KR20220121769A - 고주파 전력 분배기/결합기 회로 - Google Patents

고주파 전력 분배기/결합기 회로 Download PDF

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주식회사 아도반테스토
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  • Waveguide Switches, Polarizers, And Phase Shifters (AREA)

Abstract

입력 신호를 둘 이상의 신호 출력 포트에 분배하기 위한 고주파 전력 분배기 회로는, 래트 레이스(rat race) 커플러 - 래트 레이스 커플러는 래트 레이스 커플러의 입력 포트에서 제공된 입력 신호를 래트 레이스 커플러의 제1 출력 및 래트 레이스 커플러의 제2 출력에 결합하도록 구성됨 -; 래트 레이스 커플러의 제1 출력에 결합되어, 래트 레이스 커플러의 제1 출력을 제1 신호 출력 포트와 결합하는 제1 결합 구조, 및 래트 레이스 커플러의 제2 출력에 결합되어, 래트 레이스 커플러의 제2 출력을 제2 신호 출력 포트와 결합시키는 제2 결합 구조를 포함한다. 이 때, 래트 레이스 커플러의 입력 포트와 제1 출력 사이의 제1 전송 선로 부분의 특성 임피던스는, 제1 방향에서 래트 레이스 커플러의 공칭 링 임피던스와 편차를 갖는다. 또한, 래트 레이스 커플러의 입력 포트와 제2 출력 사이의 제2 전송 선로 부분의 특성 임피던스는, 제1 방향과 반대인 제2 방향에서 래트 레이스 커플러의 공칭 링 임피던스와 편차를 갖는다.

Description

고주파 전력 분배기/결합기 회로
본 발명에 따른 실시예들은 입력 신호를 둘 이상의 신호 출력로 분배하기 위한 고주파 전력 분배기 및 둘 이상의 신호 입력으로부터의 입력 신호에 기초해서 출력 신호를 획득하기 위한 고주파 전력 결합기 회로에 관한 것이다.
전력 분배기/결합기 회로는 고주파 신호를 분배 또는 결합하는 데 널리 사용되며 마이크로파 회로의 주요 구성 요소 중 하나로서 무선 통신 시스템의 중요한 장치이다.　무선 주파수 전력 분배기(결합기)를 설계하기 위한 몇 가지 가능한 구조가 있다.　이하에서는 전력 분배기의 가능한 구조에 대해 간략히 소개한다.
도 1은 무선 주파수(RF: radio frequency) 전력 분배기의 가능한 구조를 보여준다.　도 1(a)는 윌킨슨(Wilkinson) 분배기, 도 1(b)는 래트 레이스(Rat-race), 도 1(c)는 분기 선로(Branch-line), 도 1(d)는 지셀(Gysel) 분배기를 나타낸다.　도 1에서 "P"로 시작하는 참조 부호는 RF 전력 분배기 포트(RF 포트), 즉 신호 입/출력 포트를 나타낸다. "R"로 시작하는 참조 부호를 가진 도 1에 표시된　모든 구성요소는 저항기다. 2*R0인 R1A를 제외하고, 모든 저항기의 저항은　회로의 공칭 임피던스(R0, 일반적으로　50Ω)와 같다. "TL"로 시작하는 참조 부호를 갖는 도 1의 모든 구성요소는 전송 선로 또는 전송 선로 부분이다. 파장 길이의 3/4인 TL4B를 제외하고, 이들 모두는 동작 중심 주파수(f0)의 중심에서 파장의 1/4(λ/4)이다. 전송 선로(TL1A, TL2A, TL1B, TL2B, TL3B, TL4B)는 Z0=R0*√2의 특성 임피던스를, 전송 선로(TL2C, TL4C, TL3D, TL4D)는 Z0=R0의 특성 임피던스를, 전송 선로(TL1C, TL3C)는 Z0=R0/√2의 특성 임피던스를, 전송 선로(TL5D, TL6D)는 Z0=R0/2의 특성 임피던스를 갖는다.　도시된 구조는 전송 선로(마이크로스트립, 스트립 선로와 같이)의 인쇄 회로 구현과 유사해야 한다.　그러나 모든 구조는 동축 케이블, 이선식 선로(two wire line), 마이크로스트립, 스트립 선로, 동일 평면(coplanar) 도파관 등과 같은 모든 유형의 TEM 또는 준(quasi) TEM 전송 선로로 구현될 수 있다.
도 2는 도 1에 도시된 바와 같은 구조의 이론적 성능을 나타낸다.　도 2a는 도 1(a)에 도시된 윌킨슨 분배기의 이론적 성능을, 도 2b는 도 1(b)에 도시된 래트 레이스의 이론적 성능을, 도 2c는 도 1(c)에 도시된 분기 선로의 이론적 성능을, 도 2d는 도 1(d)에 도시된 지셀 분배기의 이론적 성능을 나타낸다. 도 2의 모든 그래프에 대해 왼쪽 y축은 비절연 포트 사이의 투과 계수에 대한 것이다.　오른쪽 y축은 절연 포트 사이의 투과 계수 및 상이한 RF 포트에서의 반사 손실에 대한 것이다.　곡선 레이블은 해당 곡선과 동일한 유형의 선을 가지며 각 y축에 근접하게 배치된다.　모든 곡선은 가상 구성요소로 계산되었다.　구조의 이론적 성능은　도 2의 산란 계수　Sij　를　사용하여 설명된다.　
도 3은 구조의 추가 이론적 성능을 보여준다.　도 3a는 윌킨슨 분배기의 추가 이론적 성능을 보여준다.　도 3a에 도시된 바와 같이, 윌킨슨 분배기는 대칭이므로(도 1(a) 참조) 산란 계수는 S21=S31로서의 관계를 가지므로 진폭과 위상 모두 불평형이 없다.
도 3b는 지셀 분배기의 추가 이론적 성능을 보여준다.　도 3b에 도시된 바와 같이, 지셀 분배기도 대칭이므로(도 1(d) 참조) 산란 계수는 S21=S31로서의 관계를 가지므로 진폭과 위상 모두 불평형이 없다.
동작 대역폭(Δf)을 평가할 때, 즉,　각 회로의 동작 대역폭(Δf)　이 얼마나 넓은지를 평가하는 가장 의미 있는 매개변수는 상대 대역폭(Δf/f0)이다. 이는 반사 손실, 진폭 또는 위상 불평형을 통해 여러 방식으로 정의될 수 있다.　도 4는 도 1에 도시된 4개의 회로의 상대 대역폭을 나타내는 표를 보여준다. 여기서, 하기의 사항을 가정한다.
1)　　　　15dB의 반사 손실(도 4에 도시된 표의 두 번째 열)
2)　　　　0.5dB의 진폭 불평형(도 4에 도시된 표의 세 번째 열. 네 번째 열은 도 4에 도시된 표의 해당 위상 불평형을 포함함.)
도 4에 나타난 바와 같이, 윌킨슨 및 지셀은 불평형이 없다. 즉, 그와 관련하여 이들의 상대 대역폭은 무한하다.
도 5는 도 1에 표시된 전력 분배기의 물리적 레이아웃의 예를 나타내는 개략도를 보여준다. 도 5(a)는 도 1(a)에 도시된 바와 같은 윌킨슨 분배기의 물리적 레이아웃을, 도 5(b)는 도 1(b)에 도시된 바와 같은 래트 레이스의 물리적 레이아웃을, 도 5(c)는 도 1(c)에 도시된 바와 같은 분기 선로의 물리적 레이아웃을, 도 5(d)는 도 1(d)에 도시된 바와 같은 지셀 분배기의 물리적 레이아웃을 보여준다. 도 5에서, 도시된 물리적 레이아웃(즉, 마이크로스트립 설계의 구현 가능한 레이아웃)은 예컨대, f0=30GHz의 중심 주파수를 갖고, 상대 유전 상수(εr)=3.5, 높이(h)=0.25mm, 및 금속 두께(t)=20μm인 기판을 갖는다.
광대역 적용을 고려할 때, 윌킨슨 분배기는 주 후보 또는 첫 번째 후보가 될 수 있다.　윌킨슨 분배기와 관련된 주요 문제점은 럼프드(lumped)(즉, <<λ/4 길이의) 저항기(R1A)가 필요하다는 것이다　(도 5(a) 참조). 도 5(a)에 도시된 예의 경우, R1A의 크기는 본 기술에 대해 가능한 최소값, 예컨대 0.4Х0.5mm에 가깝고, λ/4(즉, 파장의 1/4)인 전송 선로 부분(TL1A, TL2A)의 길이와 이미 유사하다. 이상적인 케이스와 비교했을 때, 상대적으로 큰 저항기는 절연에 대한 열화(산란 계수 S32로 표시), 삽입 손실(산란 계수 S21, S31로 표시) 및 반사 손실(산란 계수 S11, S22, S33으로 표시)을 수반한다. 따라서 중심 주파수를 높임에 따라 이러한 문제는 더 심각해진다.
더욱이, 전송 선로(TL1A, TL2A)는 격리되어야 한다. 이는 작은 R1A가 필요한 것과 대조된다.　(S11, S22, S33, S32를 저하시키는) 결합을 최소화하기 위해 (본 경우와 같이) 곡선 형상이 자주 사용된다.　그러나 이것은 특히 매우 높은 주파수에서(즉, 매우 짧은 전송 선로(TL1A, TL2A)를 가짐) 항상 가능한 것은 아니다.
윌킨슨 분배기와는 달리, 다른 전력 분배기 회로, 즉, 도 5에 도시된 래트 레이스, 분기 선로 및 지셀 분배기에는 럼프드 저항기가 필요하지 않다.　그보다는 원칙적으로 크기에 대한 개념적 제한이 없는, 접지에 대한 R0 단부를 필요로 한다. 예를 들어, 이러한 종단부의 구현 가능 예에는 Z0=R0인 무한히 긴 전송 선로가 있다. 그러나 이러한 회로의 상대 대역폭은 윌킨슨 분배기(가장 큰 윌킨슨 분배기로부터 가장 작은 윌킨슨 분배기까지), 지셀 분배기, 래트 레이스, 분기 선로보다 일관되게 작다.
분기 라인은 또한 제1 포트(P1) - 전송 선로(TL1C) - 전송 선로(TL4C), 제2 포트(P2) - 전송 선로(TL2C) - 전송 선로(TL3C), 제3 포트(P3) - 전송 선로(TL1C) - 전송 선로(TL2C), 저항기(R1C) - 전송 선로(TL3C) - 전송 선로(TL4C)의 접합부에 강한 불연속성 효과를 가진다. 지셀 분배기 또한, 전송 선로(TL4D) - 저항기(R2D) - 전송 선로(TL6D), 전송 선로(TL3D) - 저항기(R1D) - 전송 선로(TL5D)의 접합부에 강한 불연속성 효과를 가진다. 접합부에 대한 이러한 강한 불연속성 효과는 낮은 특성 임피던스(즉, 전송 선로(TL1C, TL3C)의 Z0=R0 /√2 및 전송 선로(TL5D, TL6D)의 Z0=R0 /2) 및 결과적으로 큰 폭으로 인해 달성된다.　고주파에서 이러한 T형 접합부의 크기는 전송 선로 길이와 비슷해진다.　회로 성능이 위태로워지고 예측이 어려우며 제조 공차에 극도로 민감해진다.
래트 레이스는 전송 선로(TL1B 내지 TL4B)의 높은 임피던스 값 Z0(이에 따른 좁은 폭) 때문에 이러한 문제점이 적다. 도 5(b)에 도시된 바와 같이 급전 선로를 점점 가늘게 하여 불연속성을 더욱 최소화할 수 있다.
도 6은 분기 선로의 변형예를 보여준다.　도 6aa은 표준 분기 선로형(type) 분배기를, 도 6ab는 변형된 분기 선로형 분배기, 즉 동위상(in-phase) 분기 선로를 보여준다.　분기 선로 출력 포트(P2, P3)는 동위상이기 보다는 90°위상 천이된다. 이것이 필요한 경우, 보상 네트워크가 필요하다.　하나의 예로서 도 6ab에 도시된 쉬프만(Schiffman) 위상 천이기가 있다. 여기서, 전송 선로(TL5C, TL6C)는 중심 주파수 f0에서 전기적 길이 λ/4를 갖고 Z0E*Z0O=R02이 되도록 우(기)모드 임피던스 Z0E (Z0O)를 갖는 결합 선로이고, 전송 선로 부분(TL7C)은 중심 주파수 f0에서 전기적 길이 λ/4를 갖고 Z0=R0인 전송 선로 부분이다. 전송 선로(TL5C, TL6C)와 전송 선로 부분(TL7C)의 위치를 바꾸면, 출력 포트(P2, P3) 사이의 180°천이가 획득된다. 어떤 경우에도 분기 선로의 대역폭은 동일하게 유지된다.
따라서 상기에 언급된 문제점(예컨대, 동작 대역폭, 위상 불평형, 예측이 용이한 회로 성능 및 제조 공차 범위)을 고려할 때, 래트 레이스, 즉, 래트 레이스 커플러는 상기에 언급된 문제를 해결하는 데 적합한 것으로 보인다.
따라서, 본 발명의 목적은 래트 레이스 커플러를 이용하여 고주파 전력 분배기/결합기 회로의 구현을 용이하게 하는 개념을 생성하는 것이다.
본 발명에 따른 일 실시예는 입력 신호를 둘 이상의 신호 출력 포트에 분배하기 위한 고주파 전력 분배기 회로에 관한 것이다. 고주파 전력 분배기 회로는, 래트 레이스(rat race) 커플러 - 래트 레이스 커플러는 래트 레이스 커플러의 입력 포트에서 제공된 입력 신호를 래트 레이스 커플러의 제1 출력 및 래트 레이스 커플러의 제2 출력에 결합하도록 구성됨 -; 래트 레이스 커플러의 제1 출력에 결합되어, 래트 레이스 커플러의 제1 출력을 제1 신호 출력 포트와 결합하는 제1 결합 구조; 및 래트 레이스 커플러의 제2 출력에 결합되어, 래트 레이스 커플러의 제2 출력을 제2 신호 출력 포트와 결합시키는 제2 결합 구조를 포함한다. 이 때, 래트 레이스 커플러의 입력 포트와 제1 출력 사이의 제1 전송 선로 부분의 특성 임피던스는, 제1 방향에서 래트 레이스 커플러의 공칭 링 임피던스와 편차를 갖고, 래트 레이스 커플러의 입력 포트와 제2 출력 사이의 제2 전송 선로 부분의 특성 임피던스는, 제1 방향과 반대인 제2 방향에서 래트 레이스 커플러의 공칭 링 임피던스와 편차를 갖는다.
본 발명의 개념에 따르면, 래트 레이스 커플러의 입력 포트와 제2 출력 사이의 제2 전송 선로 부분의 특성 임피던스는, 제1 방향과 반대인 제2 방향에서 래트 레이스 커플러의 공칭 링 임피던스와 편차를 갖고, 이는 공칭 링 임피던스보다 크다. 이리하여, 래트 레이스 커플러의 설계 주파수에서 입력 신호의 더 큰 신호 전력은 제2 신호 출력 포트에 결합되기 보다 제1 출력 포트에 결합되고, 입력 신호의 주파수가 설계 주파수의 환경 내의 래트 레이스 커플러의 설계 주파수로부터 멀어지면, 제1 출력 포트에 결합된 입력 신호의 신호 전력은 감소하여 제2 출력 포트에 결합된 입력 신호의 신호 전력보다 작아진다.
바람직한 일 실시예에서, 래트 레이스 커플러의 제2 출력과 래트 레이스 커플러의 추가 포트 사이의 제3 전송 선로 부분의 특성 임피던스는, 제1 전송 선로 부분의 특성 임피던스와 같은 방향에서 공칭 링 임피던스와 편차를 갖는다. 또한, 래트 레이스 커플러의 제1 출력과 래트 레이스 커플러의 추가 포트 사이의 제4 전송 선로 부분의 특성 임피던스는, 제2 전송 선로 부분의 특성 임피던스와 같은 방향에서 공칭 링 임피던스와 편차를 갖는다.
바람직한 일 실시예에서, 제1 전송 선로 부분의 특성 임피던스의 값은, 제1 전송 선로 부분의 특성 임피던스 및 제2 전송 선로 부분의 특성 임피던스의 ±25% 이하만큼 또는 ±10% 이하만큼 제3 전송 선로 부분의 특성 임피던스의 값과 차이가 난다.
바람직한 일 실시예에서, 제2 전송 선로 부분의 특성 임피던스의 값은, 제2 전송 선로 부분의 특성 임피던스 및 제1 전송 선로 부분의 특성 임피던스의 ±25% 이하만큼 또는 ±10% 이하만큼 제4 전송 선로 부분의 특성 임피던스의 값과 차이가 난다.
바람직한 일 실시예에서, 제1 전송 선로 부분의 특성 임피던스 또는 제3 전송 선로 부분의 특성 임피던스와 제2 전송 선로 부분의 특성 임피던스 또는 제4 전송 선로 부분의 특성 임피던스를 곱한 값은, ±10%의 공차 내에서 공칭 링 임피던스의 제곱 값과 같다.
바람직한 일 실시예에서, 제1 전송 선로 부분의 특성 임피던스 또는 제3 전송 선로 부분의 특성 임피던스의 값은, 제2 전송 선로 부분의 특성 임피던스 또는 제4 전송 선로 부분의 특성 임피던스의 값보다 작다. 또한, 공칭 링 임피던스로부터 특성 임피던스의 편차 범위는 공칭 링 임피던스의 값의 ±20% 이내 또는 ±10% 이내이다.
바람직한 일 실시예에서, 제1 및 제3 전송 선로 부분의 특성 임피던스의 값은, 공칭 링 임피던스의 값의 +1% 내지 +20% 사이, 또는 +1% 내지 +10% 사이에서 편차를 갖고, 제2 및 제4 전송 선로 부분의 특성 임피던스의 값은, 공칭 링 임피던스의 값의 -1% 내지 -20% 사이, 또는 -1% 내지 -10% 사이에서 편차를 갖거나, 그 반대의 경우도 마찬가지이다.
본 발명에 따른 실시예는 입력 신호를 둘 이상의 신호 출력 포트에 분배하기 위한 고주파 전력 분배기 회로에 관한 것이다. 고주파 전력 분배기 회로는, 래트 레이스(rat race) 커플러 - 래트 레이스 커플러는 래트 레이스 커플러의 입력 포트에서 제공된 입력 신호를 래트 레이스 커플러의 제1 출력 및 래트 레이스 커플러의 제2 출력에 결합하도록 구성됨 -; 래트 레이스 커플러의 제1 출력에 결합되어, 래트 레이스 커플러의 제1 출력을 제1 신호 출력 포트와 결합하는 제1 결합 구조; 및 래트 레이스 커플러의 제2 출력에 결합되어, 래트 레이스 커플러의 제2 출력을 제2 신호 출력 포트와 결합하는 제2 결합 구조를 포함한다. 이 때, 제1 결합 구조 및 제2 결합 구조는 주파수에 대해 상이한 위상 천이를 제공하도록 구성되고, 제1 결합 구조는, 래트 레이스 커플러의 설계 주파수의 환경에서 래트 레이스 커플러의 제1 출력과 래트 레이스 커플러의 제2 출력에서의 신호들 사이의 위상차의 주파수 변동을 적어도 부분적으로 보상하도록 구성된 위상 천이기를 포함한다.
바람직한 일 실시예에서, 제2 결합 구조는 한 쌍의 결합 전송 선로를 포함하고, 제1 결합 전송 선로의 제1 단부는 래트 레이스 커플러의 제2 출력과 연결되고,제1 결합 전송 선로의 제2 단부는 제1 결합 전송 선로의 제2 단부에 인접한 제2 결합 전송 선로의 제2 단부에 연결되며, 제2 결합 전송 선로의 제1 단부는 제2 신호 출력 포트에 연결되거나 제2 신호 출력 포트를 구성한다.
바람직한 일 실시예에서, 제1 결합 전송 선로의 제1 단부는 추가 전송 선로를 통해 래트 레이스 커플러의 제2 출력과 연결된다. 또한, 추가 전송 선로의 특성 임피던스는 기준 임피던스와 ±5% 이하만큼 또는 ±10% 이하만큼 편차를 갖는다. 또한, 한 쌍의 결합 전송 선로의 우모드(even mode) 임피던스와 한 쌍의 결합 전송 선로의 기모드(odd mode) 임피던스의 곱은, 기준 임피던스의 제곱과 ±5% 이하만큼 또는 ±10% 이하만큼 또는 ±15% 이하만큼 편차를 갖는다.
바람직한 일 실시예에서, 한 쌍의 결합 전송 선로 중 결합 전송 선로의 전기적 길이는, 래트 레이스 커플러의 설계 중심 주파수에서의 파장의 1/4과 ±5% 이하만큼 또는 ±10% 이하만큼 편차를 갖는다. 예컨대, 결합 전송 선로는 래트 레이스 커플러의 설계 중심 주파수에서 ±5% 또는 ±10% 공차 내에서 λ/4인 전송 선로이다.
바람직한 일 실시예에서, 추가 전송 선로의 길이는, 한 쌍의 결합 전송 선로의 표유 전계(stray fields)를 래트 레이스 커플러로부터 분리하도록 선택된다. 또한, 제1 결합 구조를 형성하는 전송 선로의 전기적 길이는, ±1/10 파장의 공차로, 추가 전송 선로의 전기적 길이에 파장의 절반을 더한 것과 동일하다.
본 발명에 따른 일 실시예는 둘 이상의 신호 입력 포트로부터의 입력 신호에 기초하여 출력 신호를 획득하기 위한 고주파 전력 결합기 회로에 관한 것이다. 고주파 전력 결합기 회로는, 래트 레이스(rat race) 커플러 - 래트 레이스 커플러는, 래트 레이스 커플러의 제1 입력에서의 신호 및 래트 레이스 커플러의 제2 입력에서의 신호에 기초하여 래트 레이스 커플러의 출력 포트에서 출력 신호를 제공하도록 구성됨 -; 래트 레이스 커플러의 제1 입력에 결합되어, 래트 레이스 커플러의 제1 입력을 제1 신호 입력 포트와 결합하는 제1 결합 구조; 및 래트 레이스 커플러의 제2 입력에 결합되어, 래트 레이스 커플러의 제2 입력을 제2 신호 입력 포트와 결합하는 제2 결합 구조를 포함한다. 이 때, 래트 레이스 커플러의 출력 포트와 제1 입력 사이의 제1 전송 선로 부분의 특성 임피던스는, 제1 방향에서 래트 레이스 커플러의 공칭 링 임피던스와 편차를 갖고, 래트 레이스 커플러의 출력 포트와 제2 입력 사이의 제2 전송 선로 부분의 특성 임피던스는, 제1 방향과 반대인 제2 방향에서 래트 레이스 커플러의 공칭 링 임피던스와 편차를 갖는다.
본 발명에 따른 일 실시예는 둘 이상의 신호 입력 포트로부터의 입력 신호에 기초하여 출력 신호를 획득하기 위한 고주파 전력 결합기 회로에 관한 것이다. 고주파 전력 결합기 회로는, 래트 레이스(rat race) 커플러 -래트 레이스 커플러는, 래트 레이스 커플러의 제1 입력에서의 신호 및 래트 레이스 커플러의 제2 입력에서의 신호에 기초하여 래트 레이스 커플러의 출력 포트에서 출력 신호를 제공하도록 구성됨 -; 래트 레이스 커플러의 제1 입력에 결합되어, 래트 레이스 커플러의 제1 입력을 제1 신호 입력 포트와 결합하는 제1 결합 구조; 및 래트 레이스 커플러의 제2 입력에 결합되어, 래트 레이스 커플러의 제2 입력을 제2 신호 입력 포트와 결합하는 제2 결합 구조를 포함한다. 이 때, 제1 결합 구조 및 제2 결합 구조는 주파수에 대해 상이한 위상 천이를 제공하도록 구성된다. 또한, 제1 결합 구조는, 래트 레이스 커플러의 설계 주파수의 환경에서 래트 레이스 커플러의 제1 입력으로부터 출력 포트로의 전송 특성과 래트 레이스 커플러의 제2 입력으로부터 출력 포트로의 전송 특성의 주파수 변경의 차이를 적어도 부분적으로 보상하도록 구성된 위상 천이기를 포함한다. 이러한 주파수 변경은, 래트 레이스 커플러의 설계 주파수 환경에서 래트 레이스 커플러의 제1 입력 및 래트 레이스 커플러의 제2 입력에서의 신호들의 조합에 영향을 준다.
본 발명에 따른 실시예들은 첨부된 도면을 참조하여 이하에서 설명될 것이다.
도 1은　종래 기술에 따른 무선 주파수(RF) 전력 분배기에 대해 가능한 구조의 개략도를 도시한다.
도 2는 도 1에 도시된 바와 같은 구조의 이론적 성능을 나타내는 개략도를 도시한다.
도 3은　도 1에 도시된 바와 같은 구조의 추가 이론적 성능을 도시한다.
도 4는　도 1에 도시된 바와 같은 구조에 따른 4개의 회로의 상대 대역폭을 나타내는 표를 도시한다.
도 5는 도 1에 표시된 전력 분배기의 물리적 레이아웃의 예를 나타내는 개략도를 도시한다.
도 6은　도 1에 도시된 종래 기술에 따른 분기 선로의 변형예를 도시한다.
도 7은 본 출원의 일 실시예에 따른 래트 레이스 커플러의 예를 도시한다.
도 8은　본 출원의 일 실시예에 따른 변형된 래트 레이스 커플러의 성능을 도시한다.
도 9는 본　출원의 일 실시예에 따른　KGB 값에　따른　진폭 불평형 및 상대 대역폭을 나타내는 표를 도시한다.
도 10은　본 출원의 일 실시예에 따른 변형된 래트 레이스의 성능을 도시한다.　
도 11은 본 출원의 일 실시예에 따른 변형된 래트 레이스의 추가 성능을 도시한다.
도 7은 본 출원의 일 실시예에 따른 래트 레이스 커플러의 예를 도시한다. 도 7a는 도 1(b)에 표시된 것과 동일한 표준 래트 레이스 커플러를, 도 7b는 변형된 래트 레이스 커플러, 즉 개선된 래트 레이스를 나타낸다.
도 7b에 도시된 바와 같이, 래트 레이스 커플러는 래트 레이스 커플러의 입력 포트(P1)에서 제공된 입력 신호를 래트 레이스 커플러의 제1 출력(예컨대, 전송 선로 부분(TL7B)이 래트 레이스 커플러 링에 연결되는 위치) 및 래트 레이스 커플러의 제2 출력(예컨대, 전송 선로 부분(TL8B)이 래트 레이스 커플러 링에 연결되는 위치)에 결합한다. 제1 결합 구조(TL7B)는 래트 레이스 커플러의 제1 출력에 결합되어, 래트 레이스 커플러의 제1 출력을 제1 신호 출력 포트(P2)와 결합한다. 전송 선로(TL8B, TL5B, TL6B)에 의해 형성되는 제2 결합 구조는 래트 레이스 커플러의 제2 출력에 결합되어, 래트 레이스 커플러의 제2 출력을 제2 신호 출력 포트(P3)와 결합한다. 이 때, 래트 레이스 커플러의 입력 포트(P1)와 제1 출력 사이의 제1 전송 선로 부분(TL1B)의 특성 임피던스(예컨대, Z0=1/KGB*sqrt(2)*R0(R0은 항상 그런 것은 아니지만 통상적으로 50Ω임))는, 제1 방향에서 래트 레이스 커플러의 공칭 링 임피던스(예컨대, sqrt(2)*R0)와 편차를 갖는다(예컨대, 공칭 링 임피던스보다 작음). 래트 레이스 커플러의 입력 포트(P1)와 제2 출력 사이의 제2 전송 선로 부분(TL2B)의 특성 임피던스(예컨대, Z0=KGB*sqrt(2)*R0)는, 제1 방향과 반대인 제2 방향에서 래트 레이스 커플러의 공칭 링 임피던스(예컨대, sqrt(2)*R0)와 편차를 갖는다(예컨대, 공칭 링 임피던스보다 큼). 이리하여, 래트 레이스 커플러의 설계 주파수에서 입력 신호의 더 큰 신호 전력은 제2 신호 출력 포트(P3)에 결합되기 보다 제1 출력 포트(P2)에 결합되고, 입력 신호의 주파수가 (설계 주파수의 환경 내의) 래트 레이스 커플러의 설계 주파수로부터 멀어지면, 제1 출력 포트에 결합된 입력 신호의 신호 전력은 감소하여 제2 출력 포트에 결합된 입력 신호의 신호 전력보다 작아진다.
래트 레이스 커플러의 제2 출력과 래트 레이스 커플러의 추가 포트(예컨대, 종단된 포트) 사이의 제3 전송 선로 부분(TL3B)의 특성 임피던스는, 제1 전송 선로 부분(TL1B)의 특성 임피던스와 같은 방향에서 공칭 링 임피던스와 편차를 갖는다. 래트 레이스 커플러의 제1 출력과 래트 레이스 커플러의 추가 포트(예컨대, 종단된 포트) 사이의 제4 전송 선로 부분(TL4B)의 특성 임피던스는, 제2 전송 선로 부분(TL2B)의 특성 임피던스와 같은 방향에서 공칭 링 임피던스와 편차를 갖는다.
또한, 도 7b에 도시된 바와 같이, 래트 레이스는 본질적으로 비대칭이므로 제2 및 제3 포트(P2, P3) 사이의 위상 천이는 중심 주파수 f0에서만 0이다.　위상차를 평탄화하기 위해 도 7b에 도시된 바와 같은 쉬프만 위상 천이기의 변형이 사용될 수 있다.　송신부(TL5B, TL6B)는 중심 주파수 f0에서 λ/4이고, Z0E*Z0O=R02이 되도록 우(기)모드 임피던스 Z0E (Z0O)를 갖는　결합 선로이다.　전송 선로 부분(TL8B)은 전송 선로 부분(TL5B, TL6B)과 래트 레이스 자체 사이의 결합을 최소화하기에 충분히 긴 Z0=R0인 전송이다.　전송 선로 부분(TL7B)은 Z0=R0 및 중심 주파수 f0에서　길이가 TL8B+λ/2인 전송이다.
도 8은 본 출원의 일 실시예에 따른 변형된 래트 레이스 커플러의 성능을 도시한다.　전술한 바와 같이, 공칭 링 임피던스는 sqrt(2)*R0이고, 제1 및 제3 전송 선로 부분(TL1B, TL3B)의 특성 임피던스는 Z0=KGB*sqrt(2)*R0이며, 제2 및 제4 전송 선로 부분(TL2B, TL4B)의 특성 임피던스는 Z0=KGB*sqrt(2)*R0이다. 도 8a는 산란 계수(S21, S31)의 값을, 도 8b는 S31/S21의 값을, 도 8c는 S31/S21의 절대값을 보여준다.
도 9는 본 출원의 일 실시예에 따른 KGB 값에 따른 진폭 불평형 및 상대 대역폭을 나타내는 표를 도시한다. KGB=1인 경우는 종래의 회로 구조이다. 도 9에 도시된 바와 같이, 절대 진폭 평형에 대한 합리적인 값은 1dB에서 2dB 사이일 수 있다. 이는 KGB의 합리적인 범위가 1(즉, 종래의 설계)과 약 1.1(또는 1/1.1) 사이에 있음을 의미한다. 또한 KGB를 1/KGB로 교체하는 것은 제1 신호 출력 포트(P2)와 제2 신호 출력 포트(P3)를 바꾸는 것과 거의 같다. 그 결과는 도 9에 도시된 표와 매우 유사하다.
변형으로서, 제1 전송 선로 부분(TL1B)의 특성 임피던스의 값은, 제1 전송 선로 부분(TL1B)의 특성 임피던스 및 제2 전송 선로 부분(TL2B)의 특성 임피던스의 ±25% 이하만큼 또는 ±10% 이하만큼 제3 전송 선로 부분(TL3B)의 특성 임피던스의 값으로부터 차이가 난다. 또한, 제2 전송 선로 부분(TL2B)의 특성 임피던스의 값은, 제2 전송 선로 부분(TL2B)의 특성 임피던스 및 제1 전송 선로 부분(TL1B)의 특성 임피던스의 ±25% 이하만큼 또는 ±10% 이하만큼 제4 전송 선로 부분(TL4B)의 특성 임피던스의 값으로부터 차이가 난다.
또한, 제1 전송 선로 부분(TL1B)의 특성 임피던스 또는 제3 전송 선로 부분(TL3B)의 특성 임피던스와 제2 전송 선로 부분(TL2B)의 특성 임피던스 또는 제4 전송 선로 부분(TL4B)의 특성 임피던스를 곱한 값은, ±10% 공차 내에서 공칭 링 임피던스의 제곱 값과 같다. 제1 전송 선로 부분(TL1B)의 특성 임피던스 또는 제3 전송 선로 부분(TL3B)의 특성 임피던스의 값은, 제2 전송 선로 부분(TL2B)의 특성 임피던스 또는 제4 전송 선로 부분(TL4B)의 특성 임피던스의 값보다 작다.
또한, 공칭 링 임피던스로부터 특성 임피던스의 편차 범위는 공칭 링 임피던스의 값의 ±20% 이내 또는 ±10% 이내이다. 즉, 제1 및 제3 전송 선로 부분의 특성 임피던스의 값은 공칭 링 임피던스의 값의 +1% 내지 +20% 사이, 또는 +1% 내지 +10% 사이에서 편차를 갖고, 제2 및 제4 전송 선로 부분의 특성 임피던스의 값은 공칭 링 임피던스의 값의 -1% 내지 -20% 사이, 또는 -1% 내지 -10% 사이에서 편차를 가지며, 그 반대의 경우도 마찬가지이다.
추가 실시예로서, 래트 레이스는 본질적으로 비대칭이므로(도 7b 참조) 제1 및 제2 신호 출력 포트(P2, P3) 사이의 위상 천이는 중심 주파수 f0에서만 0이다.　위상차를 평탄화하기 위해 도 7b에 도시된 바와 같은 쉬프만 위상 천이기의 변형이 사용될 수 있다.　결합 송신 선로(TL5B, TL6B)는 중심 주파수 f0에서 전기적 길이 λ/4를 갖고 Z0E*Z0O=R02이 되도록 우(기)모드 임피던스 Z0E (Z0O)를 갖는 결합 선로이다.
즉, 일 실시예에 따른 입력 신호를 둘 이상의 신호 출력 포트에 분배하기 위한 고주파 전력 분배기 회로가 도 7b에 도시된다. 회로는, 래트 레이스 커플러 - 래트 레이스 커플러는 래트 레이스 커플러의 입력 포트(예컨대, P1)에서 제공된 입력 신호를 래트 레이스 커플러의 제1 출력(예컨대, TL7B가 래트 레이스 커플러 링에 연결되는 위치) 및 래트 레이스 커플러의 제2 출력(예컨대, TL8B가 래트 레이스 커플러 링에 연결되는 위치)에 결합하도록 구성됨 -; 래트 레이스 커플러의 제1 출력에 결합되어, 래트 레이스 커플러의 제1 출력을 제1 신호 출력 포트(P2)와 결합하는 제1 결합 구조(TL7B); 및 래트 레이스 커플러의 제2 출력에 결합되어, 래트 레이스 커플러의 제2 출력을 제2 신호 출력 포트(P3)와 결합하는 제2 결합 구조(즉, TL8B, TL5B, TL6B에 의해 구성됨)를 포함한다. 이 때, 제1 결합 구조 및 제2 결합 구조는 주파수에 대해 상이한 위상 천이를 제공하도록 구성된다. 또한, 제1 결합 구조는, 래트 레이스 커플러의 설계 주파수의 환경에서 래트 레이스 커플러의 제1 출력과 래트 레이스 커플러의 제2 출력에서의 신호들 사이의 위상차의 주파수 변동을 적어도 부분적으로 보상하도록 구성된 위상 천이기를 포함한다.
또한, 제2 결합 구조는 한 쌍의 결합 전송 선로(TL6B, TL5B)를 포함하되, 제1 결합 전송 선로(TL5B)의 제1 단부는 예컨대 TL8B를 통해 래트 레이스 커플러의 제2 출력과 연결되고, 제1 결합 전송 선로의 제2 단부는 제1 결합 전송 선로의 제2 단부에 인접한 제2 결합 전송 선로의 제2 단부에 연결되며, 제2 결합 전송 선로(TL6B)의 제1 단부는 제2 신호 출력 포트에 연결되거나 제2 신호 출력 포트(P3)를 구성한다. 제1 결합 전송 선로(TL5B)의 제1 단부는 (예컨대 TL8B를 통해) 추가 전송 선로(TL8B)를 통해 래트 레이스 커플러의 제2 출력과 연결된다.
또한, 추가 전송 선로의 특성 임피던스는 기준 임피던스(예컨대, 50Ω)로부터 ±5% 이하만큼 또는 ±10% 이하만큼 편차를 갖는다. 또한, 한 쌍의 결합 전송 선로의 우모드 임피던스 Z0E와 한 쌍의 결합 전송 선로의 기모드 임피던스 Z0O의 곱은, 기준 임피던스의 제곱으로부터 ±5% 이하만큼 또는 ±10% 이하만큼 또는 ±15% 이하만큼 편차를 갖는다.
변형으로서, 한 쌍의 결합 전송 선로 중 결합 전송 선로의 전기적 길이는, 래트 레이스 커플러의 설계 중심 주파수에서 파장의 4분의 1로부터 ±5% 이하만큼 또는 ±10% 이하만큼 편차를 갖는다. 즉, 결합 전송 선로는 ±5% 또는 ±10%의 공차 내에서 래트 레이스 커플러의 설계 중심 주파수에서 λ/4인 전송 선로이다. 또한, 추가 전송 선로(TL8B)의 길이는, 한 쌍의 결합 전송 선로의 표유 전계(stray fields)를 래트 레이스 커플러로부터 분리하도록 선택된다. 또한, 제1 결합 구조를 형성하는 전송 선로의 전기적 길이는, ±1/10 파장의 공차로, 추가 전송 선로(TL8B)의 전기적 길이에 파장의 절반을 더한 것과 동일하다.
도 10은 본 출원의 일 실시예에 따른 변형된 래트 레이스의 성능을 도시한다.　도 10에 도시된 바와 같이, 전송 선로 부분(TL1B 내지 TL4B)의 Z0에 대한 변형은 위상에 거의 영향을 미치지 않는다.　또한 위상 보상 네트워크의 추가는 진폭에 전혀 영향을 미치지 않는다.
도 11은 또한 본 출원의 일 실시예에 따른 변형된 래트 레이스의 성능을 도시한다.　도 11에 도시된 바와 같이, 위상 보상 네트워크의 추가(즉, 제1 및 제2 결합 구조의 추가)는 위상 천이에 영향을 미친다.
상술한 실시예들은 고주파 전력 분배기에 관한 것이다.　그러나 동일한 구조가, 둘 이상의 신호 입력 포트로부터의 입력 신호에 기초하여 출력 신호를 획득하기 위한 고주파 전력 결합기 회로로서 사용된다.　예를 들어, 결합기 회로는, 래트 레이스 커플러 - 래트 레이스 커플러는 래트 레이스 커플러의 제1 입력(예컨대, TL7B가 래트 레이스 커플러 링에 연결되는 위치)에서의 신호 및 래트 레이스 커플러의 제2 입력(예컨대, TL8B가 래트 레이스 커플러 링에 연결되는 위치)에서의 신호에 기초하여 래트 레이스 커플러의 출력 포트(예컨대, P1)에서 출력 신호를 제공하도록 구성됨 -; 래트 레이스 커플러의 제1 입력에 결합되어, 래트 레이스 커플러의 제1 입력을 제1 신호 입력 포트(P2)와 결합하는 제1 결합 구조(TL7B); 및 래트 레이스 커플러의 제2 입력에 결합되어, 래트 레이스 커플러의 제2 입력을 제2 신호 입력 포트(P3)와 결합하는 제2 결합 구조(예컨대, TL8B, TL5B, TL6B에 의해 구성됨)를 포함한다. 이 때, 래트 레이스 커플러의 출력 포트(P1)와 제1 입력 사이의 제1 전송 선로 부분(TL1B)의 특성 임피던스(예컨대, Z0=1/KGB*sqrt(2)*R0)는, 제1 방향에서 래트 레이스 커플러의 공칭 링 임피던스(예컨대, sqrt(2)*R0)와 편차를 갖고(예컨대, 공칭 링 임피던스보다 작음), 래트 레이스 커플러의 출력 포트(P1)와 제2 입력 사이의 제2 전송 선로 부분(TL2B)의 특성 임피던스(예컨대, Z0=KGB*sqrt(2)*R0)는, 제1 방향과 반대인 제2 방향에서 래트 레이스 커플러의 공칭 링 임피던스(예컨대, sqrt(2)*R0)와 편차를 갖는다(예컨대, 공칭 링 임피던스보다 큼).
둘 이상의 신호 입력 포트로부터의 입력 신호에 기초하여 출력 신호를 획득하기 위한 고주파 전력 결합기 회로의 추가 예로서, 결합기 회로는, 래트 레이스 커플러 - 래트 레이스 커플러는 래트 레이스 커플러의 제1 입력(예컨대, TL7B가 래트 레이스 커플러 링에 연결되는 위치)에서의 신호 및 래트 레이스 커플러의 제2 입력(예컨대, TL8B가 래트 레이스 커플러 링에 연결되는 위치)에서의 신호에 기초하여 래트 레이스 커플러의 출력 포트(예컨대, P1)에서 출력 신호를 제공하도록 구성됨 -; 래트 레이스 커플러의 제1 입력에 결합되어, 래트 레이스 커플러의 제1 입력을 제1 신호 입력 포트(P2)와 결합하는 제1 결합 구조(TL7B); 및 래트 레이스 커플러의 제2 입력에 결합되어, 래트 레이스 커플러의 제2 입력을 제2 신호 입력 포트(P3)와 결합하는 제2 결합 구조(예컨대, TL8B, TL5B, TL6B에 의해 구성됨)를 포함한다. 이 때, 제1 결합 구조 및 제2 결합 구조는 주파수에 대해 상이한 위상 천이를 제공하도록 구성된다. 또한, 제1 결합 구조는, 래트 레이스 커플러의 설계 주파수의 환경에서 래트 레이스 커플러의 제1 입력으로부터 출력 포트로의 전송 특성과 래트 레이스 커플러의 제2 입력으로부터 출력 포트로의 전송 특성의 주파수 변경(예컨대, 래트 레이스 커플러의 제1 입력과 래트 레이스 커플러의 제2 입력에서의 신호들의 조합에 영향을 미침)의 차이를 적어도 부분적으로 보상하도록 구성된 위상 천이기를 포함한다.

Claims (19)

  1. 입력 신호를 둘 이상의 신호 출력 포트에 분배하기 위한 고주파 전력 분배기 회로로서,
    래트 레이스(rat race) 커플러 - 상기 래트 레이스 커플러는 상기 래트 레이스 커플러의 입력 포트에 제공된 입력 신호를 상기 래트 레이스 커플러의 제1 출력 및 상기 래트 레이스 커플러의 제2 출력에 결합하도록 구성됨 -,
    상기 래트 레이스 커플러의 상기 제1 출력에 결합되어, 상기 래트 레이스 커플러의 상기 제1 출력을 제1 신호 출력 포트와 결합하는 제1 결합 구조, 및
    　상기 래트 레이스 커플러의 상기 제2 출력에 결합되어, 상기 래트 레이스 커플러의 상기 제2 출력을 제2 신호 출력 포트와 결합시키는 제2 결합 구조를 포함하되,
    상기 래트 레이스 커플러의 상기 입력 포트와 상기 제1 출력 사이의 제1 전송 선로 부분의 특성 임피던스는, 제1 방향에서 상기 래트 레이스 커플러의 공칭 링 임피던스와 편차를 갖고(deviate),
    상기 래트 레이스 커플러의 상기 입력 포트와 상기 제2 출력 사이의 제2 전송 선로 부분의 특성 임피던스는, 상기 제1 방향과 반대인 제2 방향에서 상기 래트 레이스 커플러의 상기 공칭 링 임피던스와 편차를 갖는,
    고주파 전력 분배기 회로.
  2. 제1 항에 있어서,
    상기 래트 레이스 커플러의 상기 제2 출력과 상기 래트 레이스 커플러의 추가 포트 사이의 제3 전송 선로 부분의 특성 임피던스는, 상기 제1 전송 선로 부분의 상기 특성 임피던스와 같은 방향에서 상기 공칭 링 임피던스와 편차를 갖는,
    고주파 전력 분배기 회로.
  3. 제1 항 또는 제2 항에 있어서,
    상기 래트 레이스 커플러의 상기 제1 출력과 상기 래트 레이스 커플러의 추가 포트 사이의 제4 전송 선로 부분의 특성 임피던스는, 상기 제2 전송 선로 부분의 상기 특성 임피던스와 같은 방향에서 상기 공칭 링 임피던스와 편차를 갖는,
    고주파 전력 분배기 회로.
  4. 제1 항 내지 제3 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 제1 전송 선로 부분의 상기 특성 임피던스의 값은, 상기 제1 전송 선로 부분의 상기 특성 임피던스 및 상기 제2 전송 선로 부분의 상기 특성 임피던스의 ±25% 이하만큼 또는 ±10% 이하만큼 상기 제3 전송 선로 부분의 특성 임피던스의 값과 차이가 나는,
    고주파 전력 분배기 회로.
  5. 제1 항 내지 제4 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 제2 전송 선로 부분의 상기 특성 임피던스의 값은, 상기 제2 전송 선로 부분의 상기 특성 임피던스 및 상기 제1 전송 선로 부분의 상기 특성 임피던스의 ±25% 이하만큼 또는 ±10% 이하만큼 상기 제4 전송 선로 부분의 특성 임피던스의 값과 차이가 나는,
    고주파 전력 분배기 회로.
  6. 제1 항 내지 제5 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 제1 전송 선로 부분의 상기 특성 임피던스 또는 상기 제3 전송 선로 부분의 특성 임피던스와 상기 제2 전송 선로 부분의 상기 특성 임피던스 또는 상기 제4 전송 선로 부분의 특성 임피던스를 곱한 값은, ±10%의 공차 내에서 상기 공칭 링 임피던스의 제곱 값과 같은,
    고주파 전력 분배기 회로.
  7. 제1 항 내지 제6 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 제1 전송 선로 부분의 상기 특성 임피던스 또는 상기 제3 전송 선로 부분의 특성 임피던스의 상기 값은, 상기 제2 전송 선로 부분의 상기 특성 임피던스 또는 상기 제4 전송 선로 부분의 특성 임피던스의 상기 값보다 작은,
    고주파 전력 분배기 회로.
  8. 제1 항 내지 제7 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 공칭 링 임피던스로부터 상기 특성 임피던스의 편차 범위는 상기 공칭 링 임피던스의 상기 값의 ±20% 이내 또는 ±10% 이내인,
    고주파 전력 분배기 회로.
  9. 제1 항 내지 제8 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 제1 및 상기 제3 전송 선로 부분의 상기 특성 임피던스의 상기 값은, 상기 공칭 링 임피던스의 상기 값의 +1% 내지 +20% 사이, 또는 +1% 내지 +10% 사이에서 편차를 갖고, 상기 제2 및 상기 제4 전송 선로 부분의 상기 특성 임피던스의 상기 값은, 상기 공칭 링 임피던스의 상기 값의 -1% 내지 -20% 사이, 또는 -1% 내지 -10% 사이에서 편차를 갖거나, 그 반대의 경우도 마찬가지인,
    고주파 전력 분배기 회로.
  10. 입력 신호를 둘 이상의 신호 출력 포트에 분배하기 위한 고주파 전력 분배기 회로로서,
    래트 레이스(rat race) 커플러 - 상기 래트 레이스 커플러는 상기 래트 레이스 커플러의 입력 포트에 제공된 입력 신호를 상기 래트 레이스 커플러의 제1 출력 및 상기 래트 레이스 커플러의 제2 출력에 결합하도록 구성됨 -,
    상기 래트 레이스 커플러의 상기 제1 출력에 결합되어, 상기 래트 레이스 커플러의 상기 제1 출력을 제1 신호 출력 포트와 결합하는 제1 결합 구조, 및
    상기 래트 레이스 커플러의 상기 제2 출력에 결합되어, 상기 래트 레이스 커플러의 상기 제2 출력을 제2 신호 출력 포트와 결합하는 제2 결합 구조를 포함하되,
    상기 제1 결합 구조 및 상기 제2 결합 구조는 주파수에 대해 상이한 위상 천이를 제공하도록 구성되고,
    상기 제1 결합 구조는, 상기 래트 레이스 커플러의 설계 주파수의 환경에서 상기 래트 레이스 커플러의 상기 제1 출력과 상기 래트 레이스 커플러의 상기 제2 출력에서의 신호들 사이의 위상차의 주파수 변동을 적어도 부분적으로 보상하도록 구성된 위상 천이기를 포함하는,
    고주파 전력 분배기 회로.
  11. 제10 항에 있어서,
    상기 제2 결합 구조는 한 쌍의 결합 전송 선로를 포함하고,
    제1 결합 전송 선로의 제1 단부는 상기 래트 레이스 커플러의 상기 제2 출력과 연결되고,
    상기 제1 결합 전송 선로의 제2 단부는 상기 제1 결합 전송 선로의 상기 제2 단부에 인접한 제2 결합 전송 선로의 제2 단부에 연결되고,
    상기 제2 결합 전송 선로의 상기 제1 단부는 제2 신호 출력 포트에 연결되거나 상기 제2 신호 출력 포트를 구성하는,
    고주파 전력 분배기 회로.
  12. 제10 항 또는 제11 항에 있어서,
    상기 제1 결합 전송 선로의 상기 제1 단부는 추가 전송 선로를 통해 상기 래트 레이스 커플러의 상기 제2 출력과 연결되는,
    고주파 전력 분배기 회로.
  13. 제10 항 내지 제12 항 중 어느 한 항에 있어서,
    추가 전송 선로의 특성 임피던스는 기준 임피던스와 ±5% 이하만큼 또는 ±10% 이하만큼 편차를 갖는,
    고주파 전력 분배기 회로.
  14. 제10 항 내지 제13 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 한 쌍의 결합 전송 선로의 우모드(even mode) 임피던스와 상기 한 쌍의 결합 전송 선로의 기모드(odd mode) 임피던스의 곱은, 상기 기준 임피던스의 제곱과 ±5% 이하만큼 또는 ±10% 이하만큼 또는 ±15% 이하만큼 편차를 갖는,
    고주파 전력 분배기 회로.
  15. 제10 항 내지 제14 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 한 쌍의 결합 전송 선로 중 상기 결합 전송 선로의 전기적 길이는, 상기 래트 레이스 커플러의 설계 중심 주파수에서의 파장의 1/4과 ±5% 이하만큼 또는 ±10% 이하만큼 편차를 갖는,
    고주파 전력 분배기 회로.
  16. 제10 항 내지 제15 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 추가 전송 선로의 길이는, 상기 한 쌍의 결합 전송 선로의 표유 전계(stray fields)를 상기 래트 레이스 커플러로부터 분리하도록 선택되는,
    고주파 전력 분배기 회로.
  17. 제10 항 내지 제16 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 제1 결합 구조를 형성하는 전송 선로의 전기적 길이는, ±1/10 파장의 공차로, 상기 추가 전송 선로의 전기적 길이에 파장의 절반을 더한 것과 동일한,
    고주파 전력 분배기 회로.
  18. 둘 이상의 신호 입력 포트로부터의 입력 신호에 기초하여 출력 신호를 획득하기 위한 고주파 전력 결합기 회로로서,
    래트 레이스(rat race) 커플러 - 상기 래트 레이스 커플러는, 상기 래트 레이스 커플러의 제1 입력에서의 신호 및 상기 래트 레이스 커플러의 제2 입력에서의 신호에 기초하여 상기 래트 레이스 커플러의 출력 포트에서 출력 신호를 제공하도록 구성됨 -,
    상기 래트 레이스 커플러의 상기 제1 입력에 결합되어, 상기 래트 레이스 커플러의 상기 제1 입력을 제1 신호 입력 포트와 결합하는 제1 결합 구조, 및
    상기 래트 레이스 커플러의 상기 제2 입력에 결합되어, 상기 래트 레이스 커플러의 상기 제2 입력을 제2 신호 입력 포트와 결합하는 제2 결합 구조를 포함하되,
    상기 래트 레이스 커플러의 상기 출력 포트와 상기 제1 입력 사이의 제1 전송 선로 부분의 특성 임피던스는, 제1 방향에서 상기 래트 레이스 커플러의 공칭 링 임피던스와 편차를 가지며,
    상기 래트 레이스 커플러의 상기 출력 포트와 상기 제2 입력 사이의 제2 전송 선로 부분의 특성 임피던스는, 상기 제1 방향과 반대인 제2 방향에서 상기 래트 레이스 커플러의 상기 공칭 링 임피던스와 편차를 갖는,
    고주파 전력 결합기 회로.
  19. 둘 이상의 신호 입력 포트로부터의 입력 신호에 기초하여 출력 신호를 획득하기 위한 고주파 전력 결합기 회로로서,
    래트 레이스(rat race) 커플러 - 상기 래트 레이스 커플러는, 상기 래트 레이스 커플러의 제1 입력에서의 신호 및 상기 래트 레이스 커플러의 제2 입력에서의 신호에 기초하여 상기 래트 레이스 커플러의 출력 포트에서 출력 신호를 제공하도록 구성됨 -,
    상기 래트 레이스 커플러의 상기 제1 입력에 결합되어, 상기 래트 레이스 커플러의 상기 제1 입력을 제1 신호 입력 포트와 결합하는 제1 결합 구조, 및
    상기 래트 레이스 커플러의 상기 제2 입력에 결합되어, 상기 래트 레이스 커플러의 상기 제2 입력을 제2 신호 입력 포트와 결합하는 제2 결합 구조를 포함하되,
    상기 제1 결합 구조 및 상기 제2 결합 구조는 주파수에 대해 상이한 위상 천이를 제공하도록 구성되고,
    상기 제1 결합 구조는, 상기 래트 레이스 커플러의 설계 주파수의 환경에서 상기 래트 레이스 커플러의 상기 제1 입력으로부터 상기 출력 포트로의 전송 특성과 상기 래트 레이스 커플러의 상기 제2 입력으로부터 상기 출력 포트로의 전송 특성의 주파수 변경의 차이를 적어도 부분적으로 보상하도록 구성된 위상 천이기를 포함하는,
    고주파 전력 결합기 회로.
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