JP4761201B2

JP4761201B2 - 電力変換装置

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Publication number: JP4761201B2
Application number: JP2005316471A
Authority: JP
Inventors: 善之田中; 克利山中; 健ニ山田
Original assignee: Yaskawa Electric Corp
Current assignee: Yaskawa Electric Corp
Priority date: 2005-10-31
Filing date: 2005-10-31
Publication date: 2011-08-31
Anticipated expiration: 2025-10-31
Also published as: JP2007124859A

Description

本発明は、モータ等の可変速駆動や系統連係をおこなう、コンバータ、チョッパ、インバータからなる電力変換装置に関する。

従来のコンバータ、インバータからなる電力変換装置は、さまざまな環境下でも定格の出力を得るよう余裕を持って設計され、入力電圧の低い使用環境下でも、明記する定格出力を保証している。例えば、２００Ｖ系統であれば、入力電圧がＡＣ２００ＶからＡＣ２４０Ｖの範囲内など、使用する環境に幅を持たせている。特に汎用製品として設計されている物は、さまざまな使用環境を加味して設計されている。

図８は一般的にインバータと呼ばれる電力変換装置を示している。図８において、１は電力変換装置であり、２はコンバータ、３はインバータ、４はコンタクタ、５は突入電流防止抵抗である。コンタクタ４と突入電流防止抵抗５は並列に接続され直流電源とコンデンサとで直列に接続されている。
一般に入力電圧は定格電圧を中心に変動するが、定格電圧よりもかなり低くなる場合がある。この様な場合は、最も低くなる電源電圧の条件を想定して大型のインバータを設置したり、昇圧チョッパを用いて高い電圧に安定させるという従来技術がある。（例えば、非特許文献１）。

また、特許文献１のように通常の電源電圧変動に対して、双方向コンバータと補助電源を接続して出力を安定させる従来技術もあるが、装置が大型化してしまう。図９に従来技術の回路図を示す。また、図１０は従来技術の動作波形図である。図９において、商用電源Ｖｓが接続された状態でのインバータ１０１の電源電圧Ｖ１は図１０（ａ）のように脈流波形となる。いま、インバータ１０１が安定動作するための電源電圧の下限電圧をＶａとすると、電源電圧Ｖ１が下限電圧Ｖａよりも高い区間では、双方向に電力変換可能な双方向コンバータ１０２により、二次電池Ｅに充電を行う。ここで、双方向に電力変換可能な双方向コンバータ１０２は、少なくとも高周波トランスと高周波スイッチング素子を備え、一方の電源入力端子から入力された直流電圧を高周波電力に変換し、整流・平滑して他方の電源入力端子から直流電力として出力すると共に、その逆変換も可能としたＤＣ−ＤＣコンバータからなる。電源電圧Ｖ１が下限電圧Ｖａ以下となる区間においては、二次電池Ｅより放電し、双方向コンバータ１０２によって電力変換され、インバータ１０１に対して電力を供給する。以上の動作を脈流のサイクルに合わせて繰り返すことにより、結果的には電源電圧Ｖ１は図１０（ｄ）に示すような波形になる。電源電圧Ｖ１は必ず下限電圧Ｖａ以上である為、インバータ１０１は安定発振を続け、負荷Ｚへ高周波電力が安定して供給されるというものである。

また、特許文献２のように、入力の電圧が停電などによって遮断された時のみ昇圧チョッパにより昇圧し、負荷側へ安定した電力を供給するという従来技術があるが、通常はインバータが要求する最大定格電圧まで上昇させる事は出来ず、既存の装置へ取り付ける事も出来ない。図１１は特許文献２の従来技術を示す回路図である。ＤＣ／ＤＣコンバータ２１２はスイッチングの電源の本体であり、入力する直流電圧を所望の直流電圧に変換し安定化して出力する作用を果たす。ＤＣ／ＤＣコンバータ２１２の入力側は交流入力を整流する整流ダイオード２１０とその出力側に設けた平滑コンデンサＣ１を有する。この従来技術は平滑コンデンサＣ１とＤＣ／ＤＣコンバータ２１２の間にステップアップ・コンバータ２１４を設けると共に、バイパスするバイパス・ダイオードＤ１を設けている。ステップアップ・コンバータ２１４は昇圧型にチョッパであり、バイパス・ダイオードＤ１は整流ダイオードの出力をＤＣ／ＤＣコンバータ２１２に供給できるような向きに接続されている。チョークコイルＬとダイオードＤ２を直列に接続して平滑コンデンサＣ１の一端とＤＣ／ＤＣコンバータ２１２の一端との間に設け、チョークコイルＬとダイオードＤ２のアノードとの接続点とＤＣ／ＤＣコンバータ２１２の他端との間にスイッチングトランジスタＱを設け、またダイオードＤ２のカソードとＤＣ／ＤＣコンバータ２１２の他端との間にコンデンサＣ２を接続している。また、出力電圧を検出し、それに応じてスイッチングトランジスタＱを制御する制御回路２１６を設けている。このステップアップ・コンバータ２１４は、スイッチングトランジスタＱの導通時にインダクタンスＬに磁気的なエネルギーを蓄積させておき、スイッチングトランジスタＱが非導通となる期間に入力側及びインダクタンスＬのエネルギーをダイオードＤ２を通してＤＣ／ＤＣコンバータ側に供給するものである。スイッチングトランジスタＱを導通させる時比率を変えることによってインダクタンスＬに蓄えられるエネルギーが変わり、出力電圧を可変できる。その調整は制御回路２１６によりて行っており、ステップアップ・コンバータ２１４は交流入力が供給されている間は停止していて、平滑コンデンサＣ１の端子電圧がある値まで低下したとき動作を開始する。交流入力が正常に供給されている間は、整流ダイオード２１０によって整流が行われ平滑コンデンサＣ１で平滑化される。その電力はバイパス・ダイオードＤ１を通してＤＣ／ＤＣコンバータ２１２に供給され、所定の出力電圧に安定化制御されて負荷を駆動することになる。交流入力が遮断した場合には図１２に示すように平滑コンデンサＣ１の端子電圧Ｖｃ１は徐々に低下する。それがある電圧Ｖ２になるとステップアップ・コンバータ１４が動作する。これは制御回路２１６によってコンデンサＣ２の端子電圧Ｖｃ２を監視することによってなされる。この電圧Ｖ２はＤＣ／ＤＣコンバータ２１２がその発振動作を停止する電圧Ｖ１よりも若干高く設定される。ステップアップ・コンバータ２１４は平滑コンデンサＣ１に蓄積されているエネルギーによって動作する。そのため平滑コンデンサＣ１の端子電圧ＶＣ１は更に低下し続ける。しかしステップアップ・コンバータ１４によってその出力電圧ＶＣ２はＶ１より高い、ある一定の電圧Ｖ２に保たれる。この動作は平滑コンデンサＣ１に蓄積されているエネルギーがなくなるまで続く。このため、その間、ＤＣ／ＤＣコンバータ２１２は発振動作を続け、その出力電圧Ｖ０は通常時と同じ値を維持する。なおバイパス・ダイオードＤ１はステップアップ・コンバータ１４の出力が入力側に逆流するのを防止する機能を果たす。蓄積されていたエネルギーが無くなるとステップアップ・コンバータ２１４は発振動作を停止し、その出力電圧ＶＣ２は急激に低下する。出力電圧ＶＣ２がＶ１以下になるとＤＣ／ＤＣコンバータ２１２はもはや発振動作を維持することができず、その出力電圧Ｖ０も急激に低下することになる。このようにして従来無駄になっていた平滑コンデンサＣ２のＶ１以下のエネルギーがステップアップ・コンバータ１４によりＤＣ／ＤＣコンバータ１２の動作時間を長くするのに利用され、全体としてスイッチング電源の出力保持時間ＴＨ１が長くなる。また平滑コンデンサＣ１の蓄積エネルギーが使用されるため、その端子電圧はすみやかに十分低い状態になるというものである。

このように、従来のインバータは、使用される入力電圧が安定していない場合には過剰な設備投資を必要とし、また、既存の設備を用いて、最大定格電圧まで電圧を得ようとすると、大掛かりな変更を余儀なくされていた。
長谷川彰著「スイッチング・レギュレータ設計ノウハウ」ＱＣ出版、１９８５年４月１０日、ｐ．２３−２６特許第３２３２７４１号公報（図１、図２）特許第２７８１９７７号公報（図１、図２）

従来のインバータは、電源が最悪の状態を想定して選定しなければならないため、インバータを大型なものにしなければならなかった。また、必要とする定格電圧に少しでも足りなかった場合、既設のモータや電力設備をすべて取り替えなければならず、莫大な費用が発生した。また、昇圧チョッパを用いる場合でも、通常は１.５倍〜２倍、または３倍〜５倍という昇圧率をもつ装置であるため、必要な定格を大きく上回る過剰な装置が用いなければならなかった。
本発明はこのような問題点に鑑みてなされたものであり、入力電源電圧が低い場合でもインバータを定格まで出力でき、既設のインバータを変更することなく、必要な電圧を得る事ができる電力変換装置を提供することを目的とする。

上記問題を解決するため、本発明は、次のように構成したのである。
請求項１に記載の発明は、入力される交流電圧を直流電圧に変換し、第１直流電圧として第１端子に出力するコンバータと、第２端子にかかる第２直流電圧を交流電圧に変換し、負荷側に出力するインバータと、第３端子にかかる直流電圧を変圧して生成される直流電圧を第４端子に出力する別置き可能なチョッパと、を備え、前記第１端子と前記第２端子を接続して前記第１直流電圧と前記第２直流電圧の電位を等しくするか、あるいは、前記第１端子と前記第３端子を接続して前記第１直流電圧と前記第３端子にかかる直流電圧の電位を等しく、かつ、前記第２端子と前記第４端子を接続して前記第２直流電圧と前記第４端子にかかる直流電圧の電位を等しくするかの、いずれか一方を選択可能に構成されていることを特徴とするものである。
請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の電力変換装置において、前記チョッパは、コンデンサとインダクタとダイオードとスイッチング素子を有する昇圧回路と、前記スイッチング素子のゲート信号を出力する制御回路を備え、前記コンデンサは前記第３端子の正電位側と負電位側間に接続され、前記インダクタは前記コンデンサの正電位側と前記スイッチング素子のコレクタ端子間に接続され、前記スイッチング素子のエミッタ端子は前記コンデンサの負電位と接続され、前記第４端子の正電位側は前記ダイオードを介して前記スイッチング素子のコレクタ端子と接続され、前記第４端子の負電位側は前記コンデンサの負電位側と接続され、前記制御回路は、前記第４端子の電位を第１電圧信号として検出する電圧検出部と、設定可能な電圧指令と前記第１電圧信号との誤差電圧をＰＩＤ処理し第１制御信号を生成するＰＩＤ処理部と、前記第１制御信号をＰＷＭ信号に変換するＰＷＭ信号生成部と、前記ＰＷＭ信号から前記スイッチング素子を駆動するゲート信号を生成するゲート信号生成部と、を備えることを特徴とする。
請求項３に記載の発明は、請求項１に記載の電力変換装置において、前記チョッパは、コンデンサとインダクタとダイオードとスイッチング素子を有する昇圧回路と、前記スイッチング素子のゲート信号を出力する制御回路を備え、前記コンデンサは前記第３端子の正電位側と負電位側間に接続され、前記インダクタは前記コンデンサの正電位側と前記スイッチング素子のコレクタ端子間に接続され、前記スイッチング素子のエミッタ端子は前記コンデンサの負電位と接続され、前記第４端子の正電位側は前記ダイオードを介して前記スイッチング素子のコレクタ端子と接続され、前記第４端子の負電位側は前記コンデンサの負電位側と接続され、前記制御回路は、前記第３端子の電位を第２電圧信号として検出する電圧検出部と、設定可能な電圧指令と前記第２電圧信号に基づきＰＷＭ信号に変換するＰＷＭ信号生成部と、前記ＰＷＭ信号から前記スイッチング素子を駆動するゲート信号を生成するゲート信号生成部と、を備えることを特徴とするものである。
請求項４に記載の発明は、請求項１に記載の電力変換装置において、前記チョッパは、コンデンサとインダクタとダイオードとスイッチング素子を有する昇圧回路と、前記スイッチング素子のゲート信号を出力する制御回路と、前記交流電圧を入力する第５端子を備え、前記コンデンサは前記第３端子の正電位側と負電位側間に接続され、前記インダクタは前記コンデンサの正電位側と前記スイッチング素子のコレクタ端子間に接続され、前記スイッチング素子のエミッタ端子は前記コンデンサの負電位と接続され、前記第４端子の正電位側は前記ダイオードを介して前記スイッチング素子のコレクタ端子と接続され、前記第４端子の負電位側は前記コンデンサの負電位側と接続され、前記制御回路は、前記第５端子の電位を第３電圧信号として検出する電圧検出部と、設定可能な電圧指令と前記第３電圧信号に基づきＰＷＭ信号に変換するＰＷＭ信号生成部と、前記ＰＷＭ信号から前記スイッチング素子を駆動するゲート信号を生成するゲート信号生成部と、を備えることを特徴とするものである。
請求項５に記載の発明は、請求項３又は４に記載の電力変換装置において、前前記ＰＷＭ信号生成部は、前記設定可能な電圧指令と前記電圧検出器により検出した電圧信号との比、及び前記ＰＷＭ信号の周期を用いて前記スイッチング素子のオン時間を決定することを特徴とするものである。
請求項６に記載の発明は、請求項１〜５のいずれか１項に記載の電力変換装置において、前記インバータの入力側にコンデンサを接続したことを特徴とするものである。

本発明によると、入力電源電圧が低い場合でもインバータを定格まで出力でき、既設のインバータを変更することなく、必要な電圧を得る事ができる電力変換装置を提供することができる。

以下、本発明の実施の形態について図を参照して説明する。

図１は、本発明の電力変換装置の回路構成を示す図である。１は第１電力変換装置、２は第２電力変換装置である。また、第１電力変換装置１に含まれる３はコンバータ、４はインバータ、５はコンタクタ、６は突入抵抗、７は平滑コンデンサである。また、第２電力変換装置に含まれる８は昇圧用コンデンサ、９はインダクタ、１０はスイッチング素子、１１はダイオードである。また、１２は制御回路であり、制御回路の中の１３は電圧指令、１４は第１電圧検出主部、１５はＰＩＤ処理部、１６は第１ＰＷＭ信号生成部、１７はゲート信号生成部である。

次に動作について説明する。一般的にインバータは、交流電源のＲ相電圧、Ｓ相電圧、Ｔ相電圧をコンバータ２へ入力して、直流電源を得る。電源が投入されると、コンタクタが開いているので、電流は突入電流防止抵抗を通って平滑コンデンサを充電する。平滑コンデンサの電圧が上昇して、電源電圧に近い状態になるとコンタクタを閉じる。インバータ３は直流電源電圧を再び交流電源に変換してＵ相、Ｖ相、Ｗ相の交流電圧を出力する。製品としてのインバータは、コンバータとインバータの接続を切り離し、コンバータの出力である直流電源の端子Ｐ１と、インバータの端子Ｐ２、コモン端子Ｎを備えているものが多い。これらの端子を利用することにより、昇圧用コンデンサ７、インダクタ８、スイッチング素子９、ダイオード１０で構成される昇圧チョッパである第２電力変換装置を付加することができ、制御回路１２によって任意の電圧へ昇圧する事ができる。ＰＩＤ処理部１５は電圧指令部が生成する電圧指令Ｖｒｅｆと第１電圧検出部が検出するコンデンサ７の電圧Ｖｃの差をとりＰＩＤ処理をして第1制御信号ＣＳ１を生成する。第１ＰＷＭ信号生成部は第１制御信号ＣＳ１を鋸歯状波ＳＡＷまたは三角波ＴＲＩと比較してＯＮ、ＯＦＦ信号であるＰＷＭ信号を生成する。ゲート信号生成部はＰＷＭ信号を絶縁、増幅してスイッチング素子１０のゲートを駆動する。スイッチング素子１０はゲート信号がＯＮであればＯＮし、第１力流電源電圧Ｖｄをインダクタ９で短絡し、電流を上昇させる。インダクタに蓄えられるエネルギーはインダクタンスをＬ、電流をＩＬとすれがＬ×ＩＬ^２／２になる。次にゲート信号がＯＦＦになればスイッチング素子もＯＦＦし、インダクタンスに蓄えられた電流ＩＬはダイオード１１、コンタクタ５、コンデンサ７およびインバータ４を通って第１直流電源にもどりながら、インバータ４に消費される以外の電流でコンデンサ７をチャージし、コンデンサ電圧Ｖｃを上昇させ、減衰する。こうした動作を繰りかえしてコンデンサ電圧Ｖｃを電圧指令どおりの電圧Ｖｒｅｆに維持する。

図２は第２実施例の構成を示す図である。実施例１と異なるのは、第１直流電源電圧を制御信号として用いる点と、電圧のフィードバック制御を行わない点である。第２ＰＷＭ信号生成部は,電圧指令Ｖｒｅｆと第１直流電源電圧の第２電圧信号Ｖｄをもとに、スイッチング素子のＯＮ時間を、ＰＷＭ周期Ｔｐｒｄから式（１）のように決定する。
Ｔｏｎ＝Ｔｐｒｄ×（１−Ｖｄ／Ｖｒｅｆ）（１）
ＶｒｅｆはＶｄ以下の値ととることはできない。図４は図３をシミュレーションしたときのタイムチャートである。シミュレーションの条件は、ＰＷＭ周波数５００Ｈｚ、インダクタのインダクタンスＬ＝２ｍＨ、コンデンサ７の容量Ｃ＝２０００μＦ、第1直流電源電圧Ｖｄ＝２４Ｖ、第２直流電源電圧Ｖｃは指令電圧Ｖｒｅｆに追従する。ＶｒｅｆはＶｄ＝２４Ｖから２００＋Ｖｄを０．５ｓｅｃかけてスルーアップ、スルーダウンさせている。

図３は第３実施例の構成を示す図である。第２実施例と異なるところは第１直流電源電圧を検出信号として用いたものを交流電源電圧を検出信号として用いた点である。Ｖａｃは３相全波整流波形で、実質的には第１直流電源電圧を用いたものと等価である。式（１）と同じように式（２）でスイッチング素子のＯＮ時間を制御する。
Ｔｏｎ＝Ｔｐｒｄ×（１−Ｖａｃ／Ｖｒｅｆ）（２）

図６は電力変換装置の制御方法を示すフローチャートである。図６において、ステップＳＡ１で電圧指令を読込み、ステップＳＡ２でスルーアップ・スルーダウンさせた第１電圧指令を生成する。次にステップＳＡ３で第１電圧指令から第２直流電源電圧の第１電圧信号を減算し、電圧偏差を生成する。次に、ステップＳＡ４で電圧偏差信号をＰＩＤ処理をして第１制御信号を生成する。ＰＩＤ処理は電圧制御比例ゲインをｋｖ、電圧制御積分時定数をＴｖｉ、電圧制御微分時定数をＴｖｄとすると第１制御信号ＣＳ１は、電圧偏差をΔＶ（ｓ）とすると、ＣＳ１（ｋ）＝Ｋｖ×（１＋１／ｓＴｖｉ＋ｓＴｖｄ）＊ΔＶ（ｓ）で表されるが、サンプリング制御では、ＣＳ１（ｋ）＝Ｋｖ＊（ΔＶ（ｋ）＋ΣΔＶ（ｋ）／Ｔｖｉ＋Ｔｖｄ×（ΔＶ（ｋ）−ΔＶ（ｋ−１））である。次にステップＳＡ５で、第１制御信号と三角波信号または鋸歯状波信号とを比較しＰＷＭ信号を生成する。次にステップＳＡ６でＰＷＭ信号を絶縁されたゲート信号とし、ステップＳＡ７でチョッパのゲートを駆動する。

図８は電力変換装置の別な制御方法を示すフローチャートである。図８において、ステップＳＢ１で電圧指令を読込み、ステップＳＢ２で電圧指令Ｖｒｅｆをスルーアップ・スルーダウンした第１電圧指令Ｖｒｅｆ１を生成する。次に、ステップＳＢ３で第１電圧指令Ｖｒｅｆ１と第１直流電源の第２電圧信号ＶｄとＰＷＭ周期Ｔｐｒｄから式（１）を用いてスイッチング素子のＯＮ時間を生成する。次にステップＳＢ４でＯＮ・ＯＦＦの連速したＰＷＭ信号を生成し、ステップＳＢ５で絶縁されたゲート信号を生成する。次にステプＳＢ６でゲート信号でチョッパのスイッチング素子を駆動する。

本発明の電力変換装置および制御方法によると、インバータに必要な電圧を生成できるので既設のインバータを変更しなくとも、電源変動の大きい用途への適用だけでなく、バッテリ駆動といった低電圧の電源しかない用途にも適用できる。

本発明の第１実施例を示す電力変換装置の回路図本発明の第２実施例を示す電力変換装置の回路図本発明の第３実施例を示す電力変換装置の回路図第２実施例をシミュレーションしたタイムチャート。図４の中央部を拡大したタイムチャート本発明の方法を示すフローチャート本発明の方法を示すフローチャート従来例のブロック図従来例のブロック図従来例のタイムチャート従来例のブロック図従来例のタイムチャート

符号の説明

１第１電力変換装置
２第２電力変換装置
３コンバータ
４インバータ
５コンタクタ
６突入抵抗
７コンデンサ
８コンデンサ
９インダクタ
１０スイッチング素子
１１ダイオード
１２制御回路
１３電圧指令
１４第１電圧検出部
１５ＰＩＤ処理部
１６第１ＰＷＭ信号生成部
１７ゲート信号生成部
１８第２電圧検出部
１９第２ＰＷＭ信号生成部
２０第３電圧検出部
２１第１出力端子群
２２第１入力端子群
２３第２入力端子群
２４第２出力端子群

Claims

入力される交流電圧を直流電圧に変換し、第１直流電圧として第１端子に出力するコンバータと、
第２端子にかかる第２直流電圧を交流電圧に変換し、負荷側に出力するインバータと、
第３端子にかかる直流電圧を変圧して生成される直流電圧を第４端子に出力する別置き可能なチョッパと、を備え、
前記第１端子と前記第２端子を接続して前記第１直流電圧と前記第２直流電圧の電位を等しくするか、あるいは、前記第１端子と前記第３端子を接続して前記第１直流電圧と前記第３端子にかかる直流電圧の電位を等しく、かつ、前記第２端子と前記第４端子を接続して前記第２直流電圧と前記第４端子にかかる直流電圧の電位を等しくするかの、いずれか一方を選択可能に構成されていることを特徴とする電力変換装置。
前記チョッパは、コンデンサとインダクタとダイオードとスイッチング素子を有する昇圧回路と、前記スイッチング素子のゲート信号を出力する制御回路を備え、
前記コンデンサは前記第３端子の正電位側と負電位側間に接続され、前記インダクタは前記コンデンサの正電位側と前記スイッチング素子のコレクタ端子間に接続され、前記スイッチング素子のエミッタ端子は前記コンデンサの負電位と接続され、前記第４端子の正電位側は前記ダイオードを介して前記スイッチング素子のコレクタ端子と接続され、前記第４端子の負電位側は前記コンデンサの負電位側と接続され、
前記制御回路は、前記第４端子の電位を第１電圧信号として検出する電圧検出部と、設定可能な電圧指令と前記第１電圧信号との誤差電圧をＰＩＤ処理し第１制御信号を生成するＰＩＤ処理部と、前記第１制御信号をＰＷＭ信号に変換するＰＷＭ信号生成部と、前記ＰＷＭ信号から前記スイッチング素子を駆動するゲート信号を生成するゲート信号生成部と、を備えることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
前記チョッパは、コンデンサとインダクタとダイオードとスイッチング素子を有する昇圧回路と、前記スイッチング素子のゲート信号を出力する制御回路を備え、
前記コンデンサは前記第３端子の正電位側と負電位側間に接続され、前記インダクタは前記コンデンサの正電位側と前記スイッチング素子のコレクタ端子間に接続され、前記スイッチング素子のエミッタ端子は前記コンデンサの負電位と接続され、前記第４端子の正電位側は前記ダイオードを介して前記スイッチング素子のコレクタ端子と接続され、前記第４端子の負電位側は前記コンデンサの負電位側と接続され、
前記制御回路は、前記第３端子の電位を第２電圧信号として検出する電圧検出部と、設定可能な電圧指令と前記第２電圧信号に基づきＰＷＭ信号に変換するＰＷＭ信号生成部と、前記ＰＷＭ信号から前記スイッチング素子を駆動するゲート信号を生成するゲート信号生成部と、を備えることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
前記チョッパは、コンデンサとインダクタとダイオードとスイッチング素子を有する昇圧回路と、前記スイッチング素子のゲート信号を出力する制御回路と、前記交流電圧を入力する第５端子を備え、
前記コンデンサは前記第３端子の正電位側と負電位側間に接続され、前記インダクタは前記コンデンサの正電位側と前記スイッチング素子のコレクタ端子間に接続され、前記スイッチング素子のエミッタ端子は前記コンデンサの負電位と接続され、前記第４端子の正電位側は前記ダイオードを介して前記スイッチング素子のコレクタ端子と接続され、前記第４端子の負電位側は前記コンデンサの負電位側と接続され、
前記制御回路は、前記第５端子の電位を第３電圧信号として検出する電圧検出部と、設定可能な電圧指令と前記第３電圧信号に基づきＰＷＭ信号に変換するＰＷＭ信号生成部と、前記ＰＷＭ信号から前記スイッチング素子を駆動するゲート信号を生成するゲート信号生成部と、を備えることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
前記ＰＷＭ信号生成部は、前記設定可能な電圧指令と前記電圧検出器により検出した電圧信号との比、及び前記ＰＷＭ信号の周期を用いて前記スイッチング素子のオン時間を決定することを特徴とする請求項３又は４に記載の電力変換装置。
前記インバータの入力側にコンデンサを接続したことを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の電力変換装置。