JP3517780B2 - 能動終端回路およびこれを用いた分布増幅器 - Google Patents
能動終端回路およびこれを用いた分布増幅器Info
- Publication number
- JP3517780B2 JP3517780B2 JP2000044977A JP2000044977A JP3517780B2 JP 3517780 B2 JP3517780 B2 JP 3517780B2 JP 2000044977 A JP2000044977 A JP 2000044977A JP 2000044977 A JP2000044977 A JP 2000044977A JP 3517780 B2 JP3517780 B2 JP 3517780B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- terminal
- termination circuit
- transistor
- active termination
- distributed amplifier
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Landscapes
- Microwave Amplifiers (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、広帯域化を図った
能動終端回路およびこれを用いた分布増幅器に関するも
のである。
能動終端回路およびこれを用いた分布増幅器に関するも
のである。
【０００２】
【従来の技術】一般に、分布増幅器では、トランジスタ
の人出力の容量と伝送回路のインダクタンス成分によ
り、非常に遮断周波数の高い特性インピーダンス５０Ω
のＬＣ伝送線路が構成されるため、トランジスタの入出
力の容量の影響はこの伝送回路に取り込まれる形で打ち
消される。このため、分布増幅器は広帯域化に適してお
り、無線通信装置や光伝送装置、測定装置など広帯域な
増幅が必要な分野に広く使用されている。
の人出力の容量と伝送回路のインダクタンス成分によ
り、非常に遮断周波数の高い特性インピーダンス５０Ω
のＬＣ伝送線路が構成されるため、トランジスタの入出
力の容量の影響はこの伝送回路に取り込まれる形で打ち
消される。このため、分布増幅器は広帯域化に適してお
り、無線通信装置や光伝送装置、測定装置など広帯域な
増幅が必要な分野に広く使用されている。
【０００３】図６は従来の一般的な分布増幅器の構成を
示す図である。図中、５１は入力端子、５２は出力端
子、５３は抵抗値Ｒiの入力側の終端抵抗、５４は抵抗
値Ｒoの出力側の終端抵抗、６１（６１ａ〜６１ｈ）は
入力側伝送線路、６２（６２ａ〜６２ｈ）は出力側伝送
線路、６３（６３ａ〜６３ｄ）はソース接地の電界効果
トランジスタである。
示す図である。図中、５１は入力端子、５２は出力端
子、５３は抵抗値Ｒiの入力側の終端抵抗、５４は抵抗
値Ｒoの出力側の終端抵抗、６１（６１ａ〜６１ｈ）は
入力側伝送線路、６２（６２ａ〜６２ｈ）は出力側伝送
線路、６３（６３ａ〜６３ｄ）はソース接地の電界効果
トランジスタである。
【０００４】この図では、単位増幅素子としてソース接
地の電界効果トランジスタ６３が用いられており、単位
増幅素子と伝送線路で構成された単位回路（以下、セク
ションと呼ぶ。）が４個接続された構成となっている。
一般に、分布増幅器の利得特性、反射特性を広帯域に良
好なものとするために、伝送回路の特性インピーダン
ス、終端抵抗５３，５４の抵抗値Ｒi、Ｒoは５０Ωに設
定される。
地の電界効果トランジスタ６３が用いられており、単位
増幅素子と伝送線路で構成された単位回路（以下、セク
ションと呼ぶ。）が４個接続された構成となっている。
一般に、分布増幅器の利得特性、反射特性を広帯域に良
好なものとするために、伝送回路の特性インピーダン
ス、終端抵抗５３，５４の抵抗値Ｒi、Ｒoは５０Ωに設
定される。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】ところが、従来の分布
増幅器は前述したように広帯域化に適しているが、以下
に述べるように雑音特性が悪いという欠点がある。
増幅器は前述したように広帯域化に適しているが、以下
に述べるように雑音特性が悪いという欠点がある。
【０００６】図７は図６の従来の分布増幅器の低周波で
の等価回路を示す図である。低周波では伝送線路の効果
が発揮されないため、ただ単に分布増幅器はソース接地
トランジスタ６３が４個並列接続された回路となり、そ
の入力端子５１に抵抗値Ｒiの終端抵抗５３、出力端子
５２に抵抗値Ｒoの終端抵抗５４が接続される。この図
７から、低周波では終端抵抗５３の雑音が増幅されて出
力端子５２に発生し、分布増幅器の雑音特性を劣化させ
ることが分かる。
の等価回路を示す図である。低周波では伝送線路の効果
が発揮されないため、ただ単に分布増幅器はソース接地
トランジスタ６３が４個並列接続された回路となり、そ
の入力端子５１に抵抗値Ｒiの終端抵抗５３、出力端子
５２に抵抗値Ｒoの終端抵抗５４が接続される。この図
７から、低周波では終端抵抗５３の雑音が増幅されて出
力端子５２に発生し、分布増幅器の雑音特性を劣化させ
ることが分かる。
【０００７】このように、従来の分布増幅器では、低周
波での雑音指数が大きいという欠点があるため、通信装
置の受信部などの微弱な信号を増幅する部分に使用する
場合に、雑音信号による受信感度の劣化を生じるなどの
問題があった。 図８は従来の分布増幅器の特性の代表
例を示す図である。図８において、Ｓ21は利得、Ｓ11、
Ｓ22はそれぞれ入力、出力の反射係数、ＮＦは雑音指数
である。この特性例では、利得Ｓ21は１０ＧＨｚ付近ま
で平坦になっているが、雑音指数ＮＦは低周波で劣化し
ており、ほぼ帯域の半分にあたる５ＧＨｚ付近まで雑音
劣化の影響がでていることがわかる。
波での雑音指数が大きいという欠点があるため、通信装
置の受信部などの微弱な信号を増幅する部分に使用する
場合に、雑音信号による受信感度の劣化を生じるなどの
問題があった。 図８は従来の分布増幅器の特性の代表
例を示す図である。図８において、Ｓ21は利得、Ｓ11、
Ｓ22はそれぞれ入力、出力の反射係数、ＮＦは雑音指数
である。この特性例では、利得Ｓ21は１０ＧＨｚ付近ま
で平坦になっているが、雑音指数ＮＦは低周波で劣化し
ており、ほぼ帯域の半分にあたる５ＧＨｚ付近まで雑音
劣化の影響がでていることがわかる。
【０００８】この問題点を解決するために、図９に示す
ような能動終端回路を用いた分布増幅器が従来提案され
ている（特開平７−１７０１３８）。図９中の能動終端
回路は、ソース接地の電界効果トランジスタ８４のドレ
イン端子とゲート端子間に抵抗値Ｒ1の抵抗素子８５を
接続し、ドレイン端子と電源端子８７間に抵抗値Ｒ2の
抵抗素子８６を接続して構成したものである。
ような能動終端回路を用いた分布増幅器が従来提案され
ている（特開平７−１７０１３８）。図９中の能動終端
回路は、ソース接地の電界効果トランジスタ８４のドレ
イン端子とゲート端子間に抵抗値Ｒ1の抵抗素子８５を
接続し、ドレイン端子と電源端子８７間に抵抗値Ｒ2の
抵抗素子８６を接続して構成したものである。
【０００９】ここで、この図９の回路を用いた作用につ
いて説明する。図９のａ点から能動終端回路を見たとき
のインピーダンスＺと、ａ点での雑音電圧enzを導くた
めに、図１０に能動終端回路の雑音に対する等価回路
を、図１１に信号に対する等価回路を、図１２に信号に
対する等価回路を等価抵抗９２および等価容量９１で表
示した場合を示した。図１０、図１１、図１２におい
て、ｇmはソース接地の電界効果トランジスタ８４の相
互コンダクタンス、Ｃgsはソース接地の電界効果トラン
ジスタ８４のゲート・ソース間容量、idnはソース接地
の電界効果トランジスタ８４の雑音電流源、en1は抵抗
値Ｒ1の抵抗素子８５の雑音電圧源、en2は抵抗値Ｒ2の
抵抗素子８６の雑音電圧源を示す。
いて説明する。図９のａ点から能動終端回路を見たとき
のインピーダンスＺと、ａ点での雑音電圧enzを導くた
めに、図１０に能動終端回路の雑音に対する等価回路
を、図１１に信号に対する等価回路を、図１２に信号に
対する等価回路を等価抵抗９２および等価容量９１で表
示した場合を示した。図１０、図１１、図１２におい
て、ｇmはソース接地の電界効果トランジスタ８４の相
互コンダクタンス、Ｃgsはソース接地の電界効果トラン
ジスタ８４のゲート・ソース間容量、idnはソース接地
の電界効果トランジスタ８４の雑音電流源、en1は抵抗
値Ｒ1の抵抗素子８５の雑音電圧源、en2は抵抗値Ｒ2の
抵抗素子８６の雑音電圧源を示す。
【００１０】これらの等価回路から低周波での能動終端
回路のインピーダンスＺと雑音電圧enzを求めると、以
下のようになる。ただし、ｋはボルツマン定数、Ｔは絶
対温度、Ｐはソース接地の電界効果トランジスタ８４の
雑音電流のパラメータであり、このＰはほぼ１である。 ここで、 である。
回路のインピーダンスＺと雑音電圧enzを求めると、以
下のようになる。ただし、ｋはボルツマン定数、Ｔは絶
対温度、Ｐはソース接地の電界効果トランジスタ８４の
雑音電流のパラメータであり、このＰはほぼ１である。 ここで、 である。
【００１１】一方、図６の従来の分布増幅器の抵抗値Ｒ
iの終端抵抗５３のインピーダンスＺと雑音電圧enzは、 のようになる。
iの終端抵抗５３のインピーダンスＺと雑音電圧enzは、 のようになる。
【００１２】図９の従来の能動終端回路を用いた分布増
幅器では、その能動終端回路のインピーダンスＺを図６
の終端抵抗５３（Ｒi）と同じ５０Ωにしたとき、能動
終端回路の雑音電圧が図６の従来の分布増幅器の終端抵
抗５３（Ｒi）に比較して小さくなるため、雑音指数が
従来に比較して改善される。
幅器では、その能動終端回路のインピーダンスＺを図６
の終端抵抗５３（Ｒi）と同じ５０Ωにしたとき、能動
終端回路の雑音電圧が図６の従来の分布増幅器の終端抵
抗５３（Ｒi）に比較して小さくなるため、雑音指数が
従来に比較して改善される。
【００１３】ここで数値例を示すと、ソース接地の電界
効果トランジスタ８４として、ゲート幅150μｍ、ゲー
ト長0.3μｍのGaAs MESFETを用いた場合、ｇmは通常29.
5ｍＳであり、抵抗素子８５の抵抗値Ｒ1を1,000Ω、抵
抗素子８６の抵抗値Ｒ2を2,000Ωとすると、能動終端回
路のインピーダンスは(1)式より５０Ωになり、このと
き(2)式のＺeffは３５Ω以下になる。一方、従来の分布
増幅器の終端抵抗５３では、Ｒi＝５０Ωに設定するた
め、(2)式と(4)式を比較すると、能動終端回路の方が雑
音電圧が減少していることがわかる。
効果トランジスタ８４として、ゲート幅150μｍ、ゲー
ト長0.3μｍのGaAs MESFETを用いた場合、ｇmは通常29.
5ｍＳであり、抵抗素子８５の抵抗値Ｒ1を1,000Ω、抵
抗素子８６の抵抗値Ｒ2を2,000Ωとすると、能動終端回
路のインピーダンスは(1)式より５０Ωになり、このと
き(2)式のＺeffは３５Ω以下になる。一方、従来の分布
増幅器の終端抵抗５３では、Ｒi＝５０Ωに設定するた
め、(2)式と(4)式を比較すると、能動終端回路の方が雑
音電圧が減少していることがわかる。
【００１４】このように、ソース接地の電界効果トラン
ジスタ８４としてｇmの大きいトランジスタ（すなわち
ゲート幅の大きいトランジスタ）を用いて能動終端回路
を構成すれば、従来の終端抵抗５３による構成に比べて
低雑音化を図ることができる。しかしながら、低雑音化
を図るためによりゲート幅の大きいトランジスタを用い
ると、図１２および(1)式からもわかるようにそのゲー
ト・ソース間容量Ｃgsの影響で高周波での周波数特性に
劣化が生じ、インダクタやキャパシタなどのリアクタン
ス素子を用いた整合回路を付加しなければならないとい
う新たな問題点を生じていた。
ジスタ８４としてｇmの大きいトランジスタ（すなわち
ゲート幅の大きいトランジスタ）を用いて能動終端回路
を構成すれば、従来の終端抵抗５３による構成に比べて
低雑音化を図ることができる。しかしながら、低雑音化
を図るためによりゲート幅の大きいトランジスタを用い
ると、図１２および(1)式からもわかるようにそのゲー
ト・ソース間容量Ｃgsの影響で高周波での周波数特性に
劣化が生じ、インダクタやキャパシタなどのリアクタン
ス素子を用いた整合回路を付加しなければならないとい
う新たな問題点を生じていた。
【００１５】本発明の目的は、上記した欠点を解決し、
低雑音で広帯域な特性を有する分布増幅器を実現できる
能動終端回路およびその分布増幅器を提供することにあ
る。
低雑音で広帯域な特性を有する分布増幅器を実現できる
能動終端回路およびその分布増幅器を提供することにあ
る。
【００１６】
【課題を解決するための手段】課題を解決するための第
１の発明は、ソース端子あるいはエミッタ端子が接地さ
れた第１のトランジスタと、ゲート端子あるいはベース
端子が接地され、ソース端子あるいはエミッタ端子が前
記第１のトランジスタのドレイン端子あるいはコレクタ
端子に接続された第２のトランジスタと、前記第１のト
ランジスタのゲート端子あるいはベース端子に一端が接
続され、他端が前記第２のトランジスタのドレイン端子
あるいはコレクタ端子に接続された第１の抵抗素子と、
前記第２のトランジスタのドレイン端子あるいはコレク
タ端子に一端が接続され、他端が電源端子に接続された
第２の抵抗素子とから構成され、前記第１のトランジス
タのゲート端子あるいはベース端子から引き出した端子
を入力端子とするよう構成した。
１の発明は、ソース端子あるいはエミッタ端子が接地さ
れた第１のトランジスタと、ゲート端子あるいはベース
端子が接地され、ソース端子あるいはエミッタ端子が前
記第１のトランジスタのドレイン端子あるいはコレクタ
端子に接続された第２のトランジスタと、前記第１のト
ランジスタのゲート端子あるいはベース端子に一端が接
続され、他端が前記第２のトランジスタのドレイン端子
あるいはコレクタ端子に接続された第１の抵抗素子と、
前記第２のトランジスタのドレイン端子あるいはコレク
タ端子に一端が接続され、他端が電源端子に接続された
第２の抵抗素子とから構成され、前記第１のトランジス
タのゲート端子あるいはベース端子から引き出した端子
を入力端子とするよう構成した。
【００１７】第２の発明は、入力側伝送線路と出力側伝
送線路の間に複数の増幅素子を分布接続し、前記入力側
伝送線路の入力端子側と反対側に入力側終端回路を接続
し、前記出力側伝送線路の出力端子側と反対側に出力側
終端回路を接続した分布増幅器において、前記第１の発
明の能動終端回路の前記入力端子を前記入力側伝送線路
の前記入力端子側と反対側に接続し、前記能動終端回路
を前記入力側終端回路として用いた。
送線路の間に複数の増幅素子を分布接続し、前記入力側
伝送線路の入力端子側と反対側に入力側終端回路を接続
し、前記出力側伝送線路の出力端子側と反対側に出力側
終端回路を接続した分布増幅器において、前記第１の発
明の能動終端回路の前記入力端子を前記入力側伝送線路
の前記入力端子側と反対側に接続し、前記能動終端回路
を前記入力側終端回路として用いた。
【００１８】
【発明の実施の形態】本発明は、図９に示した従来のソ
ース接地の電界効果トランジスタ８４の代わりにカスコ
ード接続の電界効果トランジスタを使用することで、イ
ンダクタやキャパシタなどのリアクタンス素子を用いた
整合回路を付加せずに広帯域化を図ることのできる能動
終端回路を構成することを最も主要な特徴とする。その
ため、この能動終端回路を使用することにより、小型で
広帯域な分布増幅器を実現できる。以下、詳しく説明す
る。
ース接地の電界効果トランジスタ８４の代わりにカスコ
ード接続の電界効果トランジスタを使用することで、イ
ンダクタやキャパシタなどのリアクタンス素子を用いた
整合回路を付加せずに広帯域化を図ることのできる能動
終端回路を構成することを最も主要な特徴とする。その
ため、この能動終端回路を使用することにより、小型で
広帯域な分布増幅器を実現できる。以下、詳しく説明す
る。
【００１９】［第１の実施形態］図１は本発明の第１の
実施形態の能動終端回路の構成を示す回路図であって、
請求項１の発明に対応する。図１の能動終端回路は、ソ
ース接地の電界効果トランジスタ２のドレイン端子とゲ
ート接地の電界効果トランジスタ３のソース端子を接続
してカスコード接続とし、ゲート接地の電界効果トラン
ジスタ３のドレイン端子とソース接地の電界効果トラン
ジスタ２のゲート端子間に抵抗値Ｒ1の抵抗素子４を接
続し、ゲート接地の電界効果トランジスタ３のドレイン
端子と電源端子６間に抵抗値Ｒ2の抵抗素子５を接続し
て構成したものである。
実施形態の能動終端回路の構成を示す回路図であって、
請求項１の発明に対応する。図１の能動終端回路は、ソ
ース接地の電界効果トランジスタ２のドレイン端子とゲ
ート接地の電界効果トランジスタ３のソース端子を接続
してカスコード接続とし、ゲート接地の電界効果トラン
ジスタ３のドレイン端子とソース接地の電界効果トラン
ジスタ２のゲート端子間に抵抗値Ｒ1の抵抗素子４を接
続し、ゲート接地の電界効果トランジスタ３のドレイン
端子と電源端子６間に抵抗値Ｒ2の抵抗素子５を接続し
て構成したものである。
【００２０】ここで、ソース接地の電界効果トランジス
タ２およびゲート接地の電界効果トランジスタ３のゲー
ト幅および電気的特性を同一であると仮定し、相互コン
ダクタンスｇmおよびゲート・ソース間容量Ｃgsのみで
表現した場合の信号に対する等価回路を、等価抵抗８，
１０、等価インダクタンス９および等価容量７で表示し
た場合を図２に示す。この等価回路より図１のａ点から
能動終端回路を見たときの低周波でのインピーダンスＺ
を求めると、 のようになる。
タ２およびゲート接地の電界効果トランジスタ３のゲー
ト幅および電気的特性を同一であると仮定し、相互コン
ダクタンスｇmおよびゲート・ソース間容量Ｃgsのみで
表現した場合の信号に対する等価回路を、等価抵抗８，
１０、等価インダクタンス９および等価容量７で表示し
た場合を図２に示す。この等価回路より図１のａ点から
能動終端回路を見たときの低周波でのインピーダンスＺ
を求めると、 のようになる。
【００２１】このように、図２と図１２あるいは(1)式
と(5)式を比較してみると、カスコード接続の電界効果
トランジスタ２，３を用いることにより、発生する図２
のインダクタンス９が容量７の周波数特性への影響を打
ち消すように作用するため、ソース接地の電界効果トラ
ンジスタ８４を用いた図９の場合に比較して高周波での
周波数特性に劣化が生ぜず、周波数特性を改善するため
にインダクタやキャパシタなどのリアクタンス素子を用
いた整合回路を付加しなければならないという問題点を
解決することができる。
と(5)式を比較してみると、カスコード接続の電界効果
トランジスタ２，３を用いることにより、発生する図２
のインダクタンス９が容量７の周波数特性への影響を打
ち消すように作用するため、ソース接地の電界効果トラ
ンジスタ８４を用いた図９の場合に比較して高周波での
周波数特性に劣化が生ぜず、周波数特性を改善するため
にインダクタやキャパシタなどのリアクタンス素子を用
いた整合回路を付加しなければならないという問題点を
解決することができる。
【００２２】ここで、ソース接地の電界効果トランジス
タ８４を用いた場合（図９）と、カスコード接続の電界
効果トランジスタ２，３を用いた場合（図１）の能動終
端回路の直列等価抵抗Ｒ（ａ点から能動終端回路を見た
ときのインピーダンスの実数成分）の周波数特性の比較
例を図３の(a)、(b)に示す。図１のソース接地の電界効
果トランジスタ２、ゲート接地の電界効果トランジスタ
３、および図９のソース接地の電界効果トランジスタ８
４として、ゲート幅150μｍ、ゲート長0.3μｍのGaAs M
ESFETを用いた場合、ｇmは通常29.5ｍＳ、Ｃgsは0.24 p
Fある。また、図１および図９において、抵抗素子４，
８５の抵抗値Ｒ1を1,000Ω、抵抗素子５，８６の抵抗値
Ｒ2を2,000Ωと仮定している。
タ８４を用いた場合（図９）と、カスコード接続の電界
効果トランジスタ２，３を用いた場合（図１）の能動終
端回路の直列等価抵抗Ｒ（ａ点から能動終端回路を見た
ときのインピーダンスの実数成分）の周波数特性の比較
例を図３の(a)、(b)に示す。図１のソース接地の電界効
果トランジスタ２、ゲート接地の電界効果トランジスタ
３、および図９のソース接地の電界効果トランジスタ８
４として、ゲート幅150μｍ、ゲート長0.3μｍのGaAs M
ESFETを用いた場合、ｇmは通常29.5ｍＳ、Ｃgsは0.24 p
Fある。また、図１および図９において、抵抗素子４，
８５の抵抗値Ｒ1を1,000Ω、抵抗素子５，８６の抵抗値
Ｒ2を2,000Ωと仮定している。
【００２３】従来のソース接地の電界効果トランジスタ
８４を用いた能動終端回路（図９）の場合、図３の(a)
に示すように、直列等価抵抗Ｒは単調減少し、４５Ω以
上となるのは４ＧＨｚまでである。一方、カスコード接
続した電界効果トランジスタ２，３を用いた本実施形態
の能動終端回路（図１）の場合、図３の(b)に示すよう
に、直列等価抵抗Ｒは周波数の増加に伴い一度増加した
後に減少し、５５Ω以下４５Ω以上となるのは１３ＧＨ
ｚまでである。すなわち、従来に比べて３倍以上の広帯
域化を図ることができる。
８４を用いた能動終端回路（図９）の場合、図３の(a)
に示すように、直列等価抵抗Ｒは単調減少し、４５Ω以
上となるのは４ＧＨｚまでである。一方、カスコード接
続した電界効果トランジスタ２，３を用いた本実施形態
の能動終端回路（図１）の場合、図３の(b)に示すよう
に、直列等価抵抗Ｒは周波数の増加に伴い一度増加した
後に減少し、５５Ω以下４５Ω以上となるのは１３ＧＨ
ｚまでである。すなわち、従来に比べて３倍以上の広帯
域化を図ることができる。
【００２４】［第２の実施形態］図４は本発明の第１の
実施形態の能動終端回路を用いた分布増幅器の構成を示
す回路図であって、請求項２の発明に対応する。図中、
２１は入力端子、２２は出力端子、２４は抵抗値Ｒoの
出力側終端抵抗、３１（３１ａ〜３１ｈ）は入力側伝送
線路、３２（３２ａ〜３２ｈ）は出力側伝送線路、３３
（３３ａ〜３３ｄ），３４はソース接地の電界効果トラ
ンジスタ、３５はゲート接地の電界効果トランジスタ、
３６は抵抗値Ｒ1の抵抗素子、３７は抵抗値Ｒ2の抵抗素
子、３８は電源端子である。
実施形態の能動終端回路を用いた分布増幅器の構成を示
す回路図であって、請求項２の発明に対応する。図中、
２１は入力端子、２２は出力端子、２４は抵抗値Ｒoの
出力側終端抵抗、３１（３１ａ〜３１ｈ）は入力側伝送
線路、３２（３２ａ〜３２ｈ）は出力側伝送線路、３３
（３３ａ〜３３ｄ），３４はソース接地の電界効果トラ
ンジスタ、３５はゲート接地の電界効果トランジスタ、
３６は抵抗値Ｒ1の抵抗素子、３７は抵抗値Ｒ2の抵抗素
子、３８は電源端子である。
【００２５】この図では、単位増幅素子としてソース接
地の電界効果トランジスタ３３が用いられており、単位
増幅素子と伝送線路で構成されたセクションが４個接続
された構成となっている。また、能動終端回路は、ソー
ス接地の電界効果トランジスタ３４のドレイン端子とゲ
ート接地の電界効果トランジスタ３５のソース端子を接
続してカスコード接続とし、ゲート接地の電界効果トラ
ンジスタ３５のドレイン端子とソース接地の電界効果ト
ランジスタ３４のゲート端子間に抵抗値Ｒ1の抵抗素子
３６を接続し、ゲート接地の電界効果トランジスタ３５
のドレイン端子と電源端子３８間に抵抗値Ｒ2の抵抗素
子３７を接続した構成となっている。
地の電界効果トランジスタ３３が用いられており、単位
増幅素子と伝送線路で構成されたセクションが４個接続
された構成となっている。また、能動終端回路は、ソー
ス接地の電界効果トランジスタ３４のドレイン端子とゲ
ート接地の電界効果トランジスタ３５のソース端子を接
続してカスコード接続とし、ゲート接地の電界効果トラ
ンジスタ３５のドレイン端子とソース接地の電界効果ト
ランジスタ３４のゲート端子間に抵抗値Ｒ1の抵抗素子
３６を接続し、ゲート接地の電界効果トランジスタ３５
のドレイン端子と電源端子３８間に抵抗値Ｒ2の抵抗素
子３７を接続した構成となっている。
【００２６】図５は図４の分布増幅器の利得Ｓ21、雑音
指数ＮＦ、入力，出力の反射係数Ｓ 11，Ｓ22の周波数特
性を示す図である。この図５の雑音指数を図８の従来の
結果と比較すると、低周波では７ＧＨｚ付近まで改善さ
れており、最大で１ｄＢ程度の大きな改善が見られるこ
とがわかる。また、利得Ｓ21の周波数特性は従来の分布
増幅器と遜色ないものとなっていることがわかる。
指数ＮＦ、入力，出力の反射係数Ｓ 11，Ｓ22の周波数特
性を示す図である。この図５の雑音指数を図８の従来の
結果と比較すると、低周波では７ＧＨｚ付近まで改善さ
れており、最大で１ｄＢ程度の大きな改善が見られるこ
とがわかる。また、利得Ｓ21の周波数特性は従来の分布
増幅器と遜色ないものとなっていることがわかる。
【００２７】［その他の実施形態］以上述べた実施形態
は全て本発明の実施形態を例示的に示すものであって限
定的に示すものではなく、本発明は他の種々の変形態様
および変更態様で実施することができる。従って本発明
の範囲は特許請求の範囲およびその均等範囲によっての
み規定されるものである。たとえば、電界効果トランジ
スタはバイポーラトランジスタと置換でき、このときゲ
ート端子はベース端子に、ドレイン端子はコレクタ端子
に、ソース端子はエミッタ端子に対応する。
は全て本発明の実施形態を例示的に示すものであって限
定的に示すものではなく、本発明は他の種々の変形態様
および変更態様で実施することができる。従って本発明
の範囲は特許請求の範囲およびその均等範囲によっての
み規定されるものである。たとえば、電界効果トランジ
スタはバイポーラトランジスタと置換でき、このときゲ
ート端子はベース端子に、ドレイン端子はコレクタ端子
に、ソース端子はエミッタ端子に対応する。
【００２８】
【発明の効果】本発明における能動終端回路は、従来の
ソース接地のトランジスタの代わりにカスコード接続の
トランジスタを使用することでインダクタやキャパシタ
などのリアクタンス素子を用いた整合回路を付加せずに
広帯域化を図ることができる。そのため、この能動終端
回路を使用することにより、小型で広帯域な分布増幅器
を実現でき、無線通信装置や光伝送装置、測定装置など
広帯域な増幅が必要な分野に広く適用できるという利点
がある。
ソース接地のトランジスタの代わりにカスコード接続の
トランジスタを使用することでインダクタやキャパシタ
などのリアクタンス素子を用いた整合回路を付加せずに
広帯域化を図ることができる。そのため、この能動終端
回路を使用することにより、小型で広帯域な分布増幅器
を実現でき、無線通信装置や光伝送装置、測定装置など
広帯域な増幅が必要な分野に広く適用できるという利点
がある。
【図１】 本発明の第１の実施形態の能動終端回路の構
成を示す回路図である。
成を示す回路図である。
【図２】 図１の能動終端回路の信号に対する等価回路
を等価抵抗、等価インダクタンスおよび等価容量で表示
した場合を示す図である。
を等価抵抗、等価インダクタンスおよび等価容量で表示
した場合を示す図である。
【図３】 能動終端回路の直列等価抵抗Ｒの周波数特性
の比較例を示す図であり、(a)は従来のソース接地の電
界効果トランジスタを用いた能動終端回路の場合、(b)
はカスコード接続した第１の実施形態の電界効果トラン
ジスタを用いた能動終端回路の場合である。
の比較例を示す図であり、(a)は従来のソース接地の電
界効果トランジスタを用いた能動終端回路の場合、(b)
はカスコード接続した第１の実施形態の電界効果トラン
ジスタを用いた能動終端回路の場合である。
【図４】 図１の能動終端回路を用いた本発明の第２の
実施形態の分布増幅器の回路図である。
実施形態の分布増幅器の回路図である。
【図５】 図４の分布増幅器の利得、雑音指数、反射係
数の周波数特性を示す図である。
数の周波数特性を示す図である。
【図６】 従来の分布増幅器の回路図である。
【図７】 従来の分布増幅器の低周波での等価回路を示
す図である。
す図である。
【図８】 従来の分布増幅器の利得、雑音指数、反射係
数の周波数特性を示す図である。
数の周波数特性を示す図である。
【図９】 従来の能動終端回路を用い従来の分布増幅器
の回路図である。
の回路図である。
【図１０】 図９の分布増幅器の能動終端回路の雑音に
対する等価回路を示す図である。
対する等価回路を示す図である。
【図１１】 図９の分布増幅器の能動終端回路の信号に
対する等価回路を示す図である。
対する等価回路を示す図である。
【図１２】 図９の分布増幅器の能動終端回路の信号に
対する等価回路を等価抵抗および等価容量で表示した場
合を示す図である。
対する等価回路を等価抵抗および等価容量で表示した場
合を示す図である。
フロントページの続き
(56)参考文献 特開 平７−170138（ＪＰ，Ａ)
特開 平11−88079（ＪＰ，Ａ)
特開 昭63−99605（ＪＰ，Ａ)
特開 昭62−292006（ＪＰ，Ａ)
特開 平９−270645（ＪＰ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H03F 3/60
H03F 1/26
H03F 3/68
Claims (2)
- 【請求項１】ソース端子あるいはエミッタ端子が接地さ
れた第１のトランジスタと、 ゲート端子あるいはベース端子が接地され、ソース端子
あるいはエミッタ端子が前記第１のトランジスタのドレ
イン端子あるいはコレクタ端子に接続された第２のトラ
ンジスタと、 前記第１のトランジスタのゲート端子あるいはベース端
子に一端が接続され、他端が前記第２のトランジスタの
ドレイン端子あるいはコレクタ端子に接続された第１の
抵抗素子と、 前記第２のトランジスタのドレイン端子あるいはコレク
タ端子に一端が接続され、他端が電源端子に接続された
第２の抵抗素子とから構成され、 前記第１のトランジスタのゲート端子あるいはベース端
子から引き出した端子を入力端子とすることを特徴とす
る能動終端回路。 - 【請求項２】入力側伝送線路と出力側伝送線路の間に複
数の増幅素子を分布接続し、前記入力側伝送線路の入力
端子側と反対側に入力側終端回路を接続し、前記出力側
伝送線路の出力端子側と反対側に出力側終端回路を接続
した分布増幅器において、 請求項１記載の能動終端回路の前記入力端子を前記入力
側伝送線路の前記入力端子側と反対側に接続し、前記能
動終端回路を前記入力側終端回路として用いたことを特
徴とする分布増幅器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000044977A JP3517780B2 (ja) | 2000-02-22 | 2000-02-22 | 能動終端回路およびこれを用いた分布増幅器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000044977A JP3517780B2 (ja) | 2000-02-22 | 2000-02-22 | 能動終端回路およびこれを用いた分布増幅器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001237657A JP2001237657A (ja) | 2001-08-31 |
| JP3517780B2 true JP3517780B2 (ja) | 2004-04-12 |
Family
ID=18567651
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000044977A Expired - Fee Related JP3517780B2 (ja) | 2000-02-22 | 2000-02-22 | 能動終端回路およびこれを用いた分布増幅器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3517780B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2007108103A1 (ja) * | 2006-03-20 | 2007-09-27 | Fujitsu Limited | アナログ回路 |
| CN101816123B (zh) * | 2007-10-01 | 2014-08-13 | 西北大学 | 分布式低噪声放大器 |
-
2000
- 2000-02-22 JP JP2000044977A patent/JP3517780B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2001237657A (ja) | 2001-08-31 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US7355479B2 (en) | Neutralization of feedback capacitance in amplifiers | |
| US5015968A (en) | Feedback cascode amplifier | |
| US10122325B2 (en) | Distributed amplifier with improved stabilization | |
| JP4998211B2 (ja) | 低雑音増幅器及び差動増幅器 | |
| US5838031A (en) | Low noise-high linearity HEMT-HBT composite | |
| JP4850134B2 (ja) | 高周波回路 | |
| JP3592873B2 (ja) | 低雑音増幅器 | |
| JP3865043B2 (ja) | 反射損失抑圧回路 | |
| US7525385B2 (en) | Common drain driven cascode enhancement mode traveling wave amplifier | |
| JP3517780B2 (ja) | 能動終端回路およびこれを用いた分布増幅器 | |
| CN115694383B (zh) | 一种放大器及多级放大器 | |
| JP2724253B2 (ja) | 増幅器 | |
| JP5019989B2 (ja) | 高周波増幅器 | |
| Amirabadi et al. | Highly linear wide-band differential LNA using active feedback as post distortion | |
| US20040130399A1 (en) | Low noise amplifiers | |
| KR100513970B1 (ko) | 대역폭 향상을 위한 소오스 폴로워 구조의 전치 증폭기 | |
| JP3371350B2 (ja) | 負帰還可変利得増幅回路 | |
| JP3182735B2 (ja) | 低雑音分布増幅器 | |
| JPH05251962A (ja) | 増幅器 | |
| CN113659940B (zh) | 一种单端输入的伪差分超宽带晶体管放大器 | |
| CN111277229B (zh) | 低噪放大器及降低噪声的方法 | |
| KR102487060B1 (ko) | 소형 광대역 증폭기 회로 | |
| JP2901128B2 (ja) | 分布増幅器 | |
| JP4421959B2 (ja) | 高周波増幅回路 | |
| KR20020064721A (ko) | 광대역증폭기의 대역폭 확장 회로 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20040113 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20040115 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080206 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090206 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090206 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100206 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110206 Year of fee payment: 7 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |