JP2009171048A - カスコード増幅器を用いた回路 - Google Patents

Abstract

【課題】雑音、消費電力の増大をさせることなくカスコード増幅器を用いた回路を安定的に動作させることのできる構成を提供する。
【解決手段】カスコード増幅器からなるユニットセルを並列に接続した回路において、ユニットセルの出力側の配線の分岐部に方向性結合器を用いる。配線を単純に分岐しただけだと、ユニットセルの出力側から見ると、配線が並列に２本接続されているように見え、分岐部の抵抗値が下がり、したがって、カスコード増幅器の出力側の抵抗が下がり、カスコード増幅器が発振しやすくなってしまう。分岐部に方向性結合器を使えば、ユニットセルの出力側の抵抗値を小さくせずに、信号を分岐することが出来る。
【選択図】図２

Description

本発明は、ミリ波、マイクロ波の分野において使われる広帯域・高出力の分布増幅器等のカスコード増幅器を用いた回路に関する。

分布増幅器は広帯域・高出力増幅器として知られ、ミリ波・マイクロ波分野の受信器・送信器によく用いられている。
図９〜図１５は、従来の分布増幅器を説明する図である。

分布増幅器とは入力側、出力側の伝送線路の間にトランジスタを等間隔に配置して、並列に接続するものである。入力、出力側伝送線路とトランジスタとの間には分岐回路により結合されている。

図９は、ユニットセル１２、１３は、それぞれカスコード増幅器である。配線１８〜２５は、信号を伝送する線路であり、通常５０Ωなどのインダクタンスを有している。ユニットセル１２、１３は、分岐回路１４〜１７によって、入力側線路２２〜２５と出力側線路１８〜２１に並列に接続される。入力から入った信号は、配線２２を通って、分岐回路１６において二分岐される。一方は、ユニットセル１２に入力され、その出力は、分岐回路１４によって二分岐される。分岐回路１４で二分岐された信号の内、線路１８を通る信号は、終端回路１０によって終端される。分岐回路１４で分岐された信号の内、線路１９を進む信号は、線路２０を介して、分岐回路１５に入力される。分岐回路１６によって分岐された信号の内、線路２３を進む信号は、線路２４を介して、分岐回路１７において分岐される。分岐回路１７において分岐された信号の内、線路２５を通る信号は終端回路１１によって終端される。分岐回路１７で分岐された信号の内、もう一方は、ユニットセル１３に入力される。その出力は、分岐回路１５に入力され、線路２０を介して入力された信号と合成され、線路２１を介して出力される。

分岐回路１６から、分岐回路１５までの２つの経路は、遅延量が同じに設定されているため、分岐回路１５において信号が、互いに打ち消し合うことなく合成される。このような分布増幅器は、効率はさほどよくないが、広い周波数特性を有するので、高周波の増幅に用いられる。

図９の右の図は、ユニットセルの内部を示す図である。ユニットセルはカスコード増幅器となっており、インダクタンス部２６、を通った電圧が線路２７を介して、トランジスタＴｒ１のゲートに入力される。トランジスタＴｒ１のソースには、トランジスタＴｒ２が接続され、そのソースが接地される。入力信号は、トランジスタＴｒ２のゲートに与えられる。出力は、トランジスタＴｒ１のドレインから線路２８を介して得られる。

ところで、伝送線路のもつインダクタンスとトランジスタのもつ容量の比が適当な値（通常は５０Ω）に設定することにより、広帯域にわたりインピーダンス整合ができ、広帯域な利得特性を得ることができる。

Z0=sqrt(L/Ctr)
Z0;インピーダンス、L；伝送線路のもつインダクタンス、Ctr；トランジスタの入力容量
さらに高い周波数領域まで分布増幅器を動作させるために先に述べたトランジスタを配置している箇所（ユニットセル）にカスコード増幅器を用いる。カスコード増幅器では、
ソース接地トランジスタ（Ｔｒ２）のドレイン端子にゲート接地トランジスタＴｒ１を接続した構造である。カスコード増幅器は高い周波数において負性抵抗をもっているので、この負性抵抗を利用して高周波特性を改善している。

上に述べたようにカスコード増幅器は負性抵抗をもっている。この負性抵抗により分布増幅器の動作はしばしば不安定となる。具体的には高周波において発振してしまう。すなわち、この回路のインダクタンスの抵抗成分が負で、周波数成分が０となるとき発振してしまう。図９の場合では、ユニットセル１２、１３の出力側に分岐回路１４、１５が設けられている。この分岐回路１４、１５は、通常、配線を単純に分岐することによってなされる。したがって、線路１８、１９と線路２０、２１が通常５０Ωに設定されていても、ユニットセル１２、１３側から見ると、線路が並列に二分岐されているように見えるので、抵抗値が２５Ωになったように見えてしまう。すなわち、予定されていた線路の抵抗値よりもユニットセルの出力側の抵抗値が小さくなってしまう。これにより、ユニットセルの回路のインダクタンスの抵抗成分が小さくなり、発振しやすくなってしまう。

図１０にカスコード増幅器をユニットセルにつかった分布増幅器の利得、反射特性の周波数特性を示す。横軸が周波数で、縦軸が利得である。出力側反射と入力側反射は、広い範囲で０ｄＢ以下となっており、発振が起こる状態ではないが、高い周波数（ここでは１００GHｚ）付近において出力側反射が０ｄＢ以上となり、発振状態となっている。

図１１は、分岐回路の特性を説明する図である。
図１１では、横に周波数、縦に損失量を示している。
図１１（ａ）のように、配線を単純に分岐したものとする。すると、図１１（ｂ）に示されるように、ポート１からポート２に行く信号、あるいは、ポート１からポート３に行く信号の特性は、Ｓ２１、Ｓ３１と示されているように、損失量が大きく、すなわち、抵抗値が大きくなっている。一方、ポート１〜３の反射周波数特性の損失量は、Ｓ１１、Ｓ２２、Ｓ３３と示されているように、小さく、すなわち、抵抗値が小さい値となってしまっている。図１１（ｃ）のスミスチャートに示されているように、Ｓ１１の抵抗値は、周波数が変わっても、ほぼ同じ値をとることがわかる。したがって、図１１（ａ）のような分岐回路によっては、ユニットセルの出力側の反射周波数特性の抵抗値が小さくなってしまうことがわかる。

分布増幅器を安定化させるために従来、二つの手法がとられてきた。
一つはカスコード増幅器のドレイン端子と出力側伝送線路の間に抵抗を入れる手法である。（図１２）抵抗を入れることにより負性抵抗が減り安定化するが、利得が低下する。また抵抗を入れているため雑音特性が劣化および消費電力が増大する。周波数特性を図１３に示す。この場合、図１３の周波数特性に現れているように、出力側反射が全体的に０ｄＢ以下となっており、発振が発生していないことがわかる。

もう一つの手法はカスコード増幅器のゲート端子と安定化用コンデンサの間に抵抗を入れる手法である（図１４：特許文献１）。特性は図１５に示す。出力側反射特性は、全体的に0ｄＢ以下となっているが、利得の帯域が減少している。またこの手法も抵抗を使っているため、抵抗に電流が流れるときに発生する雑音のため、雑音特性の劣化をまねく。
特開２００３−９２５２３号公報

このように、分布増幅器のようなカスコード増幅器をユニットセルとして、ユニットセルの出力側を分岐して、並列に接続した構成の回路においては、ユニットセルの出力側の抵抗値が低くなり、カスコード増幅器が発振しやすくなってしまうという問題があった。
したがって、従来は、カスコード増幅器に、発振防止用の抵抗を組み込むという方法がとられていたが、これでは、雑音が大きくなったり、消費電力が増大したりしていた。

本発明の課題は、雑音、消費電力の増大をさせることなくカスコード増幅器を用いた回路を安定的に動作させることのできる構成を提供することである。

本発明のカスコード増幅器を用いた回路は、複数のカスコード増幅器を、カスコード増幅器の入力と出力を分岐部において分岐して、互いに接続した回路において、該分岐部として、信号が出力される第１と第３のポートと、カスコード増幅器の出力を入力する第２のポートと、接地される第４のポートとを備えた方向性結合器を備える。

本発明によれば、雑音、消費電力の増大をさせることなく、カスコード増幅器を用いた回路を安定に動作させることのできる構成を提供することが出来る。

図１に、本発明の実施形態の原理を示す。
本実施形態では、出力側伝送線路とユニットセルの間に次に述べる方向性結合器（カップラ）を用いる。そして、方向性結合器のポート１を出力側伝送線路（図では左側）と接続する。方向性結合器のポート２をユニットセルに接続する。方向性結合器のポート３を出力側伝送線路（図では右側）と接続する。方向性結合器のポート４をグランドに接地する。

方向性結合器のポート間振幅・位相特性は以下の通りとする。
ポート１へ入力した電力は半分がポート３、半分がポート４へ出力される。ポート１からポート３への出力時に位相変化はない。ポート１からポート４へ出力するとき位相変化はない。
ポート２へ入力した電力は半分がポート３、半分がポート４へ出力される。ポート２からポート３への出力時に位相変化はない。ポート２からポート４へ出力するとき位相変化は１８０度としている。

ポート４は、接地しているが、これは、ポート２から入力された信号が１８０度位相変化した後、接地による反射の際に更に１８０度位相変化して、合計で３６０度の変化、すなわち、位相変化０度でポート１に出力するためのものである。

上の説明では、ポート１、２から信号が入力する時の説明をしているが、これはポート３、４から入力しても振幅位相特性は同じである。
なお、位相変化は０または１８０度としているが、オフセットがかかっていてもかまわない。つまり、ang（S42）-ang(S32)=180deg、ang(S31)=ang(S32)が維持されていれば同等な動作をする。なお、ポート１から４は上記の位相関係が維持していればポート名が変わってもかまわない。また、上記の方向性結合器は一般的なものであり、１８０度ハイブリッドカップラとして呼ばれている（ラットレース型、位相反転型ハイブリッドリングで構成可能）。

図２に、本発明の実施形態による分布増幅器の回路図を示す。図２の回路の周波数特性を図３に示す。図２において、図９と同じ構成要素には同じ参照符号を付し、説明を省略する。図３において、横軸は周波数、縦軸は利得である。

図２においては、ユニットセル１２、１３の出力側に、分岐回路ではなく、方向性結合
器３０、３１を設けている。方向性結合器は、ユニットセル１２、１３側から見た抵抗値を小さくすること無く、電流を分岐することが出来る。

図３の周波数特性図によれば、出力側反射特性は、利得の帯域全体にわたって０ｄＢ以下となっており、発振を起こさない状態となっている。しかし、出力側反射特性が良好であるのに利得の変動は少ない。また、この構成は抵抗を用いていないため雑音特性の劣化、消費電力の増大はまねかない。

図４に、本発明の別の実施形態を示す。
図１にカップラのポート４とグランドとの間に位相シフタ、もしくは、伝送線路を挿入している。伝送線路は位相シフタと同様な役割をしている。したがって、長さは０から波長程度の間で適当な長さの伝送線路を用いる。図１は長さが０の場合に相当する。この位相シフタが必要になるのは、ポート１から３へ信号が出力されるとき、回路によっては位相変化が起こり、位相シフト量が有限の値をとる場合があるので、この位相シフトをキャンセルするために入れている。これにより、前述した位相シフトのオフセットがあっても、動作を保証することができる。

図５は、方向性結合器としてラットレース型１８０度ハイブリッドカップラを用いて設計した分布増幅器の構成を示し、その周波数特性を図６に示す。
図５においては、図９と同じ構成要素には、同じ参照符号を付し、説明を省略する。

図５では、方向性結合器３０、３１をラットレース型１８０度ハイブリッドカップラを用いて構成する。また、図５においては、方向性結合器３０、３１のポート４に位相シフタ３５、３６を設けている。

図６からわかるように、出力側反射損は０ｄB以下であり、発振の恐れはない。５０GHｚ付近において利得の落ち込みが見られるが、それでも50-100GHzにわたり広帯域な特性が得られることがわかる。また、この回路は抵抗を用いていないため雑音指数の劣化、消費電力の増大をまねく恐れもない。

図７は、ラットレース型１８０度カップラの構成図、図８は、図７の回路の特性図である。
図８において、横軸は周波数、縦軸は位相回転角である。

図７において、ポート１とポート３の間、ポート１とポート４の間、ポート４とポート２の間に、１／４波長遅延器が設けられ、ポート２とポート３の間に、３／４波長遅延器が設けられる。ポート１〜４は、図１のポート１〜４にそれぞれ対応する。いま、ポート２から信号が入ってくるとすると、ポート４へは、１／４波長遅延された信号、すなわち、９０度位相遅延した信号が出力される。ポート３へは、３／４波長遅延、即ち、２７０度位相遅延された信号が出力される。したがって、ポート４への信号とポート３への信号間の位相差は、１８０度である。一方、ポート２からポート１へ進む信号は、２通り経路があり、一方は、１／４＋１／４波長遅延、したがって、１８０度位相遅延した信号で、一方は、３／４＋１／４波長遅延、したがって、３６０度位相遅延（位相遅延０）した信号である。これらの間には、１８０度の位相遅延があるので、合波されると、信号は互いに打ち消しあって、なくなってしまう。したがって、ポート１には信号は出力されないこととなる。ここで、図１の方向性結合器では、おポート間の位相シフトは、０度か１８０度であったが、図７においては、９０度か２７０度であり、９０度のオフセットが付いている。しかし、重要なのは、出力ポート間での位相差であり、入力ポートと出力ポートの間でオフセットが付いていても、方向性結合器としての動作には問題がない。

図８においては、ポート２からポート４への信号の位相回転Ang(S(4,2))と、ポート２からポート３への信号の位相回転Ang(S(3,2))を示してある。周波数が６０ＧＨｚぐらいで、変化がある。Ang(S(3,2))の大きな変化は、実際の変化ではなく、位相角が１８０度を超えてしまったため、−１８０度を＋１８０度に書き直したものである。Ang(S(4.2))も６０ＧＨｚ程度で変化があるが、基本的に、周波数が増加するに従い、単調に位相が減少するようになっている。

本発明の実施形態の原理を示す図である。 本発明の実施形態による分布増幅器の回路図である。 図２の回路の周波数特性を示す図である。 本発明の別の実施形態を示す図である。 方向性結合器としてラットレース型１８０度ハイブリッドカップラを用いて設計した分布増幅器の構成を示す図である。 図５の分布増幅器の周波数特性を示す図である。 ラットレース型１８０度カップラの構成図である。 図７の回路の特性図である。 従来の分布増幅器を説明する図（その１）である。 従来の分布増幅器を説明する図（その２）である。 従来の分布増幅器を説明する図（その３）である。 従来の分布増幅器を説明する図（その４）である。 従来の分布増幅器を説明する図（その５）である。 従来の分布増幅器を説明する図（その６）である。 従来の分布増幅器を説明する図（その７）である。

符号の説明

１０、１１ 終端回路
１２、１３ ユニットセル
１４〜１７ 分岐回路
１８〜２５ 配線
３０、３１ 方向性結合器（カップラ）
３５、３６ 位相シフタ

Claims (5)

1. 複数のカスコード増幅器を、カスコード増幅器の入力と出力を分岐部において分岐して、互いに接続した回路において、
   該分岐部の一部は、信号が出力される第１と第３のポートと、カスコード増幅器の出力を入力する第２のポートと、接地される第４のポートとを備えた方向性結合器を備える、ことを特徴とする増幅回路。
2. 前記方向性結合器は、
   第１のポートから第３のポートへの伝達は、電力が半分、
   第１のポートから第４のポートへの伝達は、電力が半分、
   第２のポートから第３のポートへの伝達は、電力が半分、
   第２のポートから第４のポートへの伝達は、電力が半分、
   になり、
   第１のポートから、第３のポートへの出力信号と第４のポートへの出力信号の位相差は０度であり、
   第２のポートから第３のポートへの出力信号と第４のポートへの出力信号の位相差は、１８０度である、
   ことを特徴とする請求項１に記載の増幅回路。
3. 前記第４のポートと、接地の間に、入力された信号の位相を可変する位相シフタを設けたことを特徴とする請求項１又は２に記載の増幅回路。
4. 前記方向性結合器は、
   第１のポートと第３のポートの間、第１のポートと第４のポートの間、第２のポートと第４のポートの間に１／４波長遅延器を、
   第２のポートと第３のポートの間に３／４波長遅延器を設けた構成を有することを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の増幅回路。
5. 前記増幅回路を備えたことを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の分布増幅器。