JPH07261908A - 位置検出装置及び方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 位置検出装置において、高速サンプリング及
び高速演算処理を用いることなく、位置指示器の座標を
短時間で正確に求める。 【構成】 多数のループコイルを並設したセンス部１と
位置指示器（入力ペン）３との電磁作用により生じた受
信信号５０に基づいて信号処理を行い、得られたデータ
値を用いて入力ペンの座標を算出する位置検出装置であ
る。信号処理において、１組の互いに直交関係にある位
相検波信号とそのそれぞれと反転関係にある１組の位相
検波信号を用い、受信信号に対して乗算及び積分からな
るアナログ位相検波を行い、目的の周波数成分の実数部
及び虚数部の各値を得る。その後これらのデータ値に対
して所定の加減算を行うことによりアナログ位相検波部
７０におけるオフセット及び素子の利得差に起因する誤
差を相殺し、正確なデータを得た後、精度の良い簡易な
近似式を用いて座標の算出のための振幅及び位相角の計
算を行う。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、位置指示器を用いて指
定位置の座標値等を求める位置検出装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】この出願に先立ち、出願人は特開平第３
−１４７０１２号（以下、先願と称する）により、セン
ス部と位置指示器との間で電波を送受し該位置指示器に
よる指定位置の座標値等を求める位置検出装置におい
て、検出時間の短縮、測定条件の選択度の拡張及び小型
化を実現する手段を具備した装置を提案した。前記先願
の内容を簡単に説明する。先ず、多数のループコイルを
位置検出方向に並設してなるセンス部を複数のループコ
イルのグループに分割し、各グループより１つずつのコ
イルを選択してそれらに同時に交流信号を加えて電波を
発生させ、該電波により位置指示器に内蔵した同調回路
を励振させる。この際、該同調回路から発信される電波
を前記選択されたループコイルに受信させて誘導電圧を
発生させる。これを前記各グループ内の複数のループコ
イルについて順次切替えて繰返し、各ループコイルに発
生する誘導電圧、すなわち、受信信号の振幅及び位相角
を検出し、これらに基づいて指定位置の座標値等を求め
ていた。

【０００３】先願の特徴の１つは、前記各グループの複
数のループコイルの切替え順序を各々所定順序とするこ
とにより、得られた信号振幅のパターンが位置指示器の
位置するループコイルを示すべく１対１対応するように
して、位置指示器の位置を判別することである。これに
より、多数のループコイルを一つずつ切替える場合に比
べ検出時間が短縮される。さらに先願の別の特徴は、周
波数等を任意に設定可能な交流信号を検出信号として用
いかつその信号発生手段及び受信信号処理手段にデジタ
ル信号処理を組み込むことにより、複数の位置指示器の
使用を可能にするとともに装置の小型化を実現すること
である。

【０００４】先願の信号処理手段に関して具体的に述べ
ると、先ず、受信信号を所定周期でサンプリングしてデ
ジタル・アナログ変換を行い、次にこれに対して離散フ
ーリエ変換を実行することにより、受信信号に含まれる
任意の周波数成分についての振幅及び位相を算出してい
た。これによれば、一のループコイルについて複数の周
波数の位相及び振幅を確実に算出することが可能であ
り、それ以前のセラミックフィルタを用いたものに比べ
て共振周波数の異なる複数の位置指示器を同時に使用す
ることができるとともに実装面積を縮小することもでき
る。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、離散フ
ーリエ変換の信頼性を得るためには、前記所定周期（受
信期間）におけるサンプリングの数が所定の数以上必要
である。すなわち、非常に高周波のサンプリング信号
（クロック）を用いてサンプリングを行なわななければ
ならないという問題点があった。例えば、先願の、実施
例では３２μＳｅｃの受信期間中に５００ｋＨｚの１６
波の正弦波信号を受信し、これを１２８個の６ビットデ
ジタルデータに変換する。よって、２５０ｎＳｅｃ毎に
サンプリングするための４ＭＨｚのクロックが必要であ
る。実際には、高速のアナログ・デジタル（ＡＤ）変換
器を用いる。高速性と分解能を共に備えたＡＤ変換器及
び後段の離散フーリエ変換を行う演算処理部分は、この
様な高速データを処理するために回路規模と消費電力が
大きくなる。また、高速ＡＤ変換器は、その内部回路の
ノイズ等による誤差要因が低速ＡＤ変換器に比べて多
い。さらにこれらの処理を制御するコンピュータのＣＰ
Ｕの負担も大きくなるため、これを補助するためのデジ
タル・シグナル・プロセッサ（ＤＳＰ）を付設しなけれ
ばならない。

【０００６】また、高速ＡＤ変換を用いない別の方法と
して、受信信号をアナログ信号のままでフーリエ変換を
行って任意の周波数に対する振幅及び位相に相当する信
号を得る方法が考えられる。これは一般に位相検波器あ
るいは同期検波器と呼ばれるもので、具体的には、受信
信号と任意の周波数の交流信号とをアナログ的に乗算し
た後積分する機能を有する。これによって受信信号中の
該周波数成分の振幅及び位相角に関連した出力値が得ら
れる。その後、低速ＡＤ変換を行い、そのデジタル・デ
ータに基づいて座標値等の算出を行えばよい。しかしな
がら、一般的なアナログ位相検波器の問題点として、回
路を構成する素子である演算増幅器固有のオフセット電
圧、ドリフト等により、あるいはこれら複数の素子間の
利得のばらつきにより、その出力信号に誤差を生じてし
まうことがある。このような誤差を含む値に基づいて振
幅、位相角を算出した場合、その後の座標値等の値も実
際とは異なり正確な位置が検出されない結果となる。

【０００７】本発明の目的は、高速サンプリング及び高
速演算処理を用いることなく、位置指示器の位置を正確
かつ速やかに検出することである。また本発明の別の目
的は、高速サンプリング及び高速演算処理を用いること
なく、使用する交流信号の周波数、位相、振幅を任意に
設定可能にし、複数の位置指示器を同時に使用可能とす
ることである。また本発明の別の目的は、位置検出装置
における消費電力及びコストを低減させることである。

【０００８】

【課題を解決するための手段】

１）上記目的を達成するために本発明は、多数のループ
コイルを位置検出方向に並設してなるセンス部と少なく
ともコイルを有する位置指示器との間の電磁作用に基づ
いて位置指示器による指定位置の座標値等を求める位置
検出装置において、前記センス部からの受信信号を受け
てそれに基づいて信号処理を行う信号処理手段と、前記
位置指示器の座標を算出する座標算出手段とを有し、前
記信号処理手段が、互いに直交関係にある位相検波信号
と該位相検波信号のそれぞれと互いに反転関係にある位
相検波信号とを含む複数の位相検波信号を発生可能な位
相検波信号発生部と、前記複数の位相検波信号を切替え
る切替部と、前記複数の位相検波信号を前記受信信号に
適用してアナログ的に乗算及び積分を実行し、該受信信
号中の任意の周波数成分に対応する複数の実数部の値及
び虚数部の値を出力するアナログ位相検波部と、前記複
数の実数部の値及び虚数部の値をデジタル信号に変換す
るアナログ・デジタル変換部と、前記複数の実数部の値
及び虚数部の値に含まれるオフセット成分と利得差の双
方又はいずれかを相殺すべく、該複数の実数部の値及び
虚数部の値に対して所定の加算と減算の双方又はいずれ
かを行う第１の演算部とを具備し、前記座標算出手段
が、前記第１の演算部の演算結果を用いて前記受信信号
中の任意の周波数成分に対する振幅と位相角の双方又は
いずれかを算出する第２の演算部を具備したことを特徴
とする位置検出装置を提供する。

【０００９】２）さらに本発明は、多数のループコイル
を位置検出方向に並設してなるセンス部と少なくともコ
イルを有する位置指示器との間の電磁作用に基づいて位
置指示器による指定位置の座標値等を求める位置検出装
置において、前記センス部からの受信信号を受けてそれ
に基づいて信号処理を行う信号処理手段と、前記位置指
示器の座標を算出する座標算出手段とを有し、前記信号
処理手段が、互いに直交関係にある１組の位相検波信号
と該１組の位相検波信号のそれぞれと互いに反転関係に
ある別の１組の位相検波信号とを発生可能な位相検波信
号発生部と、前記４つの位相検波信号を切替える切替え
部と、前記４つの位相検波信号を前記受信信号に適用し
てアナログ的に乗算及び積分を実行し、該受信信号中の
任意の周波数成分に対応する２つの実数部の値及び２つ
の虚数部の値を出力するアナログ位相検波部と、前記２
つの実数部の値及び２つの虚数部の値をデジタル信号に
変換するアナログ・デジタル変換部と、前記２つの実数
部の値及び２つの虚数部の値に含まれるオフセット成分
を相殺すべく、該２つの実数部の値及び２つの虚数部の
値に対して所定の減算を行う第１の演算部とを具備し、
前記座標算出手段が、前記第１の演算部の演算結果を用
いて前記受信信号中の任意の周波数成分に対する振幅と
位相角の双方又はいずれかを算出する第２の演算部を具
備したことを特徴とする位置検出装置を提供する。

【００１０】３）さらに本発明は、多数のループコイル
を位置検出方向に並設してなるセンス部と少なくともコ
イルを有する位置指示器との間の電磁作用に基づいて位
置指示器による指定位置の座標値等を求める位置検出装
置において、前記センス部からの受信信号を受けてそれ
に基づいて信号処理を行う信号処理手段と、前記位置指
示器の座標を算出する座標算出手段とを有し、前記信号
処理手段が、２つの互いに直交関係にある位相検波信号
を発生可能な位相検波信号発生部と、前記２つの位相検
波信号を切替える切替え部と、前記２つの位相検波信号
を前記受信信号に適用してアナログ的に乗算及び積分を
実行し、該受信信号中の任意の周波数成分に対応する２
つの実数部の値及び２つの虚数部の値を出力するアナロ
グ位相検波部と、前記２つの実数部の値及び２つの虚数
部の値をデジタル信号に変換するアナログ・デジタル変
換部と、前記２つの実数部の値及び２つの虚数部の値に
含まれる利得差を相殺すべく、該２つの実数部の値及び
２つの虚数部の値に対して所定の加算を行う第１の演算
部とを具備し、前記座標算出手段が、前記第１の演算部
の演算結果を用いて前記受信信号中の任意の周波数成分
に対する振幅と位相角の双方又はいずれかを算出する第
２の演算部を具備したことを特徴とする位置検出装置を
提供する。

【００１１】４）さらに本発明は、上記１）の装置にお
いて、前記信号処理手段における前記複数の位相検波信
号が、互いに位相の９０゜異なる第１及び第２の位相検
波信号並びに該第１及び該第２の位相検波信号とそれぞ
れ位相の１８０゜異なる第３及び第４の位相検波信号を
含み、 前記アナログ位相検波部が、第１及び第２のア
ナログ位相検波器からなりかつそれぞれが乗算手段と積
分手段とを含み、前記複数の実数部の値及び虚数部の値
が、第１及び第３の位相検波信号による第１及び第２の
位相検波器の出力であるそれぞれの実数部の値と、第２
及び第４の位相検波信号による第１及び第２の位相検波
器の出力であるそれぞれの虚数部の値とからなり、前記
第１の演算部における所定の加算及び減算が、第１及び
第３の位相検波信号による第１の位相検波器の出力であ
る実数部の値同士の差を算出しかつ第１及び第３の位相
検波信号による第２の位相検波器の出力である実数部の
値同士の差を算出した後これらを加算する演算又は第１
の位相検波信号による第１及び第２の位相検波器の出力
である実数部の値同士を加算しかつ第３の位相検波信号
による第１及び第２の位相検波器の出力である実数部の
値同士を加算した後これらの差を算出する演算と、第２
及び第４の位相検波信号による第１の位相検波器の出力
である虚数部の値同士の差を算出しかつ第２及び第４の
位相検波信号による第２の位相検波器の出力である虚数
部の値同士の差を算出した後これらを加算する演算又は
第２の位相検波信号による第１及び第２の位相検波器の
出力である虚数部の値同士を加算しかつ第４の位相検波
信号による第１及び第２の位相検波器の出力である虚数
部の値同士を加算した後これらの差を算出する演算とを
含み、前記座標算出手段が、前記第１の演算部の演算結
果を用いて前記受信信号中の任意の周波数成分に対する
振幅と位相角の双方又はいずれかを算出する第２の演算
部を具備したことを特徴とする位置検出装置を提供す
る。

【００１２】５）さらに本発明は、上記２）の装置にお
いて、前記信号処理手段における前記４つの位相検波信
号とが、互いに位相の９０゜異なる第１及び第２の位相
検波信号並びに該第１及び該第２の位相検波信号とそれ
ぞれ位相の１８０゜異なる第３及び第４の位相検波信号
であり、前記アナログ位相検波部が、第１及び第２のア
ナログ位相検波器からなりかつそれぞれが乗算手段と積
分手段とを含み、前記２つの実数部の値及び２つの虚数
部の値が、第１及び第３の位相検波信号による第１の位
相検波器の出力であるそれぞれの実数部の値と、第２及
び第４の位相検波信号による第２の位相検波器のそれぞ
れの虚数部の値とからなり、前記第１の演算部における
所定の減算が、第１及び第３の位相検波信号による第１
の位相検波器の実数部の値同士の差を算出し、第２及び
第４の位相検波信号による第１の位相検波器の虚数部の
値同士の差を算出する演算を含み、前記座標算出手段
が、前記第１の演算部の演算結果を用いて前記受信信号
中の任意の周波数成分に対する振幅と位相角の双方また
はいずれかを算出する第２の演算部を具備したことを特
徴とする位置検出装置を提供する。

【００１３】６）さらに本発明は、上記３）の装置にお
いて、前記信号処理手段における前記２つの位相検波信
号が、互いに位相の９０゜異なる第１及び第２の位相検
波信号であり、前記アナログ位相検波部が、第１及び第
２のアナログ位相検波器からなりかつそれぞれが乗算手
段と積分手段とを含み、前記２つの実数部の値及び２つ
の虚数部の値が、第１の位相検波信号による第１及び第
２の位相検波器の出力であるそれぞれの実数部の値と、
第２の位相検波信号による第１及び第２の位相検波器の
出力であるそれぞれの虚数部の値とからなり、前記第１
の演算部における所定の加算が、第１の位相検波信号に
よる第１及び第２の位相検波器の実数部の値同士の和を
算出し、第２の位相検波信号による第１及び第２の位相
検波器の虚数部の値同士の和を算出する演算を含み、前
記座標算出手段が、前記第１の演算部の演算結果を用い
て前記受信信号中の任意の周波数成分に対する振幅と位
相角の双方又はいずれかを算出する第２の演算部を具備
したことを特徴とする位置検出装置を提供する。

【００１４】７）さらに本発明は、上記４）乃至６）の
いずれかの装置において、前記位相検波信号発生部によ
り発生される位相検波信号が、極性切替信号であり、前
記アナログ位相検波器の乗算手段が、前記受信信号の反
転波形信号及び非反転波形信号を発生する手段と、前記
極性切替信号により制御され、該信号の極性反転周期と
同一の周期で切替わるスイッチとを含み、前記スイッチ
により交互に切替えられる前記反転信号と前記非反転信
号とからなる前記乗算手段の出力信号が、前記受信信号
と双極性方形波との乗算処理の結果得られる信号と等価
であることを特徴とする位置検出装置を提供する。

【００１５】８）さらに本発明は、上記４）乃至６）の
いずれかの装置において、前記位相検波信号発生部によ
り発生される位相検波信号が、アナログサイン波信号で
あり、前記アナログ位相検波器の乗算手段が、前記受信
信号と前記アナログサイン波信号とを乗算するアナログ
乗算器を含むことを特徴とする位置検出装置を提供す
る。

【００１６】９）さらに本発明は、上記４）乃至６）の
いずれかの装置において、前記位相検波信号発生部によ
り発生される位相検波信号が、デジタル疑似サイン信号
であり、前記アナログ位相検波器の乗算手段が、デジタ
ル−アナログ変換器とアナログ乗算器とを含むことを特
徴とする位置検出装置を提供する。

【００１７】１０）さらに本発明は、上記４）乃至６）
のいずれかの装置において、前記位相検波信号発生部に
より発生される位相検波信号が、デジタル疑似サイン信
号であり、乗算型デジタル・アナログ変換器に前記デジ
タル疑似サイン信号を入力しかつ該乗算型デジタル・ア
ナログ変換器の参照信号として前記受信信号を入力する
ことにより、アナログ位相検波部の乗算手段を実現する
ことを特徴とする位置検出装置を提供する。

【００１８】１１）さらに本発明は、多数のループコイ
ルを位置検出方向に並設してなるセンス部と少なくとも
コイルを有する位置指示器との間の電磁作用に基づいて
位置指示器による指定位置の座標値等を求める位置検出
装置において、前記センス部からの受信信号を受けてそ
れに基づいて信号処理を行う信号処理手段と、前記位置
指示器の座標を算出する座標算出手段とを有し、前記信
号処理手段が、前記受信信号と同位相の第１の位相検波
信号と、該受信信号と逆位相の第２の位相検波信号とを
該受信信号から生成する位相検波信号発生部と、前記第
１の位相検波信号と前記第２の位相検波信号とを切替え
る切替部と、前記第１及び第２の位相検波信号を前記受
信信号に適用してアナログ的に乗算及び積分を実行し、
該受信信号中の基本周波数成分に対応する２つの実数部
の値を出力するアナログ位相検波部と、前記２つの実数
部の値をデジタル信号に変換するアナログ・デジタル変
換部と、前記２つの実数部の値に含まれるオフセット成
分を相殺すべく、該２つの実数部の値に対して所定の減
算を行う第１の演算部とを具備し、前記座標算出手段
が、前記第１の演算部の演算結果を用いて前記受信信号
中の基本周波数成分に対する振幅を算出する第２の演算
部を具備することを特徴とする位置検出装置を提供す
る。

【００１９】１２）さらに本発明は、上記１１）の装置
において、前記第１及び第２の位相検波信号が、前記受
信信号を比較器に入力し、その非反転出力及び反転出力
をそれぞれ取出すことにより生成される極性切替信号で
あり、前記アナログ位相検波器の乗算手段が、前記受信
信号の反転波形信号及び非反転波形信号を発生する手段
と、前記第１及び第２の位相検波信号である極性切替信
号の極性反転周期と同一の周期で切替わるスイッチとを
含み、前記スイッチにより交互に切替えられる前記反転
信号と前記非反転信号とからなる前記乗算手段の出力信
号が、前記受信信号と双極性方形波との乗算処理の結果
得られる信号と等価であることを特徴とする位置検出装
置を提供する。

【００２０】１３）さらに本発明は、上記１１）の装置
において、前記第１及び第２の位相検波信号が、前記受
信信号を演算増幅器に入力し、その非反転出力及び反転
出力をそれぞれ取出すことにより生成される信号であ
り、前記アナログ位相検波器の乗算手段が、前記受信信
号と前記第１の位相検波信号又は前記受信信号と前記第
２の位相検波信号とを乗算するアナログ乗算器を含むこ
とを特徴とする位置検出装置を提供する。

【００２１】１４）さらに本発明は、上記２）の装置に
おいて、前記アナログ位相検波部が、１つの乗算手段及
び１つの積分手段を含むアナログ位相検波器からなり、
前記４つの位相検波信号を前記受信信号に順次適用して
前記２つの実数部の値及び前記２つの虚数部の値を出力
することを特徴とする位置検出装置を提供する。

【００２２】１５）さらに本発明は、多数のループコイ
ルを位置検出方向に並設してなるセンス部と少なくとも
コイルを有する位置指示器との間の電磁作用に基づいて
位置指示器による指定位置の座標値等を求める位置検出
方法であって、前記センス部からの受信信号を受けてそ
れに基づいて信号処理を行うことにより前記位置指示器
による座標を算出し、前記信号処理において、互いに直
交関係にある位相検波信号と該位相検波信号のそれぞれ
と互いに反転関係にある位相検波信号とを含む複数の位
相検波信号を発生し、前記複数の位相検波信号を切替
え、前記複数の位相検波信号を前記受信信号に適用して
アナログ的に乗算及び積分を実行し、該受信信号中の任
意の周波数成分に対応する複数の実数部の値及び虚数部
の値を出力し、前記複数の実数部の値及び虚数部の値を
デジタル信号に変換し、前記複数の実数部の値及び虚数
部の値に含まれるオフセット成分と利得差の双方又はい
ずれかを相殺すべく、該複数の実数部の値及び虚数部の
値に対して所定の加算と減算の双方又はいずれかを行
い、前記座標算出において、前記加減算の結果得られた
値を用いて前記受信信号中の任意の周波数成分に対する
振幅と位相角の双方又はいずれかを算出することを特徴
とする位置検出方法を提供する。

【００２３】１６）さらに本発明は、上記１５）の方法
において、前記複数の実数部の値及び虚数部の値に対し
て所定の加算と減算の双方又はいずれかを行った後に、
デジタル信号に変換することを特徴とする位置検出方法
を提供する。

【００２４】１７）さらに本発明は、多数のループコイ
ルを位置検出方向に並設してなるセンス部と少なくとも
コイルを有する位置指示器との間の電磁作用に基づいて
位置指示器による指定位置の座標値等を求める位置検出
方法であって、前記センス部からの受信信号を受けてそ
れに基づいて信号処理を行うことにより前記位置指示器
の座標を算出し、前記信号処理において、互いに直交関
係にある１組の位相検波信号と該１組の位相検波信号の
それぞれと互いに反転関係にある別の１組の位相検波信
号とを発生し、前記４つの位相検波信号を切替え、前記
４つの位相検波信号を前記受信信号に適用してアナログ
的に乗算及び積分を実行し、該受信信号中の任意の周波
数成分に対応する２つの実数部の値及び２つの虚数部の
値を出力し、前記２つの実数部の値及び２つの虚数部の
値をデジタル信号に変換し、前記２つの実数部の値及び
２つの虚数部の値に含まれるオフセット成分を相殺すべ
く、該２つの実数部の値及び２つの虚数部の値に対して
所定の減算を行い、前記座標算出において、前記減算の
結果得られる値を用いて前記受信信号中の任意の周波数
成分に対する振幅と位相角の双方又はいずれかを算出す
ることを特徴とする位置検出方法を提供する。

【００２５】１８）さらに本発明は、上記１７）の方法
において、前記２つの実数部の値及び２つの虚数部の値
に対して所定の減算を行った後に、デジタル信号に変換
することを特徴とする位置検出方法を提供する。

【００２６】１９）さらに本発明は、多数のループコイ
ルを位置検出方向に並設してなるセンス部と少なくとも
コイルを有する位置指示器との間の電磁作用に基づいて
位置指示器による指定位置の座標値等を求める位置検出
方法において、前記センス部からの受信信号を受けてそ
れに基づいて信号処理を行うことにより前記位置指示器
の座標を算出し、前記信号処理において、２つの互いに
直交関係にある位相検波信号を発生し、前記２つの位相
検波信号を切替え、前記２つの位相検波信号を前記受信
信号に適用してアナログ的に乗算及び積分を実行し、該
受信信号中の任意の周波数成分に対応する２つの実数部
の値及び２つの虚数部の値を出力し、前記２つの実数部
の値及び２つの虚数部の値をデジタル信号に変換し、前
記２つの実数部の値及び２つの虚数部の値に含まれる利
得差を相殺すべく、該２つの実数部の値及び２つの虚数
部の値に対して所定の加算を行い、前記座標算出におい
て、前記第１の演算部の演算結果を用いて前記受信信号
中の任意の周波数成分に対する振幅と位相角の双方又は
いずれかを算出することを特徴とする位置検出方法を提
供する。

【００２７】２０）さらに本発明は、上記１９）の方法
において、前記２つの実数部の値及び２つの虚数部の値
に対して所定の加算を行った後に、デジタル信号に変換
することを特徴とする位置検出方法を提供する。

【００２８】２１）さらに本発明は、多数のループコイ
ルを位置検出方向に並設してなるセンス部と少なくとも
コイルを有する位置指示器との間の電磁作用に基づいて
位置指示器による指定位置の座標値等を求める位置検出
方法であって、前記センス部からの受信信号を受けてそ
れに基づいて信号処理を行うことにより前記位置指示器
の座標を算出し、前記信号処理において、前記受信信号
と同位相の第１の位相検波信号と、該受信信号と逆位相
の第２の位相検波信号とを該受信信号から生成し、前記
第１の位相検波信号と前記第２の位相検波信号とを切替
え、前記第１及び第２の位相検波信号を前記受信信号に
適用してアナログ的に乗算及び積分を実行し、該受信信
号中の基本周波数成分に対応する２つの実数部の値を出
力し、前記２つの実数部の値をデジタル信号に変換し、
前記２つの実数部の値に含まれるオフセット成分を相殺
すべく、該２つの実数部の値に対して所定の減算を行
い、前記座標算出において、前記減算の結果得られた値
を用いて前記受信信号中の基本周波数成分に対する振幅
を算出することを特徴とする位置検出方法を提供する。

【００２９】２２）さらに本発明は、上記２１）の方法
において、前記２つの実数部の値に対して所定の減算を
行った後に、デジタル信号に変換することを特徴とする
位置検出方法を提供する。

【００３０】２３）さらに本発明は、上記１５）乃至２
０）のいずれかの方法の前記座標算出において、前記実
数部の絶対値及び前記虚数部の絶対値のうち、大きい方
をＢ、他方をＡ、及び算出される振幅をＬCとした場
合、近似式 ＬC＝Ｂ＋Ａ／２を用いて振幅ＬCを算出
し、複数の近接し合う前記ループコイルから得られた複
数のＬCの値に基づいて前記座標算出を行うことを特徴
とする位置検出方法を提供する。

【００３１】２４）さらに本発明は、上記１５）乃至２
０）のいずれかの方法の前記座標算出において、前記実
数部の絶対値及び前記虚数部の絶対値のうち、大きい方
をＢ、他方をＡ、及び算出される位相角をθとした場
合、近似式 θ＝｛１．５Ａ／（Ｂ＋０．５Ａ）｝×Ｋ
を用いて位相角θを算出し、Ｋは４５度に相当する角
度を表す値とすることを特徴とする位置検出方法を提供
する。

【００３２】２５）さらに本発明は、上記１）乃至１
０）のいずれか又は１４）に記載の装置において、前記
座標算出手段が、近似式 ＬC＝Ｂ＋Ａ／２ （前記実
数部の絶対値及び前記虚数部の絶対値のうち大きい方を
Ｂ、他方をＡとする）を用いて振幅ＬCを算出し、複数
の近接し合う前記ループコイルから得られた複数のＬC
の値に基づいて前記座標算出を行うことを特徴とする位
置検出装置を提供する。

【００３３】２６）さらに本発明は、上記１）乃至１
０）のいずれか又は１４）に記載の位置検出装置におい
て、前記座標算出手段が、近似式 θ＝｛１．５Ａ／
（Ｂ＋０．５Ａ）｝×Ｋ （前記実数部の絶対値及び前
記虚数部の絶対値のうち大きい方をＢ、他方をＡとす
る。Ｋは４５度に相当する角度を表す値）を用いて位相
角θを算出することを特徴とする位置検出装置を提供す
る。

【００３４】

【作用】本発明の位置検出装置の各構成では、アナログ
位相検波部において乗算及び積分を実行することにより
受信信号中の目的の周波数の実数部の値及び虚数部の値
をアナログ回路により得られる。これらの出力の値をＡ
Ｄ変換するには低速のＡＤ変換器で実行可能である。上
記１）の構成によれば、互いに直交関係にある位相検波
信号とそれらのそれぞれと反転関係にある位相検波信号
を含む複数の位相検波信号をもちいて受信信号に対しア
ナログ位相検波を実行し、それぞれ対応する実数部の値
及び虚数部の値である出力が得られる。これらの出力に
対して前記第１の演算部において所定の減算と加算の双
方又はいずれかを行うことにより、回路素子固有のオフ
セット成分及び回路素子の利得差の双方又はいずれかが
相殺される。

【００３５】上記２）の構成によれば、前記のような４
つの位相検波信号をもちいて受信信号に対しアナログ位
相検波を実行してそれぞれ対応する実数部の値及び虚数
部の値である出力が得られる。これらの出力に対して前
記第１の演算部において所定の減算を行うことにより、
回路素子固有のオフセット成分が相殺される。上記３）
の構成によれば、２つの互いに直交関係にある位相検波
信号をもちいて受信信号に対しアナログ位相検波を実行
してそれぞれ対応する実数部の値及び虚数部の値である
出力が得られる。これらの出力に対して前記第１の演算
部において所定の加算を行うことにより、回路素子の利
得差が相殺される。

【００３６】上記４）の構成によれば、受信信号と同位
相及び逆位相の２つの位相検波信号を受信信号から生成
し、これらの検波信号を用いて受信信号に対してアナロ
グ位相検波を実行してそれぞれ対応する受信信号の振幅
値である実数部の値を出力として得る。これらの出力に
対して減算を行うことにより実数部の値のオフセット成
分が相殺される。本発明の位置検出装置の各構成によれ
ば、受信信号の目的の周波数成分の実数部及び虚数部の
双方又はいずれかについて誤差を相殺した値が得られ
る。本発明の振幅及び位相角の算出方法及び装置によれ
ば、主に加算で構成される簡単な近似式を用いるため高
速で精度の良い算出ができる。

【００３７】

【実施例】図１は、本発明を実施した位置検出装置の一
例の全体構成図である。図中、１はセンス部、２はルー
プコイル切替部、３は位置指示器、４は信号発生部、５
は信号検出部、６は制御部、７はインターフェース部、
８は処理部である。センス部１は、並設されグループに
分けられた多数のループコイル（図示せず）を有し各グ
ループの複数のループコイルの切替え順序が各々所定順
序となるようにループコイル切替部２の選択端子（図示
せず）に接続されている。このような構成のセンス部を
Ｘ方向とＹ方向に互いに直交させて設けることにより２
方向の指定位置の座標を検出する。

【００３８】ループコイル切替部２は、スイッチを有し
センス部１に対して信号発生部４及び信号検出部５を切
替える。このスイッチは、例えばＣＭＯＳＦＥＴやバイ
ポーラ・トランジス等の素子を用いた無接点スイッチで
ある。以下の記載において、信号伝送ライン上のスイッ
チについては同様のものとする。センス部１のループコ
イルと信号発生部４及び信号検出部５との間の信号の送
受信の切替え、並びにループコイルの切替えは、処理部
８からの指令に基づいて制御部８がそのタイミングを制
御する。図２は、位置指示器（以下、入力ペンと称す
る）３の断面図である。入力ペン３は、図２に示すよう
に合成樹脂等の非金属材からなる筺体３１の内部にその
先端寄りから、ボールペン等の芯体３２と、該芯体３２
を摺動自在に収容しうる貫通孔を備えたフェライト３３
と、コイルバネ３４と、スイッチ３５１、コンデンサ３
５３及び３５４からなる同調回路３５とが一体的に組合
わされて内蔵され、その後端にはキャップ３６が取付け
られている。

【００３９】前記コイル３５２とコンデンサ３５３は互
いに直列に接続され、所定の共振周波数をもつ共振回路
を構成している。またコンデンサ３５４はスイッチ３５
１がオンのとき該共振周波数を低くする作用をする。ス
イッチ３５１は入力ペン３をセンス部に押しつけたとき
オンになる構造となっている。信号発生部４は図１に示
すように、任意の交流信号データを記憶したランダムア
クセスメモリ（ＲＡＭ）４１、デジタル・アナログ（Ｄ
Ａ）変換器４２及び低域フィルタ４３を含む。ＲＡＭ４
１内のデータをＤＡ変換してアナログパルス（ＰＡＭ）
信号を得る。このＰＡＭ信号をＬＰＦ４３に通すことに
よりそのエンベロープ信号を得た後、適宜増幅して目的
とする交流信号を出力する。尚、このアナログ交流信号
又はＲＡＭ４１に記憶されたデジタル・データは、後述
する信号検出部５の位相検波信号発生のために利用して
もよい。

【００４０】また、ＲＡＭ４１の代わりに所定数の交流
信号に対応するディジタル・データを記憶したリードオ
ンリメモリ（ＲＯＭ）を用いてもよい。また処理部８に
高速なＣＰＵを用いればバスバッファとしてもよい。図
３に信号検出部５についての構成図を示す。図３に示す
ように信号検出部５は、センス部１からの受信信号５０
の目的の周波数成分に対する振幅及び位相角を検出する
ものであり、プリアンプ５１、アンプ５２、５３及び減
衰器（ＡＴＴ）５４からなる前段アンプ部と、位相検波
信号発生部５５及び位相検波信号切替部５６と、乗算手
段５７及び積分手段５８からなるアナログ位相検波部７
０と、アナログ・デジタル（ＡＤ）変換器５９と、第１
の演算部６０及び第２の演算部６１とから構成されてい
る。

【００４１】受信信号５０は、前段アンプ部６９のプリ
アンプ５１、アンプ５２、５３、減衰器５４により適当
なレベルまで増幅される。位相検波信号発生部５５は、
任意の周波数、振幅及び位相を有する交流信号又はデジ
タル信号を発生することができる。位相検波信号切替部
５６は、位相検波信号発生部５５が出力する様々な位相
検波信号５０を切替える。尚、この検波信号発生部５５
の機能は、前記信号発生部４の機能と同様であるので、
信号発生部４の機能を利用してもよくまた信号発生部４
と一体化させても良い。乗算手段５７は、アンプ５３の
出力信号すなわち受信信号と位相検波信号とを乗算する
機能をもつアナログ乗算器であり、所定の演算増幅器及
び回路素子から構成される。積分手段５８は、乗算手段
５７の出力を積分するアナログ積分器であり、所定の演
算増幅器及び回路素子から構成される。

【００４２】乗算手段５７及び積分手段５８は受信信号
５０に対して後述するフーリエ変換を実行することによ
り、受信信号中に含まれる、検波信号と同じ周波数の成
分に対する実数部及び虚数部に相当する出力の値を得
る。ＡＤ変換器５９は、アナログ位相検波部７０の出力
信号をデジタル・データに変換する低速のＡＤ変換器で
ある。第１の演算部６０は、ＡＤ変換器５９によりデジ
タル化されたアナログ位相検波部７０の出力値を用い
て、後に詳述する加算や減算を行うことにより、前段ア
ンプ部６９及びアナログ位相検波部７０の構成素子のオ
フセット成分や利得のばらつきに起因する出力値中の誤
差分を相殺し、真の実数部の値及び虚数部の値を得る。
第２の演算部６１は、第１の演算部６０で得られた実数
部の値及び虚数部の値を用いて、受信信号５０中の目的
とする周波数成分に対する振幅及び位相角を算出する。
前記アナログ位相検波部７０、第１の演算部６０及び第
２の演算部６１については、いくつかの実施例に基づい
て後に詳述する。

【００４３】尚、信号検出部５における各制御すなわ
ち、位相検波信号の発生及び切替え、乗算手段５７及び
積分手段５８の調節、ＡＤ変換器５９の動作、第１の演
算部６０及び第２の演算部６１における演算並びに減衰
器５４の調節等は、制御部６によって行われる。制御部
６は、処理部８よりの指令に基づいて動作し、予め設定
されたシーケンスに従って各部のタイミングを制御す
る。尚、消費電力を低減するために、受信信号を受ける
時は、センス部１への送信を待機状態にし、また、一定
時間以上受信信号５０が得られない、すなわち入力ペン
３が検出されないときは信号発生部４及び信号検出部５
をともに一時的に待機状態とする。

【００４４】インターフェース部７は、ホストコンピュ
ータとの間でデータをやりとりするためのもので、該ホ
ストコンピュータのバスラインに直結した少なくとも２
つのＦＩＦＯ構造のレジスタからなっている。ホストコ
ンピュータはこのレジスタにアクセスすることによりデ
ータを読出す。処理部８は、指定位置の座標値の計算等
を行うとともに、ホストコンピュータとのデータ伝送及
び各部の総合的な制御を行うもので、周知のマイクロプ
ロセッサ及び必要なＲＯＭ、ＲＡＭ等からなっている。
次に、本装置全体の動作を簡単に述べる。先ず、処理部
８は、信号発生部４に対して所定の周波数ｆ₀、ここで
は５００ｋＨｚの正弦波を３２μＳｅｃ送出する指令を
送り、制御部６に対してループコイルの切替えデータを
送った後、制御部６にループコイルの切替えと電波の送
受信を実行させる。信号検出部５における受信信号５０
の処理により振幅と位相角のデータが処理部８に送ら
れ、処理部８はそのパターンから入力ペン３が位置する
ループコイルを判別した後、その位置の座標、位相情報
を計算してその結果をインターフェース部７へ転送す
る。

【００４５】図９は、図１の実施例のループコイル切替
部２の１つの端子についての送受信に関する制御部６に
よる処理の流れ図である。先ず、ループコイル切替部２
に１つの端子を選択させ（ＳＰ１）、ループコイル切替
部２を送信状態にセットする（ＳＰ２）。次に信号発生
部４を起動し所定の交流信号を発生させ、選択されたル
ープコイルに送信する（ＳＰ３）。このときループコイ
ルと入力ペンの共振回路との電磁相互作用が生じる。次
に信号発生部４を待機状態にして（ＳＰ４）ループコイ
ル切替部２を受信状態にセットする（ＳＰ５）。ＳＰ１
乃至ＳＰ５は、送信期間３２μＳの間に実行される。そ
の後信号検出部４を起動するとともに位相検波信号の発
生と切替えを行い（ＳＰ６）、位相検波を実行する（Ｓ
Ｐ７）。ＳＰ６及びＳＰ７は、受信期間３２μＳの間に
実行される。次に位相検波データをＡＤ変換する（ＳＰ
８）。

【００４６】次に必要な位相検波データが揃ったかを判
断し、揃っていない場合はＳＰ２へ戻り処理を繰返す
（ＳＰ９）。必要な位相検波データが全て得られたなら
ば、回路素子に起因する誤差を相殺すべく第１の演算部
６０において所定の加減算を行う（ＳＰ１０）。次に、
選択すべき全てのループコイルからの信号検出データが
全て揃ったかを判断し（ＳＰ１１）、揃っていなければ
ＳＰ１へ戻り別のループコイルへ切替えて処理を繰返
す。必要な検出データが全て得られたならば第２の演算
部６１において受信信号中の周波数ｆ₀の成分の振幅及
び位相角を算出（ＳＰ１２）した後、処理部８へ一連の
データを送る（ＳＰ１３）。尚、ＳＰ１０における所定
の加減算の詳細については後述する。

【００４７】実際の動作においては、ＳＰ８のＡＤ変換
中に次のＳＰ２とＳＰ３の信号発生を行わせることによ
りこの繰返し処理の時間を短縮できる。処理部８は、信
号検出部４から送られた信号のレベル（振幅）パターン
に基づいて、このパターンに１対１対応する入力ペン３
が上に位置するループコイルを判別する。次にこのパタ
ーンが単峰パターンとなるようにループコイル端子切替
順序を変更した後、その順序において再び一連の送受信
を繰返して単峰パターンが得られることを確認する。単
峰パターンが得られたならば入力ペン３が上に位置する
ループコイルを決定して判別を完了する。そして、その
単峰パターンのピーク位置を補間的に求める演算を行い
入力ペン３の座標を算出し、位相情報とともにデータを
インターフェース部７へ転送する。

【００４８】次に、本発明の特徴であるアナログ位相検
波部７０から第２の演算部６１までの受信信号の処理に
ついていくつかの実施例に基づいて詳述する。先ず、ア
ナログ位相検波部７０を構成する位相検波器についてそ
の一般的な構成及び動作を説明する。位相検波器は入力
信号に含まれる特定の周波数成分の実数部の値及び虚数
部の値を取出す機能を有する。これは数学的にいえば入
力信号に対してフーリエ変換を実行することである。図
１０は、一般的な位相検波器の構成例である。図１１
は、図１０の位相検波記の各部における信号波形を示
す。増幅器Ａ０は、入力信号（受信信号）（図１１の
（ａ））の反転出力信号及び非反転出力信号の２つの出
力信号を発生する機能を持つ演算増幅器であり、いくつ
かの演算増幅器又は差動出力型演算増幅器と抵抗等の素
子により構成されている。

【００４９】０゜検波信号は、図１１（ｂ）に示すよう
な極性切替信号であり、入力信号中に含まれる目的とす
る周波数成分と同じ周波数を有する。９０゜検波信号
は、図１１（ｃ）に示すように、０゜検波信号と同じ周
波数をもつ極性切替信号であるが、位相角が９０゜異な
っている。図１０のスイッチＳ１は０゜検波信号により
制御されその極性反転に従って交互に切替わるスイッチ
であり、その２つの入力端子はそれぞれ増幅器Ａ０の反
転出力及び非反転出力に接続されている。このスイッチ
Ｓ１の動作により、増幅器Ａ１の入力信号として図１１
（ｄ）の０゜復調信号が得られる。

【００５０】同様にスイッチＳ２は９０゜検波信号によ
り制御されその極性反転に従って交互に切替わるスイッ
チであり、その２つの入力端子はそれぞれ同じく増幅器
Ａ０の反転出力及び非反転出力に接続されている。この
スイッチＳ２の動作により、増幅器Ａ２の入力信号とし
て図１１（ｅ）の９０゜復調信号が得られる。図１０の
演算増幅器Ａ１及びＡ２は、所定の値の抵抗及びコンデ
ンサにより規定される積分定数を有する積分器であり
（以降、積分器と称する）、図３の積分手段５８に相当
する。積分器Ａ１及びＡ２は、それぞれ０゜復調信号及
び９０゜復調信号を所定時間（受信期間の間）積分す
る。ここではＡ０、Ａ１及びＡ２を構成する素子による
オフセット電圧、利得のばらつき等の誤差を無視する
と、Ａ１の出力信号として、入力信号の目的とする周波
数成分の実数部の値（Ｒｅ）が、Ａ２の出力信号とし
て、同じく虚数部の値（Ｉｍ）が得られる。

【００５１】ここで、スイッチＳ１及びＳ２による入力
信号の反転出力と非反転出力の切替え動作で得られた復
調信号は、入力信号に方形波の０゜検波信号及び９０゜
検波信号を乗算した信号と等価である。すなわち、増幅
器Ａ０とスイッチＳ１、Ｓ２により実行される動作は乗
算器の動作と同一である。従って、Ａ０、Ａ１及びＡ２
で構成される位相検波器は乗算器と積分器とから構成さ
れており、入力信号に対してアナログ的にフーリエ変換
を実行していることになる。以下に、フーリエ変換につ
いて簡単に説明する。フーリエ変換は信号波形の分析に
広く用いられている周知の技術である。任意波形（任意
関数）ｆ（ｔ）の、フーリエ変換又はフーリエ積分で次
のように表される。

【００５２】

【数１】

【００５３】又、逆フーリエ変換は次のようになる。

【００５４】

【数２】

【００５５】ｆ（ｔ）は、式（２）からわかるように、
周波数ωの正弦波成分ｅｘｐ（−ｊωｔ）をスペクトル
密度Ｆ（ω）で無限加算した形で表される。従って、ス
ペクトル密度Ｆ（ω）はｆ（ｔ）に含まれる周波数ωの
成分ということができる。Ｆ（ω）は、式（１）のよう
に受信信号に相当するｆ（ｔ）にｅｘｐ（−ｊωｔ）を
乗算して無限積分を行うことにより得られる。実際に
は、有限時間の積分を行う。式（１）のＦ（ω）は一般
的に次のように表される。 Ｆ（ω）＝Ｒｅ（ω）＋ｊＩｍ（ω）＝Ａ（ω）・ｅｘｐ（ｊφ（ω）） （３） 複素数ｅｘｐ（ｊωｔ）の実数部はｃｏｓωｔ、虚数部
はｓｉｎωｔであるので、式（１）の実数部Ｒｅ（ω）
及び虚数部Ｉｍ（ω）は、以下のように表される。 Ｒｅ（ω）＝Ａ（ω）ｃｏｓφ（ω） （４） Ｉｍ（ω）＝Ａ（ω）ｓｉｎφ（ω） （５） さらに、

【００５６】

【数３】

【００５７】となる。Ａ（ω）はｆ（ｔ）のフーリエス
ペクトルすなわち振幅、φ（ω）は位相角である。この
ように、実際の受信信号に対して式（１）のフーリエ変
換を行うことにより、受信信号中の周波数ωの成分の実
数部Ｒｅ（ω）及び虚数部Ｉｍ（ω）を得た後、式
（６）の演算を行って受信信号の振幅及び位相角が求め
られる。本発明の位置検出装置においては、受信信号の
振幅情報は入力ペンが上に位置するループコイルを判別
するために用いられ、その結果から入力ペンの座標が算
出される。受信信号の位相情報は送信信号と受信信号と
の位相角の差であり、入力ペンのオン／オフ状態の判別
に用いられる。

【００５８】以上において、フーリエ変換の説明を容易
にするために指数関数形の表現を用いたが、フーリエ変
換の調波成分となる関数は基本的には数学的に互いに直
交する関数（すなわち、

【００５９】

【数４】

【００６０】という関係を満す）の組であればよい。後
述する図４乃至図６の実施例及び図１０の一般例では位
相検波信号として受信信号中の目的の周波数成分と同じ
周波数のいくつかの方形波を用いているが、これらの方
形波は該周波数のサイン波又はコサイン波である基本波
とその高調波成分を含むものである。フーリエ変換によ
り高調波成分による項は０となり基本波成分による項の
みが値に寄与する。すなわち任意のサイン波（受信信
号）は、この方形波と同じ周波数の基本波であるコサイ
ン波成分（実数部）とサイン波成分（虚数部）に分離で
きる。ここで、図１０のような一般的なアナログ位相検
波回路における問題点は、構成要素である演算増幅器の
オフセット電圧及び利得のばらつきが実際には無視でき
ないために、出力値に誤差を生じることである。

【００６１】先ず、図１０の回路におけるオフセット電
圧に起因する誤差を説明する。理想的な演算増幅器で
は、正相入力と逆相入力が等しい場合、出力Ｖ_O＝０と
なるが、実際には０ではないことが多い。Ｖ_O＝０とな
るときの２つの入力端子の入力電圧差を入力オフセット
電圧という。このオフセット電圧は真の入力電圧と同様
に増幅されて出力電圧の誤差となる。またオフセット電
圧は温度によっても変動する。これはドリフトと呼ばれ
るが、同様に出力電圧の誤差の原因となる。例えば、図
１０の増幅器Ａ０のオフセット電圧に起因する出力電圧
に含まれる誤差を、非反転出力の場合ε₊、反転出力の
場合ε_-とすると、増幅器Ａ０の出力におけるオフセッ
ト電圧による誤差は、 （ε_-＋ε₊）／２ （７） で表される。ここで目的とする周波数を５００ｋＨｚと
すると受信期間中に１６波含まれるので、同じ周波数の
位相検波信号により制御されるスイッチＳ１、Ｓ２は３
２回切替り、ε_-とε₊が交互に１６回づつ出力信号に含
まれる。式（７）はこれを時間平均的に示したものであ
る。これが、そのまま次段の積分器Ａ１及びＡ２の入力
電圧の誤差となる。

【００６２】積分定数ＲＣをもつ積分器の出力電圧Ｖ_o
は入力電圧をＶ_inとすると、Ｖ_o＝−Ｖ_inＴ／ＲＣ（Ｔ
は受信期間）で表される。以下の式（９）乃至式（１
６）ではＲ₁Ｃ₁＝Ｒ₂Ｃ₂＝ＲＣとする。積分器Ａ１の真
の（誤差を含まない）逆相入力信号をＶ_i、入力オフセ
ット電圧をε₁（積分器Ａ１の正相入力電圧と等価）と
すると、積分器Ａ１の実際の入力電圧Ｖ_i1は、 Ｖ_i1＝Ｖ_i＋（ε_-＋ε₊）／２−ε₁ （８） となるので、積分器Ａ１の出力電圧Ｖ_o1は、 Ｖ_o1＝−（Ｖ_i＋（ε_-＋ε₊）／２−ε₁）Ｔ／ＲＣ＋ε₁ （９） となる。式（９）で、第１項は積分による値、第２項の
ε₁はオフセット電圧による出力のゼロ点のずれであ
る。式（９）は、以下のように書換えられる。 Ｖ_o1＝−Ｖ_iＴ／ＲＣ＋（ε₁−（ε_-＋ε₊）／２）Ｔ／ＲＣ＋ε₁ （１０） ここで、出力電圧Ｖ₀₁を後段の演算処理のためにＡＤ変
換器によりデジタルデータに変換すると、ＡＤ変換器の
オフセット電圧ε_ADが出力電圧に加わるので、 Ｖ₀₁＝−Ｖ_iＴ／ＲＣ＋（ε₁−（ε_-＋ε₊）／２）Ｔ／ＲＣ＋ε₁＋ε_AD （１１） 従って、積分器Ａ１の真の実数部出力をＲｅ、出力の全
オフセット誤差をＯ₁とすると、 Ｖ_o1＝Ｒｅ＋Ｏ₁ （１２） Ｒｅ＝−Ｖ_iＴ／ＲＣ （１３） Ｏ₁＝（ε₁−（ε_-＋ε₊）／２）Ｔ／ＲＣ＋ε₁＋ε_AD（１４） で表される。

【００６３】積分器Ａ２については、増幅器Ａ０のオフ
セット電圧の影響は同じであるので真の逆相入力電圧を
Ｖ_i´とし、入力オフセット電圧をε₂（積分器Ａ２の正
相入力電圧と等価）とすると、積分器Ａ２の実際の入力
電圧Ｖ_i2は、 Ｖ_i2＝Ｖ_i´＋（ε_-＋ε₊）／２−ε₂ （１５） となるので、積分器Ａ２の出力電圧Ｖ_o2は、 Ｖ_o2＝−（Ｖ_i´＋（ε_-＋ε₊）／２−ε₂）Ｔ／ＲＣ＋ε₂ （１６） となる。式（１５）で、第１項は積分による値、第２項
のε₂はオフセット電圧による出力のゼロ点のずれであ
る。式（１５）は、以下のように書換えられる。 Ｖ_o2＝−Ｖ_i´Ｔ／ＲＣ＋（ε₂−（ε_-＋ε₊）／２）Ｔ／ＲＣ＋ε₂ （１７） ここで、出力電圧Ｖ₀₂を後段の演算処理のためにＡＤ変
換器によりデジタルデータに変換すると、ＡＤ変換器の
オフセット電圧ε_ADが出力電圧に加わるので、 Ｖ₀₂＝−Ｖ_i´Ｔ／ＲＣ＋（ε₂−（ε_-＋ε₊）／２）Ｔ／ＲＣ＋ε₂＋ε_AD （１８） 従って、積分器Ａ２の真の虚数部出力をＩｍ、出力の全
オフセット電圧誤差をＯ₂とすると、積分器Ａ１の場合
と同様に、 Ｖ_o2＝Ｉｍ＋Ｏ₂ （１９） Ｉｍ＝−Ｖ_i´Ｔ／ＲＣ （２０） Ｏ₂＝（ε₂−（ε_-＋ε₊）／２）Ｔ／ＲＣ＋ε₂＋ε_AD （２１） で表される。

【００６４】以上のように、積分器Ａ１、Ａ２の出力に
はそれぞれオフセット電圧に起因するＯ₁、Ｏ₂という誤
差が含まれる。次に積分器Ａ１とＡ２の利得のばらつき
について述べる。積分器Ａ１、Ａ２の利得は、それぞれ
Ｇ₁＝−１／Ｒ₁Ｃ₁、Ｇ₂＝−１／Ｒ₂Ｃ₂であるが、前述
の演算を正確に行うためにはＧ₁＝Ｇ₂と設定されなけれ
ばならない。しかしながら、各積分器について抵抗Ｒ、
容量Ｃの値を完全に等しくすることは汎用的積分器では
困難であるためＲ₁Ｃ₁≠Ｒ₂Ｃ₂となりＡ１の利得Ｇ₁と
Ａ２の利得Ｇ₂は等しくなくなる。すなわちＧ₁≠Ｇ₂と
なる。前述のオフセット電圧が無いと仮定した場合、す
なわち式（１２）及び式（１９）でＯ₁＝Ｏ₂＝０とした
場合、 Ｖ_o1＝Ｒｅ＝Ｇ₁Ｖ_iＴ （２２） Ｖ_o2＝Ｉｍ＝Ｇ₂Ｖ_i´Ｔ （２３） となる。従って、Ｇ₁≠Ｇ₂の場合、たとえオフセット電
圧が無いとしても正確な実数部出力Ｒｅ及び虚数部出力
Ｉｍは得られないことになる。

【００６５】図４は、本発明により、オフセット電圧に
起因する誤差の相殺を考慮した位相検波器の実施例の１
つ（実施例１）を示している。図７は、図４の回路中の
各部の信号波形を示す。図４及び図７とも図１０と対応
する素子及び波形については同じ符号を用いている。図
４の位相検波器の乗算部の構成については、増幅器Ａ０
の非反転出力と反転出力とを、スイッチＳ１及びＳ２に
おいて極性切替信号である位相検波信号の極性反転周期
により各々切替える動作を行う点では、図１０と同じで
ある。０゜検波信号及び９０゜検波信号を適用すること
により、それぞれ積分器Ａ１及びＡ２の出力として式
（１２）及び式（１９）と同じ出力が得られる。実施例
１では、さらに０゜検波信号と位相の１８０゜異なる１
８０゜検波信号（図７（ｆ））を備えてセレクタスイッ
チＳ３により切替え、また、９０゜検波信号と位相の１
８０゜異なる２７０゜検波信号（図７（ｇ））を備えて
セレクタスイッチＳ４により切替える機構を設けてい
る。

【００６６】図７を参照すると、セレクタスイッチＳ３
及びＳ４がそれぞれ０゜検波信号及び９０゜検波信号を
選択しているときは、スイッチＳ１及びＳ２により図７
（ｄ）及び図７（ｅ）の復調信号が得られる。これら
は、本質的に図１０の対応するものと同じであるが、図
７ではオフセット成分が含まれている。また、セレクタ
スイッチＳ３及びＳ４がそれぞれ１８０゜検波信号及び
２７０゜検波信号を選択しているときは、スイッチＳ１
及びＳ２により図７（ｈ）及び図７（ｉ）の復調信号が
得られる。積分器Ａ１へ入力する０゜復調信号及び１８
０゜復調信号はともに、増幅器Ａ０の非反転、反転の各
出力に対してそれぞれε₁−ε₊、ε₁−ε_-のオフセット
成分を含んでいる。ここで、０゜復調信号と１８０゜復
調信号とは、オフセット成分については同じ振幅と位相
を有し、真の信号成分については極性の反転した同じ振
幅を有していることを注記する。また、積分器Ａ２へ入
力する９０゜復調信号及び２７０゜復調信号はともに、
増幅器Ａ０の非反転、反転の各出力に対してそれぞれε
₂−ε₊、ε₂−ε_-のオフセット成分を含んでいる。ここ
でやはり、９０゜復調信号と２７０゜復調信号とは、オ
フセット成分については同じ振幅と位相を有し、真の信
号成分については極性の反転した同じ振幅を有している
ことを注記する。

【００６７】これらの各検波信号による積分器Ａ１及び
Ａ２の出力を式（１２）、式（１９）と同様に表すと、
それぞれ以下のようになる。 Ｖ_o1（０）＝Ｒｅ＋Ｏ₁ （２４） Ｖ_o1（１８０）＝−Ｒｅ＋Ｏ₁ （２５） Ｖ_o2（９０）＝Ｉｍ＋Ｏ₂ （２６） Ｖ_o2（２７０）＝−Ｉｍ＋Ｏ₂ （２７） 上記の式（２４）乃至（２７）に減算を行うことによ
り、真の実数部出力信号及び真の虚数部出力信号の値が
得られる。すなわち、式（２４）と式（２５）の両辺及
び式（２６）と式（２７）の両辺を減算すると、以下の
ようになる。 Ｖ_o1（０）−Ｖ_o1（１８０）＝２Ｒｅ （２８） Ｖ_o2（９０）−Ｖ_o2（２７０）＝２Ｉｍ （２９） 式（２８）及び式（２９）で示されるように、オフセッ
ト成分が実数部、虚数部ともに相殺されることがわか
る。この減算は、例えばＡＤ変換した後に第１の演算部
６０でデジタルデータを用いて行うことができる。積分
器Ａ１、Ａ２の後段のＡＤ変換器は、１周期の受信期間
（例えば３２μＳ）の間に２個（例えば実施例１では、
０゜と９０゜、及び１８０゜と２７０゜）のデータを変
換すればよいので、低速のＡＤ変換器で可能である。従
来の受信信号を高速ＡＤ変換する形式では、受信期間中
に１２８個のデータをＡＤ変換しなければならなかった
ためその変換データをデジタルフーリエ変換するＤＳＰ
の設置が必要であった。低速ＡＤ変換が可能となること
でＤＳＰの設置が不要となる。

【００６８】図１２に、減算手段の別の実施例を示す。
この場合ＡＤ変換器の前にコンデンサＣ₁₀とスイッチＳ
₁₀からなる減算手段を設けている。先ずスイッチＳ₁₀が
ＡＤ変換器側ではなく接地側にある（ａ）の状態でＶ₀₁
を入力すると、コンデンサＣ₁₀が充電され電圧値がＶ₀₁
となる。次に（ｂ）においてスイッチＳ₁₀をＡＤ変換器
側へ切り替えてＶ₀₂を入力すると電圧値Ｖ₀₂−Ｖ₀₁が得
られる。この値がＡＤ変換される。この構成は非常に簡
易であるがε_ADは相殺されず誤差として残ることにな
る。図５は、本発明により、積分器の利得差に起因する
誤差の相殺を考慮した位相検波器の実施例の１つ（実施
例２）を示している。図８は、図５の回路中の各部の信
号波形を示す。図５及び図８とも図１０と対応する素子
及び波形については同じ符号を用いている。図５の位相
検波器の乗算部の構成については、増幅器Ａ０の非反転
出力と反転出力とを、スイッチＳ１及びＳ２において極
性切替信号である位相検波信号の極性反転周期により各
々切替える動作を行う点では、図１０と同じである。０
゜検波信号及び９０゜検波信号については、それぞれ積
分器Ａ１及びＡ２の出力として式（１２）及び式（１
９）と同じ出力が得られる。

【００６９】実施例２は、さらに０゜検波信号を積分器
Ａ２に適用し、９０゜検波信号を積分器Ａ１に適用する
ためのセレクタスイッチＳ５及びＳ６を設けている。図
８を参照すると、セレクタスイッチＳ５及びＳ６がそれ
ぞれ０゜検波信号及び９０゜検波信号を選択していると
きは、スイッチＳ１及びＳ２により図８（ｄ）及び図８
（ｅ）の復調信号が得られる。この実施例２においては
オフセット誤差を無視できるものとする。従って（ｄ）
及び（ｅ）は、本質的に図１０の対応するものと同じで
ある。セレクタスイッチＳ５及びＳ６がそれぞれ９０゜
検波信号及び０゜検波信号を選択しているときは、スイ
ッチＳ１により図８（ｅ）の復調信号が、そしてスイッ
チＳ２により図８（ｄ）の復調信号が得られる。これら
の各検波信号を適用した場合の積分器Ａ１及びＡ２の出
力を式（２２）、式（２３）と同様に表すと、それぞれ
以下のようになる。 Ｖ_o1（０）＝Ｒｅ₁＝Ｇ₁Ｖ_iＴ （３０） Ｖ_o2（０）＝Ｒｅ₂＝Ｇ₂Ｖ_iＴ （３１） Ｖ_o1（９０）＝Ｉｍ₁＝Ｇ₁Ｖ_i´Ｔ （３２） Ｖ_o2（９０）＝Ｉｍ₂＝Ｇ₂Ｖ_i´Ｔ （３３） 式（３０）乃至式（３３）では、簡単のために０゜復調
信号をＶ_i、９０゜復調信号をＶ_i´としている。

【００７０】上記の式（３０）乃至（３３）に加算を行
うことにより、真の実数部出力信号及び真の虚数部出力
信号の値が得られる。すなわち、式（３０）と式（３
１）の各辺及び式（３２）と式（３３）の各辺を加算す
ると、以下のようになる。 Ｖ_o1（０）＋Ｖ_o2（０）＝ Ｒｅ₁＋Ｒｅ₂＝（Ｇ₁＋Ｇ₂）Ｖ_iＴ （３４） Ｖ_o1（９０）＋Ｖ_o2（９０）＝ Ｉｍ₁＋Ｉｍ₂＝（Ｇ₁＋Ｇ₂）Ｖ_i´Ｔ （３５） 式（３４）及び式（３５）で示されるように、積分器Ａ
１とＡ２との利得誤差が実数部、虚数部ともに相殺され
ることがわかる。この加算は、例えばＡＤ変換された後
に第１の演算部６０でデジタルデータを用いて行うこと
ができる。このＡＤ変換は、実施例１について述べた通
り低速のＡＤ変換器により可能である。図１３は、加算
手段についての別の実施例を示す。この場合ＡＤ変換器
の前にコンデンサＣ₁₁、スイッチＳ₁₁及びＳ₁₂からなる
加算手段を設けている。先ずスイッチＳ₁₁が入力側であ
りＳ₁₂が接地側にある（ａ）の状態でＶ₀₁を入力する
と、コンデンサＣ₁₁が充電され電圧値がＶ₀₁となる。次
に（ｂ）においてスイッチＳ₁₁をＡＤ変換器側スイッチ
へＳ₁₂を入力側へ切替えてＶ₀₂を入力すると電圧値Ｖ₀₂
＋Ｖ₀₁が得られる。この値がＡＤ変換される。この構成
は非常に簡易であるがε_ADは相殺されず誤差として残る
ことになる。

【００７１】図６は、本発明により、オフセット電圧及
び積分器の利得差に起因する誤差を双方とも相殺するこ
とを考慮した位相検波器の実施例の１つ（実施例３）を
示している。図６の位相検波器の乗算部の構成について
は、増幅器Ａ０の非反転出力と反転出力とを、スイッチ
Ｓ１及びＳ２において極性切替信号である位相検波信号
の極性反転周期により各々切替える動作を行う点では、
前述の例と同じである。実施例３は、実施例１及び実施
例２の双方の機能を統合したものである。すなわち、０
゜検波信号、９０゜検波信号、１８０゜検波信号及び２
７０゜検波信号をそれぞれ積分器Ａ１及びＡ２に適用し
て対応する出力を得る。セレクタスイッチＳ７及びＳ８
は各々の検波信号をそれぞれ積分器Ａ１及びＡ２対して
切り替えるためのものである。

【００７２】従って、４種の検波信号と２個積分器との
組合わせにより、位相検波器の出力として結果的に８個
のデータが出力として得られる。これらの出力を前述の
実施例１及び実施例２と同様に表すと以下の通りにな
る。 Ｖ_o1（０） ＝Ｒｅ₁＋Ｏ₁ ＝Ｇ₁Ｖ_iＴ＋Ｏ₁ （３６） Ｖ_o1（１８０）＝−Ｒｅ₁＋Ｏ₁＝−Ｇ₁Ｖ_iＴ＋Ｏ₁ （３７） Ｖ_o1（９０） ＝Ｉｍ₁＋Ｏ₁ ＝Ｇ₁Ｖ_i´Ｔ＋Ｏ₁ （３８） Ｖ_o1（２７０）＝−Ｉｍ₁＋Ｏ₁＝−Ｇ₁Ｖ_i´Ｔ＋Ｏ₁ （３９） Ｖ_o2（０） ＝Ｒｅ₂＋Ｏ₂ ＝Ｇ₂Ｖ_iＴ＋Ｏ₂ （４０） Ｖ_o2（１８０）＝−Ｒｅ₂＋Ｏ₂＝−Ｇ₂Ｖ_iＴ＋Ｏ₂ （４１） Ｖ_o2（９０） ＝Ｉｍ₂＋Ｏ₂ ＝Ｇ₂Ｖ_i´Ｔ＋Ｏ₂ （４２） Ｖ_o2（２７０）＝−Ｉｍ₂＋Ｏ₂＝−Ｇ₂Ｖ_i´Ｔ＋Ｏ₂ （４３） 次に、式（３６）乃至（４３）で示される値を用いて、
所定の加減算を行うことにより誤差を相殺する。

【００７３】先ず、式（３６）と式（３７）、式（３
８）と式（３９）、式（４０）と式（４１）及び式（４
２）と式（４３）の各々の組に対して減算を行うことに
より、実施例１と同様に、オフセット電圧による誤差Ｏ
₁、Ｏ₂が相殺されて以下の４個の値が得られる。 ２Ｒｅ₁＝２Ｇ₁Ｖ_iＴ （４４） ２Ｉｍ₁＝２Ｇ₁Ｖ_i´Ｔ （４５） ２Ｒｅ₂＝２Ｇ₂Ｖ_iＴ （４６） ２Ｉｍ₂＝２Ｇ₂Ｖ_i´Ｔ （４７） さらに、式（４４）と式（４６）及び式（４５）と式
（４７）の各組に対して加算を行うことにより、実施例
２と同様に、積分器Ａ１とＡ２の利得差による誤差が相
殺され、以下のように誤差を含まない真の実数部の値及
び虚数部の値が得られる。 ２（Ｒｅ₁＋Ｒｅ₂）＝２（Ｇ₁＋Ｇ₂）Ｖ_iＴ （４８） ２（Ｉｍ₁＋Ｉｍ₂）＝２（Ｇ₁＋Ｇ₂）Ｖ_i´Ｔ （４９） 上記の例では、先ず減算によりオフセット誤差を相殺
し、次に加算により利得差誤差を相殺しているが、この
順序を入替えることもできる。従って、先に加算により
利得差誤差を相殺し、次に減算によりオフセット誤差を
相殺してもよい。以上の加減算は、例えばＡＤ変換され
た後に第１の演算部６０においてデジタルデータを用い
て行うことができる。ＡＤ変換は、前述の通り低速のＡ
Ｄ変換器により可能である。

【００７４】また、減算について図１２に示した手段
を、あるいは加算について図１３に示した手段を用いる
ことにより構成を簡易にしてもよいがその場合ε_ADは誤
差として残ることになる。図１２及び図１３に示した例
のように、ＡＤ変換と同時に加算及び減算のいずれか又
は双方を行う手段は、上記の実施例の構成以外の位相検
波器と組合わせても利用することができる。実施例１乃
至３のいずれにおいても、得られた実数部の値Ｒｅ及び
虚数部の値Ｉｍに基づいて式（６）の演算を行うことに
より、受信信号の振幅及び位相角の値を算出する。この
演算は図３の第２の演算部において行われ、その結果が
処理部に送られてループコイルの判別及び座標値等の計
算が行われる。実施例１乃至３においては、検波信号と
して方形波信号を用い、増幅器の反転非反転出力の切替
えを利用して乗算を行っている。方形波信号は、デジタ
ル的取り扱いが可能な点もあるので装置全体の信号処理
系に組入れやすい。しかしながら、前述の直交条件を満
たす信号波形であればいずれの信号も用いることがで
き、また、アナログ波の乗算手段であればいずれの乗算
方法も利用できる。

【００７５】例えば、位相検波信号発生部より０゜、９
０゜、１８０゜及び２７０゜の各位相をもつアナログサ
イン波信号を発生し、各アナログサイン波信号を適宜選
択して受信信号とともにアナログ乗算器へ入力して各ア
ナログ乗算出力を得ることができる。また別の例とし
て、位相検波信号発生部より発生される各位相検波信号
がデジタル疑似サイン信号であり、これをＤＡ変換して
アナログサイン波信号に変換した後、アナログ乗算器に
より受信信号との乗算を行うこともできる。この方法で
は、発生する信号の特徴をデジタルデータとして記憶し
ておくことが可能であり、その変更も容易である。従っ
て位相検波信号の切替えもそのデジタルデータを変更す
ることで可能になるため、位相検波信号切替部もデジタ
ル処理部分に含めることができる。

【００７６】またさらに別の例として、位相検波信号発
生部より発生される各位相検波信号がデジタル疑似サイ
ン信号である場合、これを直接、乗算型ＤＡ変換器へ入
力しかつ参照入力として受信信号を入力することによ
り、乗算型ＤＡ変換器内部において位相検波信号のアナ
ログ化と乗算とを実行することもできる。この方法で
は、発生する信号をデジタルデータとして記憶及び変更
することが可能であるだけでなく、汎用的な乗算型ＤＡ
変換器を利用することによりコストを下げられる。図１
４及び図１５は、位相検波信号を受信信号から生成する
場合の位相検波器の例を示す。図１４（ａ）のように受
信信号をコンパレータＡ３に入力し、非反転出力及び反
転出力を取出すと図１４（ｂ）の方形波の０°検波信号
及び１８０°検波信号（図示せず）が得られる。０°検
波信号による復調信号が図１４（ｃ）である。２つの検
波信号により実数部の値がそれぞれ得られ、減算により
オフセット誤差を相殺できる。図１５（ａ）はアナログ
乗算器を用いる構成例であるが、この場合は演算増幅器
Ａ３により受信信号の非反転出力（０°検波信号）及び
反転出力（１８０°検波信号）を取り出し（方形波では
ない）、それぞれアナログ乗算器に入力して受信信号と
の乗算を行う。図１５（ｂ）は０°検波信号による復調
信号を示す。

【００７７】図１４及び図１５に示したこの手段は、非
常に簡易であるので特に実数部の値についてのみオフセ
ット誤差を相殺したい場合に有用である。なぜなら、実
数部の値はそのまま受信信号の振幅値となるからであ
る。次に、図１６乃至図１８を参照し、位相検波器によ
り得られた実数部の値及び虚数部の値を用いて位相角及
び振幅を算出する方法について説明する。これは図３の
例では第２の演算部６１において行われる。一般的な方
法としては、式（６）における位相角φ（ω）の計算で
はａｒｃｔａｎのテーブルを用意し、このテーブルから
Ｉｍ（ω）／Ｒｅ（ω）に対応する値を呼び出すことに
より位相角を求めていた。本発明ではこの計算を近似的
に行う手段を提供する。

【００７８】図１６は、実数部の値と虚数部の値の関係
をベクトルにより表した図である。図１６では実数部の
値Ｒｅ（ω）と虚数部の値Ｉｍ（ω）の絶対値のうち、
小さい方をＡ、大きい方をＢと定義する。０≦Ａ≦Ｂの
条件において、求める位相角をθ_Dとすると以下の近似
式を用いて求めることができる。 θ_D＝｛１．５Ａ／（Ｂ＋０．５Ａ）｝×４５ ［度］ （５０） ＝｛１．５（Ａ／Ｂ）／（１＋０．５（Ａ／Ｂ））｝×４５ 式（５０）は単位を度とした場合である。０゜≦θ≦４
５゜の範囲では真値との誤差は−０．１゜乃至＋０．９
７゜の範囲内であり、かつ式（５０）は、Ａ／Ｂについ
て単調増加関数であるので１つのθ_Dの値を決定でき
る。式（５０）はラジアンで表せば、以下のようにな
る。 θ_R＝｛１．５Ａ／（Ｂ＋０．５Ａ）｝×（π／４）［ラシ゛アン］（５１） また、コンピュータで計算しやすい任意の単位を利用し
てもよく、例えば４５゜を２５６とする単位で表した場
合、式（５０）は以下のようになる。 θ_C＝｛１．５Ａ／（Ｂ＋０．５Ａ）｝×２５６ （５２）

【００７９】コンピュータの演算機能により式（５２）
を計算する手順の一例を以下に列記する。 １）ＡをメモリＭＡに記憶する。 ２）メモリＭＡの内容をビットシフトさせることによ
り、Ａ／２を得てメモリＭＡ２に記憶する。 ３）ＢをメモリＭＢに記憶する。 ４）メモリＭＡとメモリＭＡ２の記憶内容を加算して、
その結果をメモリＭＡに記憶する。 ５）メモリＭＢとメモリＭＡ２の記憶内容を加算して、
その結果をメモリＭＢに記憶する。 ６）メモリＭＡの内容をバイト操作することにより２５
６をかけたものと同じ値を得、さらにメモリＭＢの内容
で割りθCを得る。 式（５０）は０゜≦θ≦４５゜の範囲で用いることがで
きるが、図１７のように位相角の角度範囲を８つの区画
に分けた場合、それぞれの区画において実数部の値と虚
数部の値に基づいて位相角を求める際にも同様に適用す
ることができる。すなわち、式（５０）によりθ_Dの値
を得た後、各区画のベースとなる角度を用いて換算すれ
ば実際の位相角が得られる。例えば区画において式
（５０）によりθ_Dの値を得た場合、この得られたθ_Dは
角度９０゜から負の方向への相対的な角度であるから実
際の位相角は９０゜−θ_Dとなる。

【００８０】位相検波器により得られた実数部の値及び
虚数部の値から、位相角が図１７のいずれの区画内にあ
るかを判別するためには、実数部の値及び虚数部の値の
それぞれの符号と絶対値に基づいて決定する。上記の位
相角算出手段によれば、ａｒｃｔａｎのテーブルが不要
になるので、このテーブルのための記憶装置が節約でき
るとともにテーブル検索に要する時間が不要になる。ま
た、用いる近似式は近似精度が高く、さらに分子及び分
母の計算手順がビットシフト、バイト操作及び加算のみ
で構成されるので計算が速い。さらに後述のように、上
記の計算手順５）により得られる結果、Ｂ＋０．５Ａの
値をそのまま振幅値として近似的に用いることができ
る。振幅値についても、一般的な方法では、式（６）を
実行するために平方根計算用のテーブルを用意し、

【００８１】

【数５】

【００８２】に対応する値を呼出すことにより値を得
る。本発明では、上記の位相角の場合と同様に近似的な
手段を用いることができる。図１６を再び参照し、実数
部の値Ｒｅ（ω）と虚数部の値Ｉｍ（ω）の絶対値のう
ち、小さい方をＡ、大きい方をＢと定義する。０≦Ａ≦
Ｂの条件において、求める振幅をＬ_Cとすると以下の近
似式を用いて求めることができる。 Ｌ_C＝Ｂ＋Ａ／２ （５３） 図１８は、真値Ｌすなわち

【００８３】

【数６】

【００８４】と式（５３）による近似値Ｌ_Cの双方の曲
線をＡ／Ｂに対して表した図である。図１８によれば、
真値Ｌに対するＬ_Cの相対誤差すなわち（Ｌ_C−Ｌ）／Ｌ
_Cは１１％以下である。実施例におけるように近隣の複
数のループコイルの測定から得られた複数の振幅及び位
相角について、それぞれの位相角θが大きく変動しない
場合すなわち図１８におけるＡ／Ｂの値がほぼ同じ場
合、式（５３）により得られたそれぞれのＬ_Cに含まれ
る相対誤差もほぼ同じである。従って、これら複数の値
を用いて後段において補間法により振幅ピークとなる位
置の座標を求める場合に、各点の振幅値の相対誤差がほ
ぼ等しければ結果にほとんど影響を与えない。例えば、
特公平第２−５３８０５号には、３点を用いて補間法に
より座標値を求める次の式が記載されている。 ｘｐ＝ｘ２＋（Δｘ／２） ×｛（３Ｖ_x2−４Ｖ_x3＋Ｖ_x4）／（Ｖ_x2−２Ｖ_x3＋Ｖ_x4）｝ （５４）

【００８５】式（５４）において、第２項の各添字を付
したＶは、各点における振幅を表す。これらの各値に上
記の相対誤差が同程度含まれていても分子／分母の除算
により相殺されることがわかる。よって式（５３）によ
り十分な精度で座標を求めることができる。式（５３）
の計算手順は、前述のようにビットシフトと加算演算の
みから構成されているので計算が速く、また、平方根計
算用のテーブルが不要になる。上記の位相角算出と振幅
算出とは順不同であるので、振幅算出を先に行った場合
は、式（５３）の結果をそのまま位相角算出のための式
（５０）の分母として用いることができ、やはり算出時
間を短縮することができる。

【００８６】以上述べたように、本発明の実施例によれ
ば、オフセット電圧と積分器の利得差のいずれか又は双
方に起因する信号処理回路の出力誤差を取除くことがで
きる。その結果、入力ペンの座標値等が正確に算出でき
るので位置検出装置の信頼性が向上する。実施例１及び
実施例２は、いずれかの誤差が許容できる場合や構成を
より簡易にしたい場合に有用である。実施例の位相検波
器では、受信期間１周期の間に受信信号の実数部出力信
号及び虚数部出力信号を各１個得ることができる。実施
例１及び２では４個の位相検波データが必要であるので
２周期の測定期間がかかる。実施例３では８個の位相検
波データが必要であるので４周期の測定期間がかかる。
しかし、積分器の数を増すことにより１周期の受信期間
内に得るデータ数を増して測定期間を短縮することが可
能である。また、１個の位相検波器のみを用いて０゜、
９０゜、１８０゜及び２７０゜の位相検波信号を順次適
用することにより時分割測定を行い位相検波データを得
てもよい。この場合当然ながら複数の積分器間の利得差
を考慮する必要がない。従って本発明によるオフセット
電圧誤差及び利得差誤差の相殺手段は、積分器が２個の
場合に限定されるものではなく、１個又は３個以上の場
合においても同様に利用できる。

【００８７】また、いずれの構成においてもそれぞれの
位相をもつ位相検波信号を適用する順序は、実施例に示
した順序に限定されるものではなく、必要なデータが最
終的に揃うならば順不同であってもよい。位置検出装置
の入力ペンが複数備えられ、それぞれ別の周波数に対し
て応答する場合にも、本発明を利用することができる。
すなわち、各周波数について別の受信期間すなわち測定
期間にその周波数をもつ位相検波信号を用いて位相検波
を行えば複数の入力ペンの位置検出が可能である。複数
の周波数成分の解析を１周期の受信期間で行うことがで
きる先願と比較すると、本発明の手段は時間的には遅く
なるが、高速のＡＤ変換器が不要となり汎用的なアナロ
グ素子で構成できるので回路構成が簡易になる。また一
般に消費電流の大きい高速ＡＤ変換器を使用しなけれ
ば、位置検出装置全体の電流消費を低く設定することも
でき、電力消費が低減される。後段のＡＤ変換において
もオフセット特性の良い低速ＡＤ変換器を使用すること
ができる。また、デジタル演算においても先願のデジタ
ルフーリエ変換を行う必要がなく、数回の加減算を行う
のみなのでＣＰＵへの負担が著しく軽減され、前述のＤ
ＳＰが不要になる。

【００８８】さらに本発明は、実施例のようにセンス部
のループコイルから送信信号を発し同調回路を備えた入
力ペンとの電磁作用によりセンス部のループコイルが受
信信号を受取る位置検出装置においてのみ利用可能なも
のではない。例えば、入力ペンから送信しセンス部にて
受信する形態においても同様にその受信信号に対して適
用できる。すなわち、本発明はセンス部のループコイル
と入力ペンのコイルとの間の電磁作用に基づいて指定位
置の座標値等を求める装置であれば、どのような装置で
あっても適用可能である。

【００８９】

【発明の効果】以上のように本発明は、位相の異なる複
数の位相検波信号の組合わせを受信信号に適用してアナ
ログ位相検波を行い、得られた複数のデータに基づい
て、所定の加減算を行うことにより信号処理回路のオフ
セット成分及び又は利得差に起因する誤差を相殺する構
成としたので、受信信号中の目的の周波数成分の真の実
数部及び虚数部の値を得ることができる。従って、これ
らの値に基づく入力ペンの位置検出の信頼性が向上す
る。また、高速ＡＤ変換器が不要でありかつアナログ位
相検波器は汎用的アナログ素子により構成されるので、
回路規模が縮小され装置全体の小型化につながる。さら
に、高速ＡＤ変換及びデジタルフーリエ変換演算を行わ
ないことから、ＤＳＰも不要となる。また消費電流も低
くできるので、装置全体の電力消費を低く設計できる。
さらに、振幅と位相角の算出方法として精度の良い近似
式を用いたので、メモリを節約し演算時間を短縮するこ
とができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の位置検出装置の一実施例を表す全体的
な構成図である。

【図２】本発明の実施例において用いる入力ペンの断面
図である。

【図３】図１の位置検出装置の信号検出部を中心とした
構成図である。

【図４】図３の信号検出部のアナログ位相検波部の一実
施例を表す回路構成図である。

【図５】図３の信号検出部のアナログ位相検波部の別の
実施例を表す回路構成図である。

【図６】図３の信号検出部のアナログ位相検波部のさら
に別の実施例を表す回路構成図である。

【図７】図４のアナログ位相検波部の実施例における各
信号波形を表す図である。

【図８】図５のアナログ位相検波部の実施例における各
信号波形を表す図である。

【図９】図１の制御部による処理の流れ図である。

【図１０】一般的なアナログ位相検波器を表す回路構成
図である。

【図１１】図１０の一般的なアナログ位相検波器におけ
る各信号波形を表す図である。

【図１２】本発明における位相検波出力の減算手段の例
を示す構成図である。

【図１３】本発明における位相検波出力の加算手段の例
を示す構成図である。

【図１４】本発明における位相検波信号発生手段の例を
示す構成図である。

【図１５】本発明における位相検波信号発生手段の例を
示す構成図である。

【図１６】本発明における位相検波器により得られた実
数部の値及び虚数部の値と、振幅及び位相角との関係を
表す図である。

【図１７】本発明における位相角の算出において、位相
角を８区画に分ける方法を示した図である。

【図１８】本発明における振幅の算出において、真値と
近似値との関係を示した図である。

【符号の説明】

１ センス部 ２ ループコイル切替部 ３ 入力ペン ４ 信号発生部 ５ 信号検出部 ６ 制御部 ７ インターフェース部 ８ 処理部 ５５ 位相検波信号発生部 ５６ 位相検波信号切替部 ５７ 乗算手段 ５８ 積分手段 ５９ ＡＤ変換器 ６０ 第１の演算部 ６１ 第２の演算部

Claims (26)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 多数のループコイルを位置検出方向に並
   設してなるセンス部と少なくともコイルを有する位置指
   示器との間の電磁作用に基づいて位置指示器による指定
   位置の座標値等を求める位置検出装置において、 前記センス部からの受信信号を受けてそれに基づいて信
   号処理を行う信号処理手段と、 前記位置指示器の座標を算出する座標算出手段とを有
   し、 前記信号処理手段が、 互いに直交関係にある位相検波信号と該位相検波信号の
   それぞれと互いに反転関係にある位相検波信号とを含む
   複数の位相検波信号を発生可能な位相検波信号発生部
   と、 前記複数の位相検波信号を切替える切替部と、 前記複数の位相検波信号を前記受信信号に適用してアナ
   ログ的に乗算及び積分を実行し、該受信信号中の任意の
   周波数成分に対応する複数の実数部の値及び虚数部の値
   を出力するアナログ位相検波部と、 前記複数の実数部の値及び虚数部の値をデジタル信号に
   変換するアナログ・デジタル変換部と、 前記複数の実数部の値及び虚数部の値に含まれるオフセ
   ット成分と利得差の双方又はいずれかを相殺すべく、該
   複数の実数部の値及び虚数部の値に対して所定の加算と
   減算の双方またはいずれかを行う第１の演算部とを具備
   し、 前記座標算出手段が、 前記第１の演算部の演算結果を用いて前記受信信号中の
   任意の周波数成分に対する振幅と位相角の双方又はいず
   れかを算出する第２の演算部を具備したことを特徴とす
   る位置検出装置。
2. 【請求項２】 多数のループコイルを位置検出方向に並
   設してなるセンス部と少なくともコイルを有する位置指
   示器との間の電磁作用に基づいて位置指示器による指定
   位置の座標値等を求める位置検出装置において、 前記センス部からの受信信号を受けてそれに基づいて信
   号処理を行う信号処理手段と、 前記位置指示器の座標を算出する座標算出手段とを有
   し、 前記信号処理手段が、 互いに直交関係にある１組の位相検波信号と該１組の位
   相検波信号のそれぞれと互いに反転関係にある別の１組
   の位相検波信号とを発生可能な位相検波信号発生部と、 前記４つの位相検波信号を切替える切替え部と、 前記４つの位相検波信号を前記受信信号に適用してアナ
   ログ的に乗算及び積分を実行し、該受信信号中の任意の
   周波数成分に対応する２つの実数部の値及び２つの虚数
   部の値を出力するアナログ位相検波部と、 前記２つの実数部の値及び２つの虚数部の値をデジタル
   信号に変換するアナログ・デジタル変換部と、 前記２つの実数部の値及び２つの虚数部の値に含まれる
   オフセット成分を相殺すべく、該２つの実数部の値及び
   ２つの虚数部の値に対して所定の減算を行う第１の演算
   部とを具備し、 前記座標算出手段が、 前記第１の演算部の演算結果を用いて前記受信信号中の
   任意の周波数成分に対する振幅と位相角の双方又はいず
   れかを算出する第２の演算部を具備したことを特徴とす
   る位置検出装置。
3. 【請求項３】 多数のループコイルを位置検出方向に並
   設してなるセンス部と少なくともコイルを有する位置指
   示器との間の電磁作用に基づいて位置指示器による指定
   位置の座標値等を求める位置検出装置において、 前記センス部からの受信信号を受けてそれに基づいて信
   号処理を行う信号処理手段と、 前記位置指示器の座標を算出する座標算出手段とを有
   し、 前記信号処理手段が、 ２つの互いに直交関係にある位相検波信号を発生可能な
   位相検波信号発生部と、 前記２つの位相検波信号を切替える切替え部と、 前記２つの位相検波信号を前記受信信号に適用してアナ
   ログ的に乗算及び積分を実行し、該受信信号中の任意の
   周波数成分に対応する２つの実数部の値及び２つの虚数
   部の値を出力するアナログ位相検波部と、 前記２つの実数部の値及び２つの虚数部の値をデジタル
   信号に変換するアナログ・デジタル変換部と、 前記２つの実数部の値及び２つの虚数部の値に含まれる
   利得差を相殺すべく、該２つの実数部の値及び２つの虚
   数部の値に対して所定の加算を行う第１の演算部とを具
   備し、 前記座標算出手段が、 前記第１の演算部の演算結果を用いて前記受信信号中の
   任意の周波数成分に対する振幅と位相角の双方又はいず
   れかを算出する第２の演算部を具備したことを特徴とす
   る位置検出装置。
4. 【請求項４】 前記信号処理手段における前記複数の位
   相検波信号が、互いに位相の９０゜異なる第１及び第２
   の位相検波信号並びに該第１及び該第２の位相検波信号
   とそれぞれ位相の１８０゜異なる第３及び第４の位相検
   波信号を含み、 前記アナログ位相検波部が、第１及び第２のアナログ位
   相検波器からなりかつそれぞれが乗算手段と積分手段と
   を含み、 前記複数の実数部の値及び虚数部の値が、 第１及び第３の位相検波信号による第１及び第２の位相
   検波器の出力であるそれぞれの実数部の値と、 第２及び第４の位相検波信号による第１及び第２の位相
   検波器の出力であるそれぞれの虚数部の値とからなり、 前記第１の演算部における所定の加算及び減算が、 第１及び第３の位相検波信号による第１の位相検波器の
   出力である実数部の値同士の差を算出しかつ第１及び第
   ３の位相検波信号による第２の位相検波器の出力である
   実数部の値同士の差を算出した後これらを加算する演
   算、又は第１の位相検波信号による第１及び第２の位相
   検波器の出力である実数部の値同士を加算しかつ第３の
   位相検波信号による第１及び第２の位相検波器の出力で
   ある実数部の値同士を加算した後これらの差を算出する
   演算と、 第２及び第４の位相検波信号による第１の位相検波器の
   出力である虚数部の値同士の差を算出しかつ第２及び第
   ４の位相検波信号による第２の位相検波器の出力である
   虚数部の値同士の差を算出した後これらを加算する演
   算、又は第２の位相検波信号による第１及び第２の位相
   検波器の出力である虚数部の値同士を加算しかつ第４の
   位相検波信号による第１及び第２の位相検波器の出力で
   ある虚数部の値同士を加算した後これらの差を算出する
   演算とを含み、 前記座標算出手段が、 前記第１の演算部の演算結果を用いて前記受信信号中の
   任意の周波数成分に対する振幅と位相角の双方又はいず
   れかを算出する第２の演算部を具備したことを特徴とす
   る請求項１に記載の位置検出装置。
5. 【請求項５】 前記信号処理手段における前記４つの位
   相検波信号とが、互いに位相の９０゜異なる第１及び第
   ２の位相検波信号並びに該第１及び該第２の位相検波信
   号とそれぞれ位相の１８０゜異なる第３及び第４の位相
   検波信号であり、 前記アナログ位相検波部が、第１及び第２のアナログ位
   相検波器からなりかつそれぞれが乗算手段と積分手段と
   を含み、 前記２つの実数部の値及び２つの虚数部の値が、 第１及び第３の位相検波信号による第１の位相検波器の
   出力であるそれぞれの実数部の値と、 第２及び第４の位相検波信号による第２の位相検波器の
   それぞれの虚数部の値とからなり、 前記第１の演算部における所定の減算が、 第１及び第３の位相検波信号による第１の位相検波器の
   実数部の値同士の差を算出し、第２及び第４の位相検波
   信号による第１の位相検波器の虚数部の値同士の差を算
   出する演算を含み、 前記座標算出手段が、 前記第１の演算部の演算結果を用いて前記受信信号中の
   任意の周波数成分に対する振幅と位相角の双方またはい
   ずれかを算出する第２の演算部を具備したことを特徴と
   する請求項２に記載の位置検出装置。
6. 【請求項６】 前記信号処理手段における前記２つの位
   相検波信号が、互いに位相の９０゜異なる第１及び第２
   の位相検波信号であり、 前記アナログ位相検波部が、第１及び第２のアナログ位
   相検波器からなりかつそれぞれが乗算手段と積分手段と
   を含み、 前記２つの実数部の値及び２つの虚数部の値が、 第１の位相検波信号による第１及び第２の位相検波器の
   出力であるそれぞれの実数部の値と、 第２の位相検波信号による第１及び第２の位相検波器の
   出力であるそれぞれの虚数部の値とからなり、 前記第１の演算部における所定の加算が、 第１の位相検波信号による第１及び第２の位相検波器の
   実数部の値同士の和を算出し、第２の位相検波信号によ
   る第１及び第２の位相検波器の虚数部の値同士の和を算
   出する演算を含み、 前記座標算出手段が、 前記第１の演算部の演算結果を用いて前記受信信号中の
   任意の周波数成分に対する振幅と位相角の双方又はいず
   れかを算出する第２の演算部を具備したことを特徴とす
   る請求項３に記載の位置検出装置。
7. 【請求項７】 前記位相検波信号発生部により発生され
   る位相検波信号が、極性切替信号であり、 前記アナログ位相検波器の乗算手段が、 前記受信信号の反転波形信号及び非反転波形信号を発生
   する手段と、 前記極性切替信号により制御され、該信号の極性反転周
   期と同一の周期で切替わるスイッチとを含み、 前記スイッチにより交互に切替えられる前記反転信号と
   前記非反転信号とからなる前記乗算手段の出力信号が、
   前記受信信号と双極性方形波との乗算処理の結果得られ
   る信号と等価であることを特徴とする請求項４乃至６の
   いずれかに記載の位置検出装置。
8. 【請求項８】 前記位相検波信号発生部により発生され
   る位相検波信号が、アナログサイン波信号であり、 前記アナログ位相検波器の乗算手段が、前記受信信号と
   前記アナログサイン波信号とを乗算するアナログ乗算器
   を含むことを特徴とする請求項４乃至６のいずれかに記
   載の位置検出装置。
9. 【請求項９】 前記位相検波信号発生部により発生され
   る位相検波信号が、デジタル疑似サイン信号であり、 前記アナログ位相検波器の乗算手段が、デジタル−アナ
   ログ変換器とアナログ乗算器とを含むことを特徴とする
   請求項４乃至６のいずれかに記載の位置検出装置。
10. 【請求項１０】 前記位相検波信号発生部により発生さ
    れる位相検波信号が、デジタル疑似サイン信号であり、 乗算型デジタル・アナログ変換器に前記デジタル疑似サ
    イン信号を入力しかつ該乗算型デジタル・アナログ変換
    器の参照信号として前記受信信号を入力することによ
    り、アナログ位相検波部の乗算手段を実現することを特
    徴とする請求項４乃至６のいずれかに記載の位置検出装
    置。
11. 【請求項１１】 多数のループコイルを位置検出方向に
    並設してなるセンス部と少なくともコイルを有する位置
    指示器との間の電磁作用に基づいて位置指示器による指
    定位置の座標値等を求める位置検出装置において、 前記センス部からの受信信号を受けてそれに基づいて信
    号処理を行う信号処理手段と、 前記位置指示器の座標を算出する座標算出手段とを有
    し、 前記信号処理手段が、 前記受信信号と同位相の第１の位相検波信号と、該受信
    信号と逆位相の第２の位相検波信号とを該受信信号から
    生成する位相検波信号発生部と、 前記第１の位相検波信号と前記第２の位相検波信号とを
    切替える切替部と、 前記第１及び第２の位相検波信号を前記受信信号に適用
    してアナログ的に乗算及び積分を実行し、該受信信号中
    の基本周波数成分に対応する２つの実数部の値を出力す
    るアナログ位相検波部と、 前記２つの実数部の値をデジタル信号に変換するアナロ
    グ・デジタル変換部と、 前記２つの実数部の値に含まれるオフセット成分を相殺
    すべく、該２つの実数部の値に対して所定の減算を行う
    第１の演算部とを具備し、 前記座標算出手段が、 前記第１の演算部の演算結果を用いて前記受信信号中の
    基本周波数成分に対する振幅を算出する第２の演算部を
    具備したことを特徴とする位置検出装置。
12. 【請求項１２】 前記第１及び第２の位相検波信号が、
    前記受信信号を比較器に入力し、その非反転出力及び反
    転出力をそれぞれ取出すことにより生成される極性切替
    信号であり、 前記アナログ位相検波器の乗算手段が、 前記受信信号の反転波形信号及び非反転波形信号を発生
    する手段と、 前記第１及び第２の位相検波信号である極性切替信号の
    極性反転周期と同一の周期で切替わるスイッチとを含
    み、 前記スイッチにより交互に切替えられる前記反転信号と
    前記非反転信号とからなる前記乗算手段の出力信号が、
    前記受信信号と双極性方形波との乗算処理の結果得られ
    る信号と等価であることを特徴とする請求項１１に記載
    の位置検出装置。
13. 【請求項１３】 前記第１及び第２の位相検波信号が、
    前記受信信号を演算増幅器に入力し、その非反転出力及
    び反転出力をそれぞれ取出すことにより生成される信号
    であり、 前記アナログ位相検波器の乗算手段が、前記受信信号と
    前記第１の位相検波信号又は前記受信信号と前記第２の
    位相検波信号とを乗算するアナログ乗算器を含むことを
    特徴とする請求項１１に記載の位置検出装置。
14. 【請求項１４】 前記アナログ位相検波部が、１つの乗
    算手段及び１つの積分手段を含むアナログ位相検波器か
    らなり、前記４つの位相検波信号を前記受信信号に順次
    適用して前記２つの実数部の値及び前記２つの虚数部の
    値を出力することを特徴とする請求項２に記載の位置検
    出装置。
15. 【請求項１５】 多数のループコイルを位置検出方向に
    並設してなるセンス部と少なくともコイルを有する位置
    指示器との間の電磁作用に基づいて位置指示器による指
    定位置の座標値等を求める位置検出方法であって、 前記センス部からの受信信号を受けてそれに基づいて信
    号処理を行うことにより前記位置指示器による座標を算
    出し、 前記信号処理において、 互いに直交関係にある位相検波信号と該位相検波信号の
    それぞれと互いに反転関係にある位相検波信号とを含む
    複数の位相検波信号を発生し、 前記複数の位相検波信号を切替え、 前記複数の位相検波信号を前記受信信号に適用してアナ
    ログ的に乗算及び積分を実行し、該受信信号中の任意の
    周波数成分に対応する複数の実数部の値及び虚数部の値
    を出力し、 前記複数の実数部の値及び虚数部の値をデジタル信号に
    変換し、 前記複数の実数部の値及び虚数部の値に含まれるオフセ
    ット成分と利得差の双方又はいずれかを相殺すべく、該
    複数の実数部の値及び虚数部の値に対して所定の加算と
    減算の双方又はいずれかを行い、 前記座標算出において、 前記加減算の結果得られた値を用いて前記受信信号中の
    任意の周波数成分に対する振幅と位相角の双方又はいず
    れかを算出することを特徴とする位置検出方法。
16. 【請求項１６】 前記複数の実数部の値及び虚数部の値
    に対して所定の加算と減算の双方又はいずれかを行った
    後に、デジタル信号に変換することを特徴とする請求項
    １５に記載の位置検出方法。
17. 【請求項１７】 多数のループコイルを位置検出方向に
    並設してなるセンス部と少なくともコイルを有する位置
    指示器との間の電磁作用に基づいて位置指示器による指
    定位置の座標値等を求める位置検出方法であって、 前記センス部からの受信信号を受けてそれに基づいて信
    号処理を行うことにより前記位置指示器の座標を算出
    し、 前記信号処理において、 互いに直交関係にある１組の位相検波信号と該１組の位
    相検波信号のそれぞれと互いに反転関係にある別の１組
    の位相検波信号とを発生し、 前記４つの位相検波信号を切替え、 前記４つの位相検波信号を前記受信信号に適用してアナ
    ログ的に乗算及び積分を実行し、該受信信号中の任意の
    周波数成分に対応する２つの実数部の値及び２つの虚数
    部の値を出力し、 前記２つの実数部の値及び２つの虚数部の値をデジタル
    信号に変換し、 前記２つの実数部の値及び２つの虚数部の値に含まれる
    オフセット成分を相殺すべく、該２つの実数部の値及び
    ２つの虚数部の値に対して所定の減算を行い、 前記座標算出において、 前記減算の結果得られる値を用いて前記受信信号中の任
    意の周波数成分に対する振幅と位相角の双方又はいずれ
    かを算出することを特徴とする位置検出方法。
18. 【請求項１８】 前記２つの実数部の値及び２つの虚数
    部の値に対して所定の減算を行った後に、デジタル信号
    に変換することを特徴とする請求項１７に記載の位置検
    出方法。
19. 【請求項１９】 多数のループコイルを位置検出方向に
    並設してなるセンス部と少なくともコイルを有する位置
    指示器との間の電磁作用に基づいて位置指示器による指
    定位置の座標値等を求める位置検出方法において、 前記センス部からの受信信号を受けてそれに基づいて信
    号処理を行うことにより前記位置指示器の座標を算出
    し、 前記信号処理において、 ２つの互いに直交関係にある位相検波信号を発生し、 前記２つの位相検波信号を切替え、 前記２つの位相検波信号を前記受信信号に適用してアナ
    ログ的に乗算及び積分を実行し、該受信信号中の任意の
    周波数成分に対応する２つの実数部の値及び２つの虚数
    部の値を出力し、 前記２つの実数部の値及び２つの虚数部の値をデジタル
    信号に変換し、 前記２つの実数部の値及び２つの虚数部の値に含まれる
    利得差を相殺すべく、該２つの実数部の値及び２つの虚
    数部の値に対して所定の加算を行い、 前記座標算出において、 前記第１の演算部の演算結果を用いて前記受信信号中の
    任意の周波数成分に対する振幅と位相角の双方又はいず
    れかを算出することを特徴とする位置検出方法。
20. 【請求項２０】 前記２つの実数部の値及び２つの虚数
    部の値に対して所定の加算を行った後に、デジタル信号
    に変換することを特徴とする請求項１９に記載の位置検
    出方法。
21. 【請求項２１】 多数のループコイルを位置検出方向に
    並設してなるセンス部と少なくともコイルを有する位置
    指示器との間の電磁作用に基づいて位置指示器による指
    定位置の座標値等を求める位置検出方法であって、 前記センス部からの受信信号を受けてそれに基づいて信
    号処理を行うことにより前記位置指示器の座標を算出
    し、 前記信号処理において、 前記受信信号と同位相の第１の位相検波信号と、該受信
    信号と逆位相の第２の位相検波信号とを該受信信号から
    生成し、 前記第１の位相検波信号と前記第２の位相検波信号とを
    切替え、 前記第１及び第２の位相検波信号を前記受信信号に適用
    してアナログ的に乗算及び積分を実行し、該受信信号中
    の基本周波数成分に対応する２つの実数部の値を出力
    し、 前記２つの実数部の値をデジタル信号に変換し、 前記２つの実数部の値に含まれるオフセット成分を相殺
    すべく、該２つの実数部の値に対して所定の減算を行
    い、 前記座標算出において、 前記減算の結果得られた値を用いて前記受信信号中の基
    本周波数成分に対する振幅を算出することを特徴とする
    位置検出方法。
22. 【請求項２２】 前記２つの実数部の値に対して所定の
    減算を行った後に、デジタル信号に変換することを特徴
    とする請求項２１に記載の位置検出方法。
23. 【請求項２３】 前記座標算出において、前記実数部の
    絶対値及び前記虚数部の絶対値のうち、大きい方をＢ、
    他方をＡ、及び算出される振幅をＬCとした場合、 近似式 ＬC＝Ｂ＋Ａ／２ を用いて振幅ＬCを算出し、
    複数の近接し合う前記ループコイルから得られた複数の
    ＬCの値に基づいて前記座標算出を行うことを特徴とす
    る請求項１５乃至２０のいずれかに記載の位置検出方
    法。
24. 【請求項２４】 前記座標算出において、前記実数部の
    絶対値及び前記虚数部の絶対値のうち、大きい方をＢ、
    他方をＡ、及び算出される位相角をθとした場合、 近似式 θ＝｛１．５Ａ／（Ｂ＋０．５Ａ）｝×Ｋ を
    用いて位相角θを算出し、Ｋは４５度に相当する角度を
    表す値とすることを特徴とする請求項１５乃至２０のい
    ずれかに記載の位置検出方法。
25. 【請求項２５】 請求項１乃至１０のいずれか又は請求
    項１４に記載の位置検出装置において、前記座標算出手
    段が、 近似式 ＬC＝Ｂ＋Ａ／２ （前記実数部の絶対値及び
    前記虚数部の絶対値のうち大きい方をＢ、他方をＡとす
    る）を用いて振幅ＬCを算出し、複数の近接し合う前記
    ループコイルから得られた複数のＬCの値に基づいて前
    記座標算出を行うことを特徴とする位置検出装置。
26. 【請求項２６】 請求項１乃至１０のいずれか又は請求
    項１４に記載の位置検出装置において、前記座標算出手
    段が、 近似式 θ＝｛１．５Ａ／（Ｂ＋０．５Ａ）｝×Ｋ
    （前記実数部の絶対値及び前記虚数部の絶対値のうち大
    きい方をＢ、他方をＡとする。Ｋは４５度に相当する角
    度を表す値）を用いて位相角θを算出することを特徴と
    する位置検出装置。