JPH07226632A - 分布増幅器 - Google Patents
分布増幅器Info
- Publication number
- JPH07226632A JPH07226632A JP1604994A JP1604994A JPH07226632A JP H07226632 A JPH07226632 A JP H07226632A JP 1604994 A JP1604994 A JP 1604994A JP 1604994 A JP1604994 A JP 1604994A JP H07226632 A JPH07226632 A JP H07226632A
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- JP
- Japan
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- transistor
- gate
- distributed amplifier
- high frequency
- cascode
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Abstract
(57)【要約】
【目的】従来のカスコード接続トランジスタを用いた分
布増幅器において、負性抵抗によるフィルタ回路損失低
減効果が、カスコード接続トランジスタを構成するゲー
ト接地トランジスタのゲートとソース間の容量の影響に
よって低減するという欠点を改善し、良好な高周波特性
を得る分布増幅器を提供する。 【構成】カスコード接続トランジスタを用いた分布増幅
器において、カスコード接続トランジスタを構成するゲ
ート接地トランジスタのゲート端子と電源もしくは電気
的接地との間に、インダクタもしくは伝送線路１０を挿
入する。
布増幅器において、負性抵抗によるフィルタ回路損失低
減効果が、カスコード接続トランジスタを構成するゲー
ト接地トランジスタのゲートとソース間の容量の影響に
よって低減するという欠点を改善し、良好な高周波特性
を得る分布増幅器を提供する。 【構成】カスコード接続トランジスタを用いた分布増幅
器において、カスコード接続トランジスタを構成するゲ
ート接地トランジスタのゲート端子と電源もしくは電気
的接地との間に、インダクタもしくは伝送線路１０を挿
入する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、カスコード接続トラン
ジスタを用いた分布増幅器に係り、特にその高周波特性
の改善技術に関する。
ジスタを用いた分布増幅器に係り、特にその高周波特性
の改善技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】図２は、従来の典型的なソース接地トラ
ンジスタを用いた分布増幅器の構成である。図中の記号
は、１、２はインダクタもしくは伝送線路、３はソース
接地トランジスタ、４、５は終端回路、６は電源（電気
的接地）、７は電気的接地を示す。図３は、電界効果ト
ランジスタ（ＦＥＴ）の簡略化した等価回路を示す。一
般に、ソース接地トランジスタを用いた分布増幅器で
は、図２の１、２のインダクタもしくは伝送線路と、図
３に示すトランジスタの寄生容量Ｃgs、Ｃdsにより、非
常にカットオフ周波数の高いフィルタ回路を入出力部に
構成する。この構成により、トランジスタがもつ寄生容
量の影響を少なくし広帯域な特性を得ることができるた
め、広帯域増幅器の代表的構成として広く利用されてい
る。しかしながら、この分布増幅器の入出力フィルタ回
路は理想的な無損失フィルタではなく、主にトランジス
タの抵抗成分Ｒi、Ｒdsによって減衰を生じる。このた
め、分布増幅器の透過特性は入出力フィルタ回路のカッ
トオフ周波数よりも低い周波数で劣化し、理想的広帯域
特性を実現できないという問題点があった。
ンジスタを用いた分布増幅器の構成である。図中の記号
は、１、２はインダクタもしくは伝送線路、３はソース
接地トランジスタ、４、５は終端回路、６は電源（電気
的接地）、７は電気的接地を示す。図３は、電界効果ト
ランジスタ（ＦＥＴ）の簡略化した等価回路を示す。一
般に、ソース接地トランジスタを用いた分布増幅器で
は、図２の１、２のインダクタもしくは伝送線路と、図
３に示すトランジスタの寄生容量Ｃgs、Ｃdsにより、非
常にカットオフ周波数の高いフィルタ回路を入出力部に
構成する。この構成により、トランジスタがもつ寄生容
量の影響を少なくし広帯域な特性を得ることができるた
め、広帯域増幅器の代表的構成として広く利用されてい
る。しかしながら、この分布増幅器の入出力フィルタ回
路は理想的な無損失フィルタではなく、主にトランジス
タの抵抗成分Ｒi、Ｒdsによって減衰を生じる。このた
め、分布増幅器の透過特性は入出力フィルタ回路のカッ
トオフ周波数よりも低い周波数で劣化し、理想的広帯域
特性を実現できないという問題点があった。
【０００３】このような問題点を解決する有効な回路構
成として、従来はカスコード接続トランジスタを用いた
分布増幅器が用いられてきた。図４は、従来の典型的な
カスコード接続トランジスタを用いた分布増幅器の構成
である。図中の記号は、１〜７は図２と同様のものを示
し、さらに８のゲート接地トランジスタが付加されてい
る。図５は、図４における９（９はカスコード接続トラ
ンジスタ）の部分を、図３に示した記号を用いて等価回
路に置き換えたものである。図中ソース接地トランジス
タのインピーダンスには１を、ゲート接地トランジスタ
のインピーダンスには２を記号の最後に付加し区別し
た。ここで、Ｒiは充分小さいとして無視すると、カス
コード接続トランジスタの出力インピーダンスは、一般
に数１で表わされる。
成として、従来はカスコード接続トランジスタを用いた
分布増幅器が用いられてきた。図４は、従来の典型的な
カスコード接続トランジスタを用いた分布増幅器の構成
である。図中の記号は、１〜７は図２と同様のものを示
し、さらに８のゲート接地トランジスタが付加されてい
る。図５は、図４における９（９はカスコード接続トラ
ンジスタ）の部分を、図３に示した記号を用いて等価回
路に置き換えたものである。図中ソース接地トランジス
タのインピーダンスには１を、ゲート接地トランジスタ
のインピーダンスには２を記号の最後に付加し区別し
た。ここで、Ｒiは充分小さいとして無視すると、カス
コード接続トランジスタの出力インピーダンスは、一般
に数１で表わされる。
【０００４】ここで、数１の第１式第２項の（ｇｍ2・
Ｚds2）／ｊωＣgs2の実部は、Ｚds≒Ｒds（Ｒds≪（１
／ωＣds）すなわちω≪（１／ＣdsＲds））となるよう
な低周波ではほぼ０であるが、Ｒds≒（１／ωＣds）
（すなわちω≒（１／ＣdsＲds））となるような高周波
帯では
Ｚds2）／ｊωＣgs2の実部は、Ｚds≒Ｒds（Ｒds≪（１
／ωＣds）すなわちω≪（１／ＣdsＲds））となるよう
な低周波ではほぼ０であるが、Ｒds≒（１／ωＣds）
（すなわちω≒（１／ＣdsＲds））となるような高周波
帯では
【０００５】となるので負性抵抗として作用する。一般
に、ＣgsはＣdsと比べて十分大きいため、このような高
周波帯（Ｒds≒（１／ωＣds）≫（１／ωＣgs））では
｜Ｚds1｜≫（１／ωＣgs2）という近似が成り立つ。こ
のため、数１の第１式第２項の係数をＺds1／（（１／
ｊωＣgs2）＋Ｚds1）≒１と理想的に近似できるので、
Ｚout(ω）の実部、すなわち、Ｚout(ω）＝Ｒout(ω）
＋（１／ｊωＣout(ω））としたときの、抵抗成分Ｒ
out（ω）（図６参照、図６の２０は実部に対応する抵
抗Ｒout（ω）、３０は虚部に対応する容量Ｃout(ω）
である。）は、高周波帯では数３のように表わされる。
に、ＣgsはＣdsと比べて十分大きいため、このような高
周波帯（Ｒds≒（１／ωＣds）≫（１／ωＣgs））では
｜Ｚds1｜≫（１／ωＣgs2）という近似が成り立つ。こ
のため、数１の第１式第２項の係数をＺds1／（（１／
ｊωＣgs2）＋Ｚds1）≒１と理想的に近似できるので、
Ｚout(ω）の実部、すなわち、Ｚout(ω）＝Ｒout(ω）
＋（１／ｊωＣout(ω））としたときの、抵抗成分Ｒ
out（ω）（図６参照、図６の２０は実部に対応する抵
抗Ｒout（ω）、３０は虚部に対応する容量Ｃout(ω）
である。）は、高周波帯では数３のように表わされる。
【０００６】通常のソース接地トランジスタの出力イン
ピーダンスの実部は
ピーダンスの実部は
【０００７】であり、数３の第１項に等しい。すなわち
このような高周波帯においては、数３の第２項の負性抵
抗成分により抵抗成分Ｒout(ω）が低下することがわか
る。その結果、従来のソース接地トランジスタを用いた
分布増幅器よりも、出力側フィルタの損失を低減するこ
とができる。図７に、Ｒout(ω）の高周波特性の比較図
を示す。図中の記号の、 １は、従来のソース接地トランジスタのＲout(ω） ２は、カスコード接続トランジスタ（短ゲート長）のＲ
out(ω） を示す。
このような高周波帯においては、数３の第２項の負性抵
抗成分により抵抗成分Ｒout(ω）が低下することがわか
る。その結果、従来のソース接地トランジスタを用いた
分布増幅器よりも、出力側フィルタの損失を低減するこ
とができる。図７に、Ｒout(ω）の高周波特性の比較図
を示す。図中の記号の、 １は、従来のソース接地トランジスタのＲout(ω） ２は、カスコード接続トランジスタ（短ゲート長）のＲ
out(ω） を示す。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、一般
に、ゲート長の短いトランジスタを用いた場合、短チャ
ネル効果によりＣgs（数３の第２項の分母）が減少し負
性抵抗成分が増大するため、この効果は高周波帯でさら
に顕著になる。しかし一方、このＣgsの減少によりＣgs
≒Ｃdsとなった場合、数１の第１式の第２項の係数項Ｚ
ds1／（（１／ｊωＣgs2）＋Ｚds1）の分母の１／ｊω
Ｃgs2はＺds1に比べて無視できなくなる。このため、こ
の係数項の影響により、高周波帯においても負性抵抗増
大効果が十分に得られないという問題点があった。
に、ゲート長の短いトランジスタを用いた場合、短チャ
ネル効果によりＣgs（数３の第２項の分母）が減少し負
性抵抗成分が増大するため、この効果は高周波帯でさら
に顕著になる。しかし一方、このＣgsの減少によりＣgs
≒Ｃdsとなった場合、数１の第１式の第２項の係数項Ｚ
ds1／（（１／ｊωＣgs2）＋Ｚds1）の分母の１／ｊω
Ｃgs2はＺds1に比べて無視できなくなる。このため、こ
の係数項の影響により、高周波帯においても負性抵抗増
大効果が十分に得られないという問題点があった。
【０００９】本発明の目的は、従来のカスコード接続ト
ランジスタを用いた分布増幅器において、負性抵抗によ
るフィルタ回路損失低減効果が、カスコード接続トラン
ジスタを構成するゲート接地トランジスタのゲートとソ
ース間の容量の影響によって低減するという欠点を改善
し、良好な高周波特性を得る分布増幅器を提供すること
にある。
ランジスタを用いた分布増幅器において、負性抵抗によ
るフィルタ回路損失低減効果が、カスコード接続トラン
ジスタを構成するゲート接地トランジスタのゲートとソ
ース間の容量の影響によって低減するという欠点を改善
し、良好な高周波特性を得る分布増幅器を提供すること
にある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
め、本発明では、カスコード接続トランジスタを用いた
分布増幅器において、カスコード接続トランジスタを構
成するゲート接地トランジスタのゲート端子と電源もし
くは電気的接地との間に、例えば図１に示すように、イ
ンダクタもしくは伝送線路１０を挿入することとする。
め、本発明では、カスコード接続トランジスタを用いた
分布増幅器において、カスコード接続トランジスタを構
成するゲート接地トランジスタのゲート端子と電源もし
くは電気的接地との間に、例えば図１に示すように、イ
ンダクタもしくは伝送線路１０を挿入することとする。
【００１１】
【作用】本発明の構成によれば、ゲート接地トランジス
タのゲート端子と電源もしくは電気的接地との間に挿入
したインダクタもしくは伝送線路のインダクタンスによ
るインピーダンスが、ゲートとソース間の容量のインピ
ーダンスを相殺することになる。このため、前記の負性
抵抗によるフィルタ損失低減効果を増大し、分布増幅器
の高周波特性を改善することが可能になる。
タのゲート端子と電源もしくは電気的接地との間に挿入
したインダクタもしくは伝送線路のインダクタンスによ
るインピーダンスが、ゲートとソース間の容量のインピ
ーダンスを相殺することになる。このため、前記の負性
抵抗によるフィルタ損失低減効果を増大し、分布増幅器
の高周波特性を改善することが可能になる。
【００１２】
【実施例】図１に本発明の実施例の回路構成を示す。図
示のものは、図４の分布増幅器における端子Ａ−Ｂ間の
回路構成のみを示したものである。本発明の第１の実施
例を図１（ａ）に示す。図中の記号６、８は図２と同一
のものを示しさらに１０で示したインダクタもしくは伝
送線路を付加している。これにより数１は、
示のものは、図４の分布増幅器における端子Ａ−Ｂ間の
回路構成のみを示したものである。本発明の第１の実施
例を図１（ａ）に示す。図中の記号６、８は図２と同一
のものを示しさらに１０で示したインダクタもしくは伝
送線路を付加している。これにより数１は、
【００１３】となる。ここでＬcgが、ゲート接地トラン
ジスタのゲート端子と接地（もしくは電源）の間に挿入
されたインダクタもしくは伝送線路のインダクタンス成
分を示す。係数項Ｚds1／（（１／ｊωＣgs2）＋
Ｚds1）の分母は、ｊωＬcgの付加により１／ｊωＣgs2
とｊωＬcgのインピーダンスが相殺し、負性抵抗効果を
増大することができる。本発明の回路のＲout(ω）の高
周波特性を、図７中に記号３で示す曲線で示した。この
図から、本発明第１の実施例のＲout(ω）は、２で示し
たカスコード接続トランジスタ（短ゲート長）のＲ
out(ω）よりも低い値を示すことがわかる。図１（ｂ）
は本発明の第２の実施例を示す。これは、１０で示した
インダクタもしくは伝送線路を電源とは別の独立した電
気的接地（高周波的接地は図中７で示した）に対して付
加したもので、１１で示す抵抗により、６の電源端子に
寄生するインピーダンスの回路特性に与える影響を低減
することができる。図中の１２は容量（高周波的短絡）
を示す。図１（ｃ）は、本発明の第３の実施例で、ゲー
ト接地トランジスタのゲートバイアスを自己バイアス回
路によって付加した場合である。この構成は、ゲート接
地トランジスタのゲートバイアス用電源端子が存在しな
いため、電源数を減らすことができる。図中の１３、１
４は抵抗もしくはダイオードを示す。
ジスタのゲート端子と接地（もしくは電源）の間に挿入
されたインダクタもしくは伝送線路のインダクタンス成
分を示す。係数項Ｚds1／（（１／ｊωＣgs2）＋
Ｚds1）の分母は、ｊωＬcgの付加により１／ｊωＣgs2
とｊωＬcgのインピーダンスが相殺し、負性抵抗効果を
増大することができる。本発明の回路のＲout(ω）の高
周波特性を、図７中に記号３で示す曲線で示した。この
図から、本発明第１の実施例のＲout(ω）は、２で示し
たカスコード接続トランジスタ（短ゲート長）のＲ
out(ω）よりも低い値を示すことがわかる。図１（ｂ）
は本発明の第２の実施例を示す。これは、１０で示した
インダクタもしくは伝送線路を電源とは別の独立した電
気的接地（高周波的接地は図中７で示した）に対して付
加したもので、１１で示す抵抗により、６の電源端子に
寄生するインピーダンスの回路特性に与える影響を低減
することができる。図中の１２は容量（高周波的短絡）
を示す。図１（ｃ）は、本発明の第３の実施例で、ゲー
ト接地トランジスタのゲートバイアスを自己バイアス回
路によって付加した場合である。この構成は、ゲート接
地トランジスタのゲートバイアス用電源端子が存在しな
いため、電源数を減らすことができる。図中の１３、１
４は抵抗もしくはダイオードを示す。
【００１４】図８に他の実施例の回路構成を示す。図８
（ａ）〜図８（ｃ）は、図４における９のカスコード接
続トランジスタの回路構成のみを示したもので、図中の
端子Ａ−Ｂ間には、図１（ａ）〜図１（ｃ）のいずれか
の回路構成が適用される。図８（ａ）は本発明第４の実
施例で、ここではさらに、カスコード接続トランジスタ
のトランジスタ間に１５のインダクタもしくは伝送線路
を挿入しており、数１の第２項の係数項Ｚds1／（（１
／ｊωＣgs2）＋Ｚds1）のＺds1（ソース接地トランジ
スタのドレインとソース間のインピーダンス）を調整可
能としたものである。図８（ｂ）は本発明第５の実施例
であり、同様の理由からソース接地トランジスタのソー
ス端子に１６のインダクタもしくは伝送線路を挿入した
ものである。図８（ｃ）は本発明第６の実施例であり、
１５、１６を併用したものを示した。
（ａ）〜図８（ｃ）は、図４における９のカスコード接
続トランジスタの回路構成のみを示したもので、図中の
端子Ａ−Ｂ間には、図１（ａ）〜図１（ｃ）のいずれか
の回路構成が適用される。図８（ａ）は本発明第４の実
施例で、ここではさらに、カスコード接続トランジスタ
のトランジスタ間に１５のインダクタもしくは伝送線路
を挿入しており、数１の第２項の係数項Ｚds1／（（１
／ｊωＣgs2）＋Ｚds1）のＺds1（ソース接地トランジ
スタのドレインとソース間のインピーダンス）を調整可
能としたものである。図８（ｂ）は本発明第５の実施例
であり、同様の理由からソース接地トランジスタのソー
ス端子に１６のインダクタもしくは伝送線路を挿入した
ものである。図８（ｃ）は本発明第６の実施例であり、
１５、１６を併用したものを示した。
【００１５】図９は、本発明第７の実施例であり、出力
側フィルタ回路に１７のインダクタもしくは伝送線路を
付加し、誘導Ｍ型構成にしたものである。ただし図中の
９のカスコード接続トランジスタの構成は、本発明第１
〜第３の実施例のいずれかを図４の端子Ａ−Ｂ間に適用
したカスコード接続トランジスタの構成か、第４〜第６
のいずれかの実施例が適用される。
側フィルタ回路に１７のインダクタもしくは伝送線路を
付加し、誘導Ｍ型構成にしたものである。ただし図中の
９のカスコード接続トランジスタの構成は、本発明第１
〜第３の実施例のいずれかを図４の端子Ａ−Ｂ間に適用
したカスコード接続トランジスタの構成か、第４〜第６
のいずれかの実施例が適用される。
【００１６】なお図２、図４および図９は便宜上、単位
回路構成４区間によって構成されたものを示したが、本
発明は任意の区間数に対し有効であり、また図中のＦＥ
Ｔ（電界効果型トランジスタ）は、全てバイポーラトラ
ンジスタに置換することが可能である。
回路構成４区間によって構成されたものを示したが、本
発明は任意の区間数に対し有効であり、また図中のＦＥ
Ｔ（電界効果型トランジスタ）は、全てバイポーラトラ
ンジスタに置換することが可能である。
【００１７】図１０は、従来の構成と本発明の第１の実
施例の分布増幅器の、透過特性Ｓ21の比較結果を示した
ものである。１８は本発明の分布増幅器の透過特性であ
り、１９は従来の分布増幅器の透過特性である。この結
果から、本発明の実施例の分布増幅器では従来に比べ、
高周波領域まで動作が可能であることがわかる。
施例の分布増幅器の、透過特性Ｓ21の比較結果を示した
ものである。１８は本発明の分布増幅器の透過特性であ
り、１９は従来の分布増幅器の透過特性である。この結
果から、本発明の実施例の分布増幅器では従来に比べ、
高周波領域まで動作が可能であることがわかる。
【００１８】
【発明の効果】以上説明したように、本発明により、カ
スコード接続トランジスタの負性抵抗効果を減少させる
ゲート接地トランジスタのゲート−ソース間容量の影響
を低減し、フィルタ回路損失の低減効果を増大すること
ができるため、高周波領域まで動作可能な広帯域分布増
幅器を実現できる利点をもつ。
スコード接続トランジスタの負性抵抗効果を減少させる
ゲート接地トランジスタのゲート−ソース間容量の影響
を低減し、フィルタ回路損失の低減効果を増大すること
ができるため、高周波領域まで動作可能な広帯域分布増
幅器を実現できる利点をもつ。
【図１】本発明の実施例の回路構成図。
【図２】従来のソース接地トランジスタを用いた分布増
幅器の回路構成図。
幅器の回路構成図。
【図３】電界効果トランジスタの等価回路図。
【図４】従来のカスコード接続トランジスタを用いた分
布増幅器の回路構成図。
布増幅器の回路構成図。
【図５】カスコード接続トランジスタの等価回路図。
【図６】カスコード接続トランジスタを用いた分布増幅
器の出力側フィルタ回路の等価回路図。
器の出力側フィルタ回路の等価回路図。
【図７】出力インピーダンスの実部の高周波特性比較
図。
図。
【図８】本発明の他の実施例の回路構成図。
【図９】本発明の別の実施例の回路構成図。
【図１０】本発明の実施例と従来例との透過特性比較例
図。
図。
１、２、１０、１５、１６、１７…インダクタもしくは
伝送線路 ３…ソース接地トランジスタ ４、５…終端回路 ６…電源（電気的接地） ７…電気的接地 ８…ゲート接地トランジスタ ９…カスコード
接続トランジスタ １１…抵抗 １２…容量（高
周波的短絡） １３、１４…抵抗もしくはダイオード ２０…カスコード接続トランジスタの出力インピーダン
スの実部 ３０…カスコード接続トランジスタの出力インピーダン
スの虚部
伝送線路 ３…ソース接地トランジスタ ４、５…終端回路 ６…電源（電気的接地） ７…電気的接地 ８…ゲート接地トランジスタ ９…カスコード
接続トランジスタ １１…抵抗 １２…容量（高
周波的短絡） １３、１４…抵抗もしくはダイオード ２０…カスコード接続トランジスタの出力インピーダン
スの実部 ３０…カスコード接続トランジスタの出力インピーダン
スの虚部
Claims (1)
- 【請求項１】カスコード接続トランジスタを用いた分布
増幅器において、カスコード接続トランジスタを構成す
るゲート接地トランジスタのゲート端子と電源もしくは
電気的接地との間にインダクタもしくは伝送線路を有す
ることを特徴とする分布増幅器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1604994A JP2901128B2 (ja) | 1994-02-10 | 1994-02-10 | 分布増幅器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1604994A JP2901128B2 (ja) | 1994-02-10 | 1994-02-10 | 分布増幅器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07226632A true JPH07226632A (ja) | 1995-08-22 |
| JP2901128B2 JP2901128B2 (ja) | 1999-06-07 |
Family
ID=11905729
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1604994A Expired - Lifetime JP2901128B2 (ja) | 1994-02-10 | 1994-02-10 | 分布増幅器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2901128B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009171048A (ja) * | 2008-01-11 | 2009-07-30 | Fujitsu Ltd | カスコード増幅器を用いた回路 |
| EP4199353A1 (en) * | 2021-12-15 | 2023-06-21 | Qorvo US, Inc. | Reactance cancelling radio frequency circuit array |
-
1994
- 1994-02-10 JP JP1604994A patent/JP2901128B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009171048A (ja) * | 2008-01-11 | 2009-07-30 | Fujitsu Ltd | カスコード増幅器を用いた回路 |
| EP4199353A1 (en) * | 2021-12-15 | 2023-06-21 | Qorvo US, Inc. | Reactance cancelling radio frequency circuit array |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2901128B2 (ja) | 1999-06-07 |
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