋸歯状波
発振器２１の出力と第３の比較増幅器２２の他方の入力
との間に積分器２３を挿入したものである。
【００５５】この回路構成において、トランジスタ９が
オンとなるのは、
オンとなるのは、
【００５６】
【数２３】
【００５７】となる。従って、図１の回路と同様に制御
することが可能である。
することが可能である。
【００５８】実施例３．図４はこの発明の第３の実施例
によるスイッチングモード整流回路を示す回路構成図で
ある。図４において、図１と同一符号は同一又は相当部
分を示し、２４は第２の基準電圧、２５は第４の比較増
幅器、２６はダイオード、２７は加算器である。
によるスイッチングモード整流回路を示す回路構成図で
ある。図４において、図１と同一符号は同一又は相当部
分を示し、２４は第２の基準電圧、２５は第４の比較増
幅器、２６はダイオード、２７は加算器である。
【００５９】本実施例３の回路構成では、その動作は図
１の場合の動作と同じであるが、ダイオード１３，１４
により得られる交流入力電圧を、第２の基準電圧２４と
第４の比較増幅器２５で比較して、交流入力電圧の零点
において該比較増幅器２５の出力に同期パルスを発生さ
せ、これを鋸歯状波発振器２１からの鋸歯状波に加算機
２７で加算して、トランジスタ９を、交流入力電圧の周
波数の２倍の周波数に同期させて、強制的にオンするよ
うにしており、これにより、軽負荷時におけるフィード
バック系の安定化を図ることができるものである。
１の場合の動作と同じであるが、ダイオード１３，１４
により得られる交流入力電圧を、第２の基準電圧２４と
第４の比較増幅器２５で比較して、交流入力電圧の零点
において該比較増幅器２５の出力に同期パルスを発生さ
せ、これを鋸歯状波発振器２１からの鋸歯状波に加算機
２７で加算して、トランジスタ９を、交流入力電圧の周
波数の２倍の周波数に同期させて、強制的にオンするよ
うにしており、これにより、軽負荷時におけるフィード
バック系の安定化を図ることができるものである。
【００６０】実施例４．図５はこの発明の第４の実施例
によるスイッチングモード整流回路を示す回路構成図で
ある。図５において、図１と同一符号は同一又は相当部
分を示し、３１はスイッチングレギュレータ用ＩＣ、３
２は抵抗、３３はコンデンサである。
によるスイッチングモード整流回路を示す回路構成図で
ある。図５において、図１と同一符号は同一又は相当部
分を示し、３１はスイッチングレギュレータ用ＩＣ、３
２は抵抗、３３はコンデンサである。
【００６１】即ち、本実施例４においては、図１の回路
において、鋸歯状波発振器２１と第３の比較増幅器２２
を取り外し、これらに代えて、比較増幅器３１ａ，鋸波
状波発振器３１ｂを内蔵するとともに、図１の平方根演
算器２０の出力をスイッチングレギュレータ用ＩＣ３１
の比較増幅器３１ａの一方の入力端子へ接続し、スイッ
チング素子９に直列に電流検出用抵抗３２を接続し、こ
の電流検出用抵抗３２の電流信号を上記スイッチングレ
ギュレータ用ＩＣ３１の過電流検出部３１ｃの入力端子
へ接続するとともに、該スイッチングモード整流回路の
出力電圧を該スイッチングレギュレータ用ＩＣ３１の過
電圧検出部３１ｄの入力端子へ接続し、さらに、該ＩＣ
３１のソフトスタート端子３１ｅにコンデンサ３３を接
続し、かつこれら各部からの信号を受ける制御回路３１
ｆにより、スイッチングレギュレータトランジスタ３１
ｇを制御してその駆動出力３１ｈにより、上記スイッチ
ング素子９をオン，オフ制御するようにしたものであ
る。
において、鋸歯状波発振器２１と第３の比較増幅器２２
を取り外し、これらに代えて、比較増幅器３１ａ，鋸波
状波発振器３１ｂを内蔵するとともに、図１の平方根演
算器２０の出力をスイッチングレギュレータ用ＩＣ３１
の比較増幅器３１ａの一方の入力端子へ接続し、スイッ
チング素子９に直列に電流検出用抵抗３２を接続し、こ
の電流検出用抵抗３２の電流信号を上記スイッチングレ
ギュレータ用ＩＣ３１の過電流検出部３１ｃの入力端子
へ接続するとともに、該スイッチングモード整流回路の
出力電圧を該スイッチングレギュレータ用ＩＣ３１の過
電圧検出部３１ｄの入力端子へ接続し、さらに、該ＩＣ
３１のソフトスタート端子３１ｅにコンデンサ３３を接
続し、かつこれら各部からの信号を受ける制御回路３１
ｆにより、スイッチングレギュレータトランジスタ３１
ｇを制御してその駆動出力３１ｈにより、上記スイッチ
ング素子９をオン，オフ制御するようにしたものであ
る。
【００６２】本実施例４の動作は図１の回路の動作と同
じであるが、本実施例４は、図１の回路が、鋸歯状波に
よるオン・オフデューティの設定を行うことができる回
路であるので、このように、一般的によく使用されてい
るスイッチングレギュレータ用ＩＣの使用が可能となっ
たものであり、該スイッチングレギュレータ用ＩＣが持
つ、過電流保護，過電圧保護の機能，及び，ソフトスタ
ートの機能（オンデューティを狭くして起動時の電圧の
立ち上がりをゆっくり立ち上げる機能）等の機能の追加
を簡易に行うことが可能となる。
じであるが、本実施例４は、図１の回路が、鋸歯状波に
よるオン・オフデューティの設定を行うことができる回
路であるので、このように、一般的によく使用されてい
るスイッチングレギュレータ用ＩＣの使用が可能となっ
たものであり、該スイッチングレギュレータ用ＩＣが持
つ、過電流保護，過電圧保護の機能，及び，ソフトスタ
ートの機能（オンデューティを狭くして起動時の電圧の
立ち上がりをゆっくり立ち上げる機能）等の機能の追加
を簡易に行うことが可能となる。
【００６３】実施例５．上記実施例１〜４において、該
スイッチングモード整流回路の、交流入力電圧の検出、
及び出力電圧の検出は、フォトカプラ等の絶縁素子を介
して行うようにしてもよいものである。
スイッチングモード整流回路の、交流入力電圧の検出、
及び出力電圧の検出は、フォトカプラ等の絶縁素子を介
して行うようにしてもよいものである。
【００６４】実施例６．また、図１に示す実施例１のス
イッチングモード整流回路において、図８に示すよう
に、平方根演算器２０を取り除いて、乗算器１９の出力
を直接第３の比較増幅器２２の一方の入力に接続し、第
２の比較増幅器１８の出力と乗算器１９の一方の入力と
の間に平方根演算器２０を挿入するようにしてもよいも
のである。
イッチングモード整流回路において、図８に示すよう
に、平方根演算器２０を取り除いて、乗算器１９の出力
を直接第３の比較増幅器２２の一方の入力に接続し、第
２の比較増幅器１８の出力と乗算器１９の一方の入力と
の間に平方根演算器２０を挿入するようにしてもよいも
のである。
【００６５】実施例７．また、図１に示す実施例１のス
イッチングモード整流回路において、図９に示すよう
に、整流回路の出力に接続されたリアクトル８を取り除
き、他のリアクトル８ａを、上記交流入力端子１ａから
コイル２とコンデンサ３からなるフィルタを経た点と、
上記整流回路の入力端子との間に挿入するようにしても
よいものである。
イッチングモード整流回路において、図９に示すよう
に、整流回路の出力に接続されたリアクトル８を取り除
き、他のリアクトル８ａを、上記交流入力端子１ａから
コイル２とコンデンサ３からなるフィルタを経た点と、
上記整流回路の入力端子との間に挿入するようにしても
よいものである。
【００６６】
【発明の効果】以上のように、この発明にかかるスイッ
チングモード整流回路によれば、出力電圧設定用基準電
圧ＥR と出力電圧信号ＥO との誤差信号と、出力電圧信
号ＥOと入力電圧信号の絶対値｜ｖi ｜の差電圧信号と
を乗算し、この乗算値をさらに平方根演算して、比較器
で一定周波数の鋸歯状波と比較し、この比較器の出力に
よりスイッチングトランジスタをオン・オフ制御すると
いう構成により、スイッチング周波数を一定にし、かつ
出力電圧のみをフィードバックするようにしたので、制
御回路の構成が簡単かつ安価となり、また負荷の軽重に
無関係に、安定した制御を行うことが可能となる効果が
ある。
チングモード整流回路によれば、出力電圧設定用基準電
圧ＥR と出力電圧信号ＥO との誤差信号と、出力電圧信
号ＥOと入力電圧信号の絶対値｜ｖi ｜の差電圧信号と
を乗算し、この乗算値をさらに平方根演算して、比較器
で一定周波数の鋸歯状波と比較し、この比較器の出力に
よりスイッチングトランジスタをオン・オフ制御すると
いう構成により、スイッチング周波数を一定にし、かつ
出力電圧のみをフィードバックするようにしたので、制
御回路の構成が簡単かつ安価となり、また負荷の軽重に
無関係に、安定した制御を行うことが可能となる効果が
ある。
【００６７】また、鋸歯状波によるオン・オフデューテ
ィの設定が可能であるので、一般的によく使用されてい
るスイッチングレギュレータ用ＩＣの使用が可能であ
り、過電圧／過電流保護，並びにソフトスタート等の機
能を簡単に追加することが可能となる効果がある。
ィの設定が可能であるので、一般的によく使用されてい
るスイッチングレギュレータ用ＩＣの使用が可能であ
り、過電圧／過電流保護，並びにソフトスタート等の機
能を簡単に追加することが可能となる効果がある。
【図１】この発明の第１の実施例によるスイッチングモ
ード整流回路を示す構成図である。
ード整流回路を示す構成図である。
【図２】図１の回路の動作説明を補助する図である。
【図３】この発明の第２の実施例によるスイッチングモ
ード整流回路の構成図である。
ード整流回路の構成図である。
【図４】この発明の第３の実施例によるスイッチングモ
ード整流回路の構成図である。
ード整流回路の構成図である。
【図５】この発明の第４の実施例によるスイッチングモ
ード整流回路の構成図である。
ード整流回路の構成図である。
【図６】従来の整流電源回路を示す構成図である。
【図７】従来の整流電源回路の入力電圧と入力電流波形
を示す図である。
を示す図である。
【図８】この発明の第６の実施例によるスイッチングモ
ード整流回路の構成図である。
ード整流回路の構成図である。
【図９】この発明の第７の実施例によるスイッチングモ
ード整流回路の構成図である。
ード整流回路の構成図である。
４〜７ ダイオード １００ 単相全波整流回路 ８ リアクトル ９ スイッチング素子 １０ ダイオード １１ コンデンサ １２ 負荷 １６ 基準電源 １７ 比較増幅器 １８ 比較増幅器 １９ 乗算器 ２０ 平方根演算器 ２１ 鋸歯状波発振器 ２２ 比較増幅器
Claims (7)
- 【請求項１】 交流入力を整流する整流回路の出力端子
間に、リアクトルとスイッチング素子の直列回路を接続
し、 このスイッチング素子の電流の入出力パスに並列に、ダ
イオードとコンデンサの直列回路を接続し、 該コンデンサに並列に負荷を接続してなるスイッチング
モード整流回路において、 該スイッチングモード整流回路の出力電圧と、基準電圧
との差電圧を検出する第１の比較増幅器と、 上記出力電圧と、交流入力電圧の絶対値との差電圧を検
出する第２の比較増幅器と、 上記第１、および第２の比較増幅器の出力電圧を乗算す
る乗算器と、 該乗算器の出力電圧を平方根演算する平方根演算器と、 該平方根演算器の出力を鋸歯状波発振器の出力電圧と比
較する第３の比較増幅器とを備え、 この第３の比較増幅器の出力信号によって上記スイッチ
ング素子のオン，オフ制御を行うようにしたことを特徴
とするスイッチングモード整流回路。 - 【請求項２】 請求項１記載のスイッチングモード整流
回路において、 上記平方根演算器を取り除いて上記乗算器の出力を直接
上記第３の比較増幅器の一方の入力に接続し、上記鋸歯
状波発振器の出力と上記第３の比較増幅器の他方の入力
との間に積分器を挿入したことを特徴とするスイッチン
グモード整流回路。 - 【請求項３】 請求項１記載のスイッチングモード整流
回路において、 交流入力電圧の絶対値と第２の基準電圧を第４の比較増
幅器で比較して上記交流入力電圧の零点付近でパルスを
発生させ、 この出力をダイオードを介して減算器の一方の入力に接
続し、 上記鋸歯状波発振器の出力と上記第３の比較増幅器の一
方の入力との接続を外して、上記鋸歯状波発振器の出力
を上記減算器の他方の入力に接続し、 この減算器の出力を上記第３の比較増幅器の一方の入力
に接続したことを特徴とするスイッチングモード整流回
路。 - 【請求項４】 請求項１記載のスイッチングモード整流
回路において、 上記鋸歯状波発振器と上記第３の比較増幅器を取り外し
て、上記平方根演算器の出力をスイッチングレギュレー
タ用ＩＣの比較増幅器用入力端子へ接続して、上記スイ
ッチングレギュレータ用ＩＣの駆動出力で上記スイッチ
ング素子をオン，オフ制御するようにし、 上記スイッチング素子に直列に電流検出用抵抗を接続
し、この電流検出用抵抗の電流信号を上記スイッチング
レギュレータ用ＩＣの過電流検出入力端子へ接続すると
ともに、該スイッチングモード整流回路の出力電圧を該
スイッチングレギュレータ用ＩＣの過電圧検出入力端子
へ接続し、 さらに、該ＩＣのソフトスタート端子にコンデンサを接
続したことを特徴とするスイッチングモード整流回路。 - 【請求項５】 請求項１ないし４のいずれかに記載のス
イッチングモード整流回路において、 整流回路の出力に接続されたリアクトルを取り除いて、
他のリアクトルを、上記交流入力端子と上記整流回路の
入力端子との間に挿入したことを特徴とするスイッチン
グモード整流回路。 - 【請求項６】 請求項１ないし５のいずれかに記載のス
イッチングモード整流回路において、 上記交流入力電圧の検出、及び出力電圧の検出を、フォ
トカプラ等の絶縁素子を介して行ったことを特徴とする
スイッチングモード整流回路。 - 【請求項７】 請求項１，３，または４のいずれかに記
載のスイッチングモード整流回路において、 上記平方根演算器を取り除いて、上記乗算器の出力を直
接上記第３の比較増幅器の一方の入力に接続し、 上記第２の比較増幅器の出力と上記乗算器の一方の入力
との間に平方根演算器を挿入したことを特徴とするスイ
ッチングモード整流回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15014293A JP2885610B2 (ja) | 1993-06-22 | 1993-06-22 | スイッチングモード整流回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15014293A JP2885610B2 (ja) | 1993-06-22 | 1993-06-22 | スイッチングモード整流回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0715965A JPH0715965A (ja) | 1995-01-17 |
| JP2885610B2 true JP2885610B2 (ja) | 1999-04-26 |
Family
ID=15490418
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP15014293A Expired - Fee Related JP2885610B2 (ja) | 1993-06-22 | 1993-06-22 | スイッチングモード整流回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2885610B2 (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100420964B1 (ko) * | 2002-02-23 | 2004-03-02 | 학교법인 포항공과대학교 | 역률보상 단일단 컨버터 |
| JP4761201B2 (ja) * | 2005-10-31 | 2011-08-31 | 株式会社安川電機 | 電力変換装置 |
| JP5534139B2 (ja) * | 2009-05-28 | 2014-06-25 | トヨタ自動車株式会社 | 平均リアクトル電流検出装置 |
| JP7278497B2 (ja) * | 2020-09-04 | 2023-05-19 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置および空気調和機 |
| CN115040938B (zh) * | 2022-06-06 | 2023-12-15 | 河北光兴半导体技术有限公司 | 一种除尘装置 |
-
1993
- 1993-06-22 JP JP15014293A patent/JP2885610B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0715965A (ja) | 1995-01-17 |
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|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |