JPH07221811A - 周波数誤差検出装置 - Google Patents
周波数誤差検出装置Info
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- JPH07221811A JPH07221811A JP6027574A JP2757494A JPH07221811A JP H07221811 A JPH07221811 A JP H07221811A JP 6027574 A JP6027574 A JP 6027574A JP 2757494 A JP2757494 A JP 2757494A JP H07221811 A JPH07221811 A JP H07221811A
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- Japan
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- signal
- frequency
- cross product
- waveform shaping
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 複数のサブキャリアを使用するディジタル通
信の受信側において、同期検波に使用された発振周波数
と搬送波周波数との周波数誤差を小規模の回路で検出す
ることができる周波数誤差検出装置を提供する。 【構成】 入力信号に対するクロスプロダクト演算手段
15、25、16、26、31を備える周波数誤差検出装置におい
て、複数のサブキャリアの合成された信号を波形整形
し、波形整形後の信号をクロスプロダクト演算手段に供
給する合成型波形整形フィルタ14、24と、クロスプロダ
クト演算手段から出力された信号の高調波成分を除去す
る低域通過フィルタ32とを設ける。サブキャリアは個々
に分離されず、合成したままのサブキャリアに対してル
ートナイキスト波形整形が行なわれ、そのままクロスプ
ロダクト演算が実行される。演算によって高調波成分が
生じるが、それを低域通過フィルタ32で除くことによ
り、周波数誤差成分を得ることができる。
信の受信側において、同期検波に使用された発振周波数
と搬送波周波数との周波数誤差を小規模の回路で検出す
ることができる周波数誤差検出装置を提供する。 【構成】 入力信号に対するクロスプロダクト演算手段
15、25、16、26、31を備える周波数誤差検出装置におい
て、複数のサブキャリアの合成された信号を波形整形
し、波形整形後の信号をクロスプロダクト演算手段に供
給する合成型波形整形フィルタ14、24と、クロスプロダ
クト演算手段から出力された信号の高調波成分を除去す
る低域通過フィルタ32とを設ける。サブキャリアは個々
に分離されず、合成したままのサブキャリアに対してル
ートナイキスト波形整形が行なわれ、そのままクロスプ
ロダクト演算が実行される。演算によって高調波成分が
生じるが、それを低域通過フィルタ32で除くことによ
り、周波数誤差成分を得ることができる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ディジタル通信の受信
機等において、同期検波に使用する発振器の発振周波数
と搬送波周波数との間の誤差を検出する周波数誤差検出
装置、およびそれを周波数制御に用いた周波数制御装置
に関し、特に、小規模の回路でそれを実現したものであ
る。
機等において、同期検波に使用する発振器の発振周波数
と搬送波周波数との間の誤差を検出する周波数誤差検出
装置、およびそれを周波数制御に用いた周波数制御装置
に関し、特に、小規模の回路でそれを実現したものであ
る。
【０００２】
【従来の技術】ディジタル通信の受信装置では、発振器
の発振する信号を使って受信信号を同期検波する場合、
この発振器の出力する信号の発振周波数と搬送波周波数
との間に誤差があると、復号の誤りが発生する。情報を
搬送波の同相成分と直交成分とに乗せて伝送するディジ
タル通信では、この発振周波数と搬送波周波数との間の
周波数差は、文献（"Improving Frequency Acquisition
of Costas Loop" IEEETrans. Commum. vol.COM-25,pp.
1453-1459,Dec.1977）が示すように、同相成分と直交成
分とのクロスプロダクト演算によって検出することがで
きる。
の発振する信号を使って受信信号を同期検波する場合、
この発振器の出力する信号の発振周波数と搬送波周波数
との間に誤差があると、復号の誤りが発生する。情報を
搬送波の同相成分と直交成分とに乗せて伝送するディジ
タル通信では、この発振周波数と搬送波周波数との間の
周波数差は、文献（"Improving Frequency Acquisition
of Costas Loop" IEEETrans. Commum. vol.COM-25,pp.
1453-1459,Dec.1977）が示すように、同相成分と直交成
分とのクロスプロダクト演算によって検出することがで
きる。
【０００３】図６の装置は、この文献に記載された周波
数制御装置であり、クロスプロダクト演算で検出された
周波数差を用いて、入力信号の周波数を制御している。
この装置は、受信信号の同相成分１または直交成分２と
数値制御発振器34の発振する信号とを乗算する乗算器1
1、21と、不要成分を除去する低域通過フィルタ12、22
と、低域通過フィルタ12、22から出力された信号をディ
ジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器13、23と、Ａ／Ｄ変
換器の出力した信号を遅延させる遅延器15、25と、遅延
させた同相成分の信号と遅延していない直交成分の信号
とを乗算する乗算器16と、遅延させた直交成分の信号と
遅延していない同相成分の信号とを乗算する乗算器25
と、一方の乗算器16の出力から他方の乗算器26の出力を
減算する加算器31と、高調波成分を除去する低域通過フ
ィルタ32と、周波数誤差検出結果の精度を上げるループ
フィルタ33とを備えている。
数制御装置であり、クロスプロダクト演算で検出された
周波数差を用いて、入力信号の周波数を制御している。
この装置は、受信信号の同相成分１または直交成分２と
数値制御発振器34の発振する信号とを乗算する乗算器1
1、21と、不要成分を除去する低域通過フィルタ12、22
と、低域通過フィルタ12、22から出力された信号をディ
ジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器13、23と、Ａ／Ｄ変
換器の出力した信号を遅延させる遅延器15、25と、遅延
させた同相成分の信号と遅延していない直交成分の信号
とを乗算する乗算器16と、遅延させた直交成分の信号と
遅延していない同相成分の信号とを乗算する乗算器25
と、一方の乗算器16の出力から他方の乗算器26の出力を
減算する加算器31と、高調波成分を除去する低域通過フ
ィルタ32と、周波数誤差検出結果の精度を上げるループ
フィルタ33とを備えている。
【０００４】この装置では、遅延器15、25、乗算器16、
26および加算器31によって同相成分および直交成分のク
ロスプロダクト演算が行なわれ、その演算で得られた周
波数誤差が数値制御発振器34に送られ、数値制御発振器
34は、その周波数誤差に応じて発振周波数を変え、入力
信号の周波数を制御する。
26および加算器31によって同相成分および直交成分のク
ロスプロダクト演算が行なわれ、その演算で得られた周
波数誤差が数値制御発振器34に送られ、数値制御発振器
34は、その周波数誤差に応じて発振周波数を変え、入力
信号の周波数を制御する。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】ディジタル通信では、
通信の効率化を図るために、搬送波周波数を中心周波数
から少しずつ変位させた複数のサブキャリアを使用して
多値を送信することが行なわれているが、この通信方式
において、同期検波に使用された発振周波数と搬送波周
波数との周波数誤差をクロスプロダクト演算で検出する
場合、従来は次のようなオフライン処理が行なわれてい
る。
通信の効率化を図るために、搬送波周波数を中心周波数
から少しずつ変位させた複数のサブキャリアを使用して
多値を送信することが行なわれているが、この通信方式
において、同期検波に使用された発振周波数と搬送波周
波数との周波数誤差をクロスプロダクト演算で検出する
場合、従来は次のようなオフライン処理が行なわれてい
る。
【０００６】まず、各サブキャリアのそれぞれに周波数
変換を施して、各サブキャリアの中心を中心周波数に合
わせる。次いで、中心周波数の前後に通過帯域を持つル
ートナイキスト・フィルタによって各サブキャリアを取
出し、各サブキャリア毎にクロスプロダクト演算を行な
って各サブキャリアの周波数誤差を計算し、さらにそれ
らを併せて全体の周波数誤差を求める。
変換を施して、各サブキャリアの中心を中心周波数に合
わせる。次いで、中心周波数の前後に通過帯域を持つル
ートナイキスト・フィルタによって各サブキャリアを取
出し、各サブキャリア毎にクロスプロダクト演算を行な
って各サブキャリアの周波数誤差を計算し、さらにそれ
らを併せて全体の周波数誤差を求める。
【０００７】こうした複雑な手順を必要とするため、周
波数差を検出する検出装置は、それをハードで実現する
場合には、回路規模が増大し、また、ソフトで実現する
場合には処理量が増加するという問題点を有している。
波数差を検出する検出装置は、それをハードで実現する
場合には、回路規模が増大し、また、ソフトで実現する
場合には処理量が増加するという問題点を有している。
【０００８】本発明は、こうした従来の問題点を解決す
るものであり、複数のサブキャリアを使用するディジタ
ル通信の受信側において、同期検波に使用された発振周
波数と搬送波周波数との周波数誤差を小規模の回路で検
出することができる周波数誤差検出装置、およびそれを
組込んだ周波数制御装置を提供することを目的としてい
る。
るものであり、複数のサブキャリアを使用するディジタ
ル通信の受信側において、同期検波に使用された発振周
波数と搬送波周波数との周波数誤差を小規模の回路で検
出することができる周波数誤差検出装置、およびそれを
組込んだ周波数制御装置を提供することを目的としてい
る。
【０００９】
【課題を解決するための手段】そこで、本発明では、入
力信号に対するクロスプロダクト演算手段を備える周波
数誤差検出装置において、複数のサブキャリアの合成さ
れた信号を波形整形し、波形整形後の信号をクロスプロ
ダクト演算手段に供給する合成型波形整形フィルタと、
クロスプロダクト演算手段から出力された信号の高調波
成分を除去する低域通過フィルタとを設けている。
力信号に対するクロスプロダクト演算手段を備える周波
数誤差検出装置において、複数のサブキャリアの合成さ
れた信号を波形整形し、波形整形後の信号をクロスプロ
ダクト演算手段に供給する合成型波形整形フィルタと、
クロスプロダクト演算手段から出力された信号の高調波
成分を除去する低域通過フィルタとを設けている。
【００１０】また、合成型波形整形フィルタをディジタ
ル・フィルタで構成し、この合成型波形整形フィルタの
前にＡ／Ｄ変換器を、このＡ／Ｄ変換器の前に低域通過
フィルタを設けている。
ル・フィルタで構成し、この合成型波形整形フィルタの
前にＡ／Ｄ変換器を、このＡ／Ｄ変換器の前に低域通過
フィルタを設けている。
【００１１】また、入力信号に対するクロスプロダクト
演算手段と、入力信号に乗算する信号を出力する数値制
御発振器と、クロスプロダクト演算手段の演算結果に基
づいて数値制御発振器の発振周波数を制御する制御手段
とを備える周波数制御装置において、複数のサブキャリ
アの合成された信号を波形整形し、波形整形後の信号を
クロスプロダクト演算手段に供給する合成型波形整形フ
ィルタと、クロスプロダクト演算手段から出力された信
号の高調波成分を除去する低域通過フィルタとを設けて
いる。
演算手段と、入力信号に乗算する信号を出力する数値制
御発振器と、クロスプロダクト演算手段の演算結果に基
づいて数値制御発振器の発振周波数を制御する制御手段
とを備える周波数制御装置において、複数のサブキャリ
アの合成された信号を波形整形し、波形整形後の信号を
クロスプロダクト演算手段に供給する合成型波形整形フ
ィルタと、クロスプロダクト演算手段から出力された信
号の高調波成分を除去する低域通過フィルタとを設けて
いる。
【００１２】さらに、この周波数制御装置の合成型波形
整形フィルタをディジタル・フィルタで構成し、合成型
波形整形フィルタの前にＡ／Ｄ変換器を、その前に低域
通過フィルタを設けている。
整形フィルタをディジタル・フィルタで構成し、合成型
波形整形フィルタの前にＡ／Ｄ変換器を、その前に低域
通過フィルタを設けている。
【００１３】
【作用】そのため、サブキャリアは個々に分離されず、
合成したままのサブキャリアに対してルートナイキスト
波形整形が行なわれ、そのままクロスプロダクト演算が
実行される。演算によって高調波成分が生じるが、それ
を低域通過フィルタで除くことにより、周波数誤差成分
を検出することができる。
合成したままのサブキャリアに対してルートナイキスト
波形整形が行なわれ、そのままクロスプロダクト演算が
実行される。演算によって高調波成分が生じるが、それ
を低域通過フィルタで除くことにより、周波数誤差成分
を検出することができる。
【００１４】従って、ルートナイキスト・フィルタの数
とクロスプロダクト処理の回数は、サブキャリアを用い
ない送信の場合と同じであり、小規模のハード構成で、
また、ソフトウエアで実現する場合には、少ない処理量
で周波数誤差を検出することができる。
とクロスプロダクト処理の回数は、サブキャリアを用い
ない送信の場合と同じであり、小規模のハード構成で、
また、ソフトウエアで実現する場合には、少ない処理量
で周波数誤差を検出することができる。
【００１５】合成型波形整形フィルタをディジタル・フ
ィルタによって構成するときは、その前に低域通過フィ
ルタを設ける。これは不要成分がＡ／Ｄ変換されないよ
うにするための措置である。
ィルタによって構成するときは、その前に低域通過フィ
ルタを設ける。これは不要成分がＡ／Ｄ変換されないよ
うにするための措置である。
【００１６】また、これらの周波数誤差検出機構を周波
数制御装置に組込むことによって、周波数制御装置の規
模の増加を抑えることができる。
数制御装置に組込むことによって、周波数制御装置の規
模の増加を抑えることができる。
【００１７】
（第１実施例）第１実施例の周波数誤差検出装置は、図
１に示すように、サブキャリア合成されたベースバンド
信号の同相成分10または直交成分20に対してルートナイ
キスト波形整形を行なう合成型ルートナイキスト・フィ
ルタ14、24と、信号をディジタル変換するＡ／Ｄ変換器
13、23と、入力データの同相成分および直交成分のクロ
スプロダクト演算を行なう遅延器15、25、乗算器16、26
および加算器31と、加算器31から出力された周波数誤差
成分の高調波を取除く低域通過フィルタ32とを備えてい
る。
１に示すように、サブキャリア合成されたベースバンド
信号の同相成分10または直交成分20に対してルートナイ
キスト波形整形を行なう合成型ルートナイキスト・フィ
ルタ14、24と、信号をディジタル変換するＡ／Ｄ変換器
13、23と、入力データの同相成分および直交成分のクロ
スプロダクト演算を行なう遅延器15、25、乗算器16、26
および加算器31と、加算器31から出力された周波数誤差
成分の高調波を取除く低域通過フィルタ32とを備えてい
る。
【００１８】合成型ルートナイキストフィルタ14、24
は、各サブキャリアのルートナイキスト・フィルタ特性
を合成した特性を有しており、サブキャリアが２つの場
合は、図２に示す特性を備えている。
は、各サブキャリアのルートナイキスト・フィルタ特性
を合成した特性を有しており、サブキャリアが２つの場
合は、図２に示す特性を備えている。
【００１９】いま、搬送波が、（中心周波数−△ω）の
周波数を有するサブキャリア１と、（中心周波数＋△
ω）の周波数を有するサブキャリア２とから構成される
ものとすると、この装置では、サブキャリア１とサブキ
ャリア２との合成されたベースバンド信号の同相成分10
および直交成分20を、図２のルートナイキスト・フィル
タ特性を持つ合成型波形整形フィルタ14、24で波形整形
し、Ａ／Ｄ変換器13、23でＡ／Ｄ変換した後、零ＩＦの
まま（各サブキャリアの周波数が中心周波数から−△
ω、△ω変位した状態のまま）、サブキャリアを分解す
ること無く、クロスプロダクト演算を行なう。次いで、
加算器31から出力された信号を低域通過フィルタ32を通
過させて、出力に含まれる高調波成分を除去し、周波数
誤差成分を抽出する。
周波数を有するサブキャリア１と、（中心周波数＋△
ω）の周波数を有するサブキャリア２とから構成される
ものとすると、この装置では、サブキャリア１とサブキ
ャリア２との合成されたベースバンド信号の同相成分10
および直交成分20を、図２のルートナイキスト・フィル
タ特性を持つ合成型波形整形フィルタ14、24で波形整形
し、Ａ／Ｄ変換器13、23でＡ／Ｄ変換した後、零ＩＦの
まま（各サブキャリアの周波数が中心周波数から−△
ω、△ω変位した状態のまま）、サブキャリアを分解す
ること無く、クロスプロダクト演算を行なう。次いで、
加算器31から出力された信号を低域通過フィルタ32を通
過させて、出力に含まれる高調波成分を除去し、周波数
誤差成分を抽出する。
【００２０】この装置の動作を数式を用いて説明する。
サブキャリア１とサブキャリア２との合成された信号
は、式（１）のように表わすことができる。（なお、式
中、ｃｏｓθ＋ｊｓｉｎθを表わすｅjθ を、ｅ［ｊ
θ］と表記する） Ａ＝ａ1・ｅ[jθ1]・ｅ[-j△ωｔ]＋ａ2・ｅ[jθ2]・ｅ[j△ωｔ] ＝Ｉ(ｔ)＋ｊＱ(ｔ) （１） この信号が、周波数オフセットωoff を持つ場合、入力
信号10および20は、式（２）のようになる。 Ａ’＝Ａ×ｅ[jωoffｔ] ＝Ｉ(ｔ）ｃｏｓ(ωoffｔ)−Ｑ(ｔ)ｓｉｎ(ωoffｔ) ＋ｊ｛Ｉ(ｔ）ｓｉｎ(ωoffｔ)＋Ｑ(ｔ)ｃｏｓ(ωoffｔ)｝ （２）
サブキャリア１とサブキャリア２との合成された信号
は、式（１）のように表わすことができる。（なお、式
中、ｃｏｓθ＋ｊｓｉｎθを表わすｅjθ を、ｅ［ｊ
θ］と表記する） Ａ＝ａ1・ｅ[jθ1]・ｅ[-j△ωｔ]＋ａ2・ｅ[jθ2]・ｅ[j△ωｔ] ＝Ｉ(ｔ)＋ｊＱ(ｔ) （１） この信号が、周波数オフセットωoff を持つ場合、入力
信号10および20は、式（２）のようになる。 Ａ’＝Ａ×ｅ[jωoffｔ] ＝Ｉ(ｔ）ｃｏｓ(ωoffｔ)−Ｑ(ｔ)ｓｉｎ(ωoffｔ) ＋ｊ｛Ｉ(ｔ）ｓｉｎ(ωoffｔ)＋Ｑ(ｔ)ｃｏｓ(ωoffｔ)｝ （２）
【００２１】この信号に対して、従来の方式では、周波
数△ω／４πを信号全体に掛けて周波数変換した後、中
心周波数０Ｈｚ、帯域△ω／４πのフィルタを用いて、
式（３）で表わされるサブキャリア１（ａ１）の信号を
取出し、また、周波数−△ω／４πを信号全体に掛けた
後、中心周波数０Ｈｚ、帯域△ω／４πのフィルタを用
いて、式（４）で表わされるサブキャリア２（ａ２）を
取出す。 ａ１＝Ｉ1(ｔ）ｃｏｓ(ωoffｔ)−Ｑ1(ｔ)ｓｉｎ(ωoffｔ) ＋ｊ｛Ｉ1(ｔ）ｓｉｎ(ωoffｔ)＋Ｑ(ｔ)1ｃｏｓ(ωoffｔ)｝ （３） ａ２＝Ｉ2(ｔ）ｃｏｓ(ωoffｔ)−Ｑ2(ｔ)ｓｉｎ(ωoffｔ) ＋ｊ｛Ｉ2(ｔ）ｓｉｎ(ωoffｔ)＋Ｑ(ｔ)2ｃｏｓ(ωoffｔ)｝ （４） 従来の方式では、このサブキャリア１およびサブキャリ
ア２のそれぞれに対してクロスプロダクト演算を行な
う。サブキャリア１に対してクロスプロダクト演算を行
なった結果は次のようになる。
数△ω／４πを信号全体に掛けて周波数変換した後、中
心周波数０Ｈｚ、帯域△ω／４πのフィルタを用いて、
式（３）で表わされるサブキャリア１（ａ１）の信号を
取出し、また、周波数−△ω／４πを信号全体に掛けた
後、中心周波数０Ｈｚ、帯域△ω／４πのフィルタを用
いて、式（４）で表わされるサブキャリア２（ａ２）を
取出す。 ａ１＝Ｉ1(ｔ）ｃｏｓ(ωoffｔ)−Ｑ1(ｔ)ｓｉｎ(ωoffｔ) ＋ｊ｛Ｉ1(ｔ）ｓｉｎ(ωoffｔ)＋Ｑ(ｔ)1ｃｏｓ(ωoffｔ)｝ （３） ａ２＝Ｉ2(ｔ）ｃｏｓ(ωoffｔ)−Ｑ2(ｔ)ｓｉｎ(ωoffｔ) ＋ｊ｛Ｉ2(ｔ）ｓｉｎ(ωoffｔ)＋Ｑ(ｔ)2ｃｏｓ(ωoffｔ)｝ （４） 従来の方式では、このサブキャリア１およびサブキャリ
ア２のそれぞれに対してクロスプロダクト演算を行な
う。サブキャリア１に対してクロスプロダクト演算を行
なった結果は次のようになる。
【００２２】 ｛Ｉ1(ｔ)Ｉ1(ｔ−Ｔv)＋Ｑ1(ｔ)Ｑ1(ｔ−Ｔv)｝ｓｉｎωoffＴv ＋｛Ｑ1(ｔ)Ｉ1(ｔ−Ｔv)−Ｉ1(ｔ)Ｑ1(ｔ−Ｔv)｝ｃｏｓωoffＴv （５） なお、Ｔv は遅延器15、25による遅延量を表わしてい
る。また、サブキャリア２に対してクロスプロダクト演
算を行なった結果は、 ｛Ｉ2(ｔ)Ｉ2(ｔ−Ｔv)＋Ｑ2(ｔ)Ｑ2(ｔ−Ｔv)｝ｓｉｎωoffＴv ＋｛Ｑ2(ｔ)Ｉ2(ｔ−Ｔv)−Ｉ2(ｔ)Ｑ2(ｔ−Ｔv)｝ｃｏｓωoffＴv （６） となる。従来の方式では、この式（５）と（６）とを加
えて全体の周波数誤差を求める。
る。また、サブキャリア２に対してクロスプロダクト演
算を行なった結果は、 ｛Ｉ2(ｔ)Ｉ2(ｔ−Ｔv)＋Ｑ2(ｔ)Ｑ2(ｔ−Ｔv)｝ｓｉｎωoffＴv ＋｛Ｑ2(ｔ)Ｉ2(ｔ−Ｔv)−Ｉ2(ｔ)Ｑ2(ｔ−Ｔv)｝ｃｏｓωoffＴv （６） となる。従来の方式では、この式（５）と（６）とを加
えて全体の周波数誤差を求める。
【００２３】これに対して、実施例の装置では、サブキ
ャリアを分離すること無く、式（７）によってクロスプ
ロダクト演算を行なう。 ｕf＝｛Ｉ(ｔ−Ｔv)ｃｏｓ(ωoff（ｔ−Ｔv）) −Ｑ(ｔ−Ｔv)ｓｉｎ(ωoff（ｔ−Ｔv）)｝ ×｛Ｉ(ｔ）ｓｉｎ(ωoffｔ)＋Ｑ(ｔ)ｃｏｓ(ωoffｔ)｝ −｛Ｉ(ｔ）ｃｏｓ(ωoffｔ)−Ｑ(ｔ)ｓｉｎ(ωoffｔ)｝ ×｛Ｉ(ｔ−Ｔv)ｓｉｎ(ωoff（ｔ−Ｔv）) ＋Ｑ(ｔ−Ｔv)ｃｏｓ(ωoff（ｔ−Ｔv）)｝ （７） この式は、式（８）のように纏めることができる。 ｕf＝｛Ｉ(ｔ)Ｉ(ｔ−Ｔv)＋Ｑ(ｔ)Ｑ(ｔ−Ｔv)｝ｓｉｎ(ωoffＴv) ＋｛Ｑ(ｔ)Ｉ(ｔ−Ｔv)−Ｉ(ｔ)Ｑ(ｔ−Ｔv)｝ｃｏｓ(ωoffＴv) （８）
ャリアを分離すること無く、式（７）によってクロスプ
ロダクト演算を行なう。 ｕf＝｛Ｉ(ｔ−Ｔv)ｃｏｓ(ωoff（ｔ−Ｔv）) −Ｑ(ｔ−Ｔv)ｓｉｎ(ωoff（ｔ−Ｔv）)｝ ×｛Ｉ(ｔ）ｓｉｎ(ωoffｔ)＋Ｑ(ｔ)ｃｏｓ(ωoffｔ)｝ −｛Ｉ(ｔ）ｃｏｓ(ωoffｔ)−Ｑ(ｔ)ｓｉｎ(ωoffｔ)｝ ×｛Ｉ(ｔ−Ｔv)ｓｉｎ(ωoff（ｔ−Ｔv）) ＋Ｑ(ｔ−Ｔv)ｃｏｓ(ωoff（ｔ−Ｔv）)｝ （７） この式は、式（８）のように纏めることができる。 ｕf＝｛Ｉ(ｔ)Ｉ(ｔ−Ｔv)＋Ｑ(ｔ)Ｑ(ｔ−Ｔv)｝ｓｉｎ(ωoffＴv) ＋｛Ｑ(ｔ)Ｉ(ｔ−Ｔv)−Ｉ(ｔ)Ｑ(ｔ−Ｔv)｝ｃｏｓ(ωoffＴv) （８）
【００２４】ここで、Ｉ（ｔ）、Ｑ（ｔ）は（９）式に
よって定義されている。 Ｉ(ｔ)≡Ｉ1(ｔ)ｃｏｓ△ωｔ＋Ｑ1(ｔ)ｓｉｎ△ωｔ ＋Ｉ2(ｔ)ｃｏｓ△ωｔ−Ｑ2(ｔ)ｓｉｎ△ωｔ Ｑ(ｔ)≡−Ｉ1(ｔ)ｓｉｎ△ωｔ＋Ｑ1(ｔ)ｃｏｓ△ωｔ ＋Ｉ2(ｔ)ｓｉｎ△ωｔ＋Ｑ2(ｔ)ｃｏｓ△ωｔ （９） この式（９）を（８）式の（Ｉ(ｔ)Ｉ(ｔ−Ｔv)＋Ｑ
(ｔ)Ｑ(ｔ−Ｔv））に代入すると、 Ｉ(ｔ)Ｉ(ｔ−Ｔv)＋Ｑ(ｔ)Ｑ(ｔ−Ｔv) ＝｛Ｉ1(ｔ)Ｉ1(ｔ−Ｔv)＋Ｑ1(ｔ)Ｑ1(ｔ−Ｔv) ＋Ｉ2(ｔ)Ｉ2(ｔ−Ｔv)＋Ｑ2(ｔ)Ｑ2(ｔ−Ｔv)｝ｃｏｓ△ωＴv ＋｛−Ｉ1(ｔ)Ｑ1(ｔ−Ｔv)＋Ｑ1(ｔ)Ｉ1(ｔ−Ｔv) ＋Ｉ2(ｔ)Ｑ2(ｔ−Ｔv)−Ｑ2(ｔ)Ｉ2(ｔ−Ｔv)｝ｓｉｎ△ωＴv ＋｛Ｉ1(ｔ)Ｉ2(ｔ−Ｔv)＋Ｑ1(ｔ)Ｑ2(ｔ−Ｔv)＋Ｉ2(ｔ)Ｉ1(ｔ−Ｔv) ＋Ｑ2(ｔ)Ｑ1(ｔ−Ｔv)｝ｃｏｓ（２△ωｔ＋△ωＴv） ＋｛−Ｉ1(ｔ)Ｑ2(ｔ−Ｔv)＋Ｑ1(ｔ)Ｉ2(ｔ−Ｔv)＋Ｉ2(ｔ)Ｑ1(ｔ−Ｔv) −Ｑ2(ｔ)Ｉ1(ｔ−Ｔv)｝ｓｉｎ（２△ωｔ＋△ωＴv） （１０） となり、また、（Ｑ(ｔ)Ｉ(ｔ−Ｔv)−Ｉ(ｔ)Ｑ(ｔ−Ｔ
v)）は、 Ｑ(ｔ)Ｉ(ｔ−Ｔv)−Ｉ(ｔ)Ｑ(ｔ−Ｔv) ＝｛−Ｉ1(ｔ)Ｑ1(ｔ−Ｔv)＋Ｑ1(ｔ)Ｉ1(ｔ−Ｔv) −Ｉ2(ｔ)Ｑ2(ｔ−Ｔv)＋Ｑ2(ｔ)Ｉ2(ｔ−Ｔv)｝ｃｏｓ△ωＴv −｛Ｉ1(ｔ)Ｉ1(ｔ−Ｔv)＋Ｑ1(ｔ)Ｑ1(ｔ−Ｔv) −Ｉ2(ｔ)Ｉ2(ｔ−Ｔv)−Ｑ2(ｔ)Ｑ2(ｔ−Ｔv)｝ｓｉｎ△ωＴv ＋｛−Ｉ1(ｔ)Ｑ2(ｔ−Ｔv)＋Ｑ1(ｔ)Ｉ2(ｔ−Ｔv)−Ｉ2(ｔ)Ｑ1(ｔ−Ｔv) ＋Ｑ2(ｔ)Ｉ1(ｔ−Ｔv)｝ｃｏｓ（２△ωｔ＋△ωＴv） ＋｛Ｉ1(ｔ)Ｉ2(ｔ−Ｔv)＋Ｑ1(ｔ)Ｑ2(ｔ−Ｔv)−Ｉ2(ｔ)Ｉ1(ｔ−Ｔv) −Ｑ2(ｔ)Ｑ1(ｔ−Ｔv)｝ｓｉｎ（２△ωｔ＋△ωＴv） （１１） となる。
よって定義されている。 Ｉ(ｔ)≡Ｉ1(ｔ)ｃｏｓ△ωｔ＋Ｑ1(ｔ)ｓｉｎ△ωｔ ＋Ｉ2(ｔ)ｃｏｓ△ωｔ−Ｑ2(ｔ)ｓｉｎ△ωｔ Ｑ(ｔ)≡−Ｉ1(ｔ)ｓｉｎ△ωｔ＋Ｑ1(ｔ)ｃｏｓ△ωｔ ＋Ｉ2(ｔ)ｓｉｎ△ωｔ＋Ｑ2(ｔ)ｃｏｓ△ωｔ （９） この式（９）を（８）式の（Ｉ(ｔ)Ｉ(ｔ−Ｔv)＋Ｑ
(ｔ)Ｑ(ｔ−Ｔv））に代入すると、 Ｉ(ｔ)Ｉ(ｔ−Ｔv)＋Ｑ(ｔ)Ｑ(ｔ−Ｔv) ＝｛Ｉ1(ｔ)Ｉ1(ｔ−Ｔv)＋Ｑ1(ｔ)Ｑ1(ｔ−Ｔv) ＋Ｉ2(ｔ)Ｉ2(ｔ−Ｔv)＋Ｑ2(ｔ)Ｑ2(ｔ−Ｔv)｝ｃｏｓ△ωＴv ＋｛−Ｉ1(ｔ)Ｑ1(ｔ−Ｔv)＋Ｑ1(ｔ)Ｉ1(ｔ−Ｔv) ＋Ｉ2(ｔ)Ｑ2(ｔ−Ｔv)−Ｑ2(ｔ)Ｉ2(ｔ−Ｔv)｝ｓｉｎ△ωＴv ＋｛Ｉ1(ｔ)Ｉ2(ｔ−Ｔv)＋Ｑ1(ｔ)Ｑ2(ｔ−Ｔv)＋Ｉ2(ｔ)Ｉ1(ｔ−Ｔv) ＋Ｑ2(ｔ)Ｑ1(ｔ−Ｔv)｝ｃｏｓ（２△ωｔ＋△ωＴv） ＋｛−Ｉ1(ｔ)Ｑ2(ｔ−Ｔv)＋Ｑ1(ｔ)Ｉ2(ｔ−Ｔv)＋Ｉ2(ｔ)Ｑ1(ｔ−Ｔv) −Ｑ2(ｔ)Ｉ1(ｔ−Ｔv)｝ｓｉｎ（２△ωｔ＋△ωＴv） （１０） となり、また、（Ｑ(ｔ)Ｉ(ｔ−Ｔv)−Ｉ(ｔ)Ｑ(ｔ−Ｔ
v)）は、 Ｑ(ｔ)Ｉ(ｔ−Ｔv)−Ｉ(ｔ)Ｑ(ｔ−Ｔv) ＝｛−Ｉ1(ｔ)Ｑ1(ｔ−Ｔv)＋Ｑ1(ｔ)Ｉ1(ｔ−Ｔv) −Ｉ2(ｔ)Ｑ2(ｔ−Ｔv)＋Ｑ2(ｔ)Ｉ2(ｔ−Ｔv)｝ｃｏｓ△ωＴv −｛Ｉ1(ｔ)Ｉ1(ｔ−Ｔv)＋Ｑ1(ｔ)Ｑ1(ｔ−Ｔv) −Ｉ2(ｔ)Ｉ2(ｔ−Ｔv)−Ｑ2(ｔ)Ｑ2(ｔ−Ｔv)｝ｓｉｎ△ωＴv ＋｛−Ｉ1(ｔ)Ｑ2(ｔ−Ｔv)＋Ｑ1(ｔ)Ｉ2(ｔ−Ｔv)−Ｉ2(ｔ)Ｑ1(ｔ−Ｔv) ＋Ｑ2(ｔ)Ｉ1(ｔ−Ｔv)｝ｃｏｓ（２△ωｔ＋△ωＴv） ＋｛Ｉ1(ｔ)Ｉ2(ｔ−Ｔv)＋Ｑ1(ｔ)Ｑ2(ｔ−Ｔv)−Ｉ2(ｔ)Ｉ1(ｔ−Ｔv) −Ｑ2(ｔ)Ｑ1(ｔ−Ｔv)｝ｓｉｎ（２△ωｔ＋△ωＴv） （１１） となる。
【００２５】この（１０）（１１）の信号には、サブキ
ャリア成分の高調波（ｃｏｓまたはｓｉｎに２△ωｔを
含む項）が含まれているが、この高調波成分はＬＰＦ32
で除かれるため、ＬＰＦ32からは、（１２）式で表わさ
れる信号が出力される。 ＬＰＦ出力 ＝｛Ｉ1(ｔ)Ｉ1(ｔ−Ｔv)＋Ｑ1(ｔ)Ｑ1(ｔ−Ｔv) ＋Ｉ2(ｔ)Ｉ2(ｔ−Ｔv)＋Ｑ2(ｔ)Ｑ2(ｔ−Ｔv)｝ｓｉｎωoffＴv ＋｛−Ｉ1(ｔ)Ｑ1(ｔ−Ｔv)＋Ｑ1(ｔ)Ｉ1(ｔ−Ｔv) ＋Ｉ2(ｔ)Ｑ2(ｔ−Ｔv)−Ｑ2(ｔ)Ｉ2(ｔ−Ｔv)｝ｃｏｓωoffＴv （１２） この信号は、式（５）および（６）の信号を加えたもの
に相当している。
ャリア成分の高調波（ｃｏｓまたはｓｉｎに２△ωｔを
含む項）が含まれているが、この高調波成分はＬＰＦ32
で除かれるため、ＬＰＦ32からは、（１２）式で表わさ
れる信号が出力される。 ＬＰＦ出力 ＝｛Ｉ1(ｔ)Ｉ1(ｔ−Ｔv)＋Ｑ1(ｔ)Ｑ1(ｔ−Ｔv) ＋Ｉ2(ｔ)Ｉ2(ｔ−Ｔv)＋Ｑ2(ｔ)Ｑ2(ｔ−Ｔv)｝ｓｉｎωoffＴv ＋｛−Ｉ1(ｔ)Ｑ1(ｔ−Ｔv)＋Ｑ1(ｔ)Ｉ1(ｔ−Ｔv) ＋Ｉ2(ｔ)Ｑ2(ｔ−Ｔv)−Ｑ2(ｔ)Ｉ2(ｔ−Ｔv)｝ｃｏｓωoffＴv （１２） この信号は、式（５）および（６）の信号を加えたもの
に相当している。
【００２６】このように、実施例の周波数誤差検出装置
では、サブキャリア合成されたままの信号を、サブキャ
リアを分解ぜずにそのまま用いて、周波数誤差成分を検
出することができるため、従来の装置に比べてハード規
模の増大を抑えることができ、また、ソフトウエアの処
理量の増加を抑えることができる。
では、サブキャリア合成されたままの信号を、サブキャ
リアを分解ぜずにそのまま用いて、周波数誤差成分を検
出することができるため、従来の装置に比べてハード規
模の増大を抑えることができ、また、ソフトウエアの処
理量の増加を抑えることができる。
【００２７】（第２実施例）第２実施例の周波数誤差検
出装置では、合成型波形整形フィルタにディジタル・フ
ィルタを用いている。最近のディジタル・シグナル・プ
ロセッサ（ＤＳＰ）の進歩に伴い、波形整形フィルタ処
理をＤＳＰで行なうことが増えており、この実施例でも
波形整形フィルタ処理にＤＳＰを利用する。この装置
は、図３に示すように、各サブキャリアのルートナイキ
スト・フィルタ特性の合成された特性を持つ合成型波形
整形フィルタ14、24をディジタル的に構成すると共に、
このフィルタ14、24の前にＡ／Ｄ変換器13、14と、不要
成分がＡ／Ｄ変換器13、14での折り返しでディジタル化
されないようにするための低域通過フィルタ12、22とを
設ける。その他の構成は第１実施例の装置（図１）と変
わりがない。この装置の動作は、第１実施例の装置のそ
れと同じである。
出装置では、合成型波形整形フィルタにディジタル・フ
ィルタを用いている。最近のディジタル・シグナル・プ
ロセッサ（ＤＳＰ）の進歩に伴い、波形整形フィルタ処
理をＤＳＰで行なうことが増えており、この実施例でも
波形整形フィルタ処理にＤＳＰを利用する。この装置
は、図３に示すように、各サブキャリアのルートナイキ
スト・フィルタ特性の合成された特性を持つ合成型波形
整形フィルタ14、24をディジタル的に構成すると共に、
このフィルタ14、24の前にＡ／Ｄ変換器13、14と、不要
成分がＡ／Ｄ変換器13、14での折り返しでディジタル化
されないようにするための低域通過フィルタ12、22とを
設ける。その他の構成は第１実施例の装置（図１）と変
わりがない。この装置の動作は、第１実施例の装置のそ
れと同じである。
【００２８】（第３実施例）第３実施例では、第１実施
例の周波数誤差検出装置を使って周波数制御装置を構成
している。この装置は、図４に示すように、サブキャリ
ア合成されたベースバンド信号の同相成分10または直交
成分20と数値制御発振器34の発振する信号とを乗算する
乗算器11、21と、各サブキャリアの合成されたルートナ
イキスト特性を持つ合成型波形整形フィルタ14、24と、
フィルタ14、24から出力された信号をディジタル信号に
変換するＡ／Ｄ変換器13、23と、Ａ／Ｄ変換器から出力
された信号のクロスプロダクト演算を行なう遅延器15、
25、乗算器16、26、および加算器31と、加算器31の出力
から高調波成分を除去する低域通過フィルタ32と、周波
数誤差検出結果の精度を上げるループフィルタ33とを備
えている。
例の周波数誤差検出装置を使って周波数制御装置を構成
している。この装置は、図４に示すように、サブキャリ
ア合成されたベースバンド信号の同相成分10または直交
成分20と数値制御発振器34の発振する信号とを乗算する
乗算器11、21と、各サブキャリアの合成されたルートナ
イキスト特性を持つ合成型波形整形フィルタ14、24と、
フィルタ14、24から出力された信号をディジタル信号に
変換するＡ／Ｄ変換器13、23と、Ａ／Ｄ変換器から出力
された信号のクロスプロダクト演算を行なう遅延器15、
25、乗算器16、26、および加算器31と、加算器31の出力
から高調波成分を除去する低域通過フィルタ32と、周波
数誤差検出結果の精度を上げるループフィルタ33とを備
えている。
【００２９】この装置では、クロスプロダクト演算で得
られた周波数誤差が数値制御発振器34に送られ、数値制
御発振器34は、その周波数誤差に応じて発振周波数を変
え、入力信号の周波数を制御する。
られた周波数誤差が数値制御発振器34に送られ、数値制
御発振器34は、その周波数誤差に応じて発振周波数を変
え、入力信号の周波数を制御する。
【００３０】（第４実施例）第４実施例の装置は、第２
実施例の周波数誤差検出装置を使って周波数制御装置を
構成しており、図５に示すように、ディジタル的に構成
された合成型波形整形フィルタ14、24と、合成型波形整
形フィルタ14、24に送る信号をディジタル化するＡ／Ｄ
変換器13、14と、不要成分がＡ／Ｄ変換器13、14での折
り返しでディジタル化されないようにするための低域通
過フィルタ12、22とを備えている。この装置の動作は第
３実施例の装置と変わりがない。
実施例の周波数誤差検出装置を使って周波数制御装置を
構成しており、図５に示すように、ディジタル的に構成
された合成型波形整形フィルタ14、24と、合成型波形整
形フィルタ14、24に送る信号をディジタル化するＡ／Ｄ
変換器13、14と、不要成分がＡ／Ｄ変換器13、14での折
り返しでディジタル化されないようにするための低域通
過フィルタ12、22とを備えている。この装置の動作は第
３実施例の装置と変わりがない。
【００３１】
【発明の効果】以上の実施例の説明から明らかなよう
に、本発明の周波数誤差検出装置は、複数のサブキャリ
アを使用する通信において、送信機と受信機との間の周
波数誤差を検出する場合、サブキャリアを用いない通信
のときと同じ個数のルートナイキスト・フィルタによっ
て、また、そのときと同じ回数のクロスプロダクト処理
によって、それを実現することができる。そのため、こ
れをハードで構成する場合には、規模を小さく抑えるこ
とができ、また、ソフトで実現する場合には、処理量の
増加を防ぐことができる。
に、本発明の周波数誤差検出装置は、複数のサブキャリ
アを使用する通信において、送信機と受信機との間の周
波数誤差を検出する場合、サブキャリアを用いない通信
のときと同じ個数のルートナイキスト・フィルタによっ
て、また、そのときと同じ回数のクロスプロダクト処理
によって、それを実現することができる。そのため、こ
れをハードで構成する場合には、規模を小さく抑えるこ
とができ、また、ソフトで実現する場合には、処理量の
増加を防ぐことができる。
【００３２】また、この周波数誤差検出装置を組込んだ
周波数制御装置は、小規模の構成によって入力信号の周
波数を制御することができる。
周波数制御装置は、小規模の構成によって入力信号の周
波数を制御することができる。
【図１】本発明の第１実施例における周波数誤差検出装
置の構成を示すブロック図、
置の構成を示すブロック図、
【図２】実施例の周波数誤差検出装置で使う合成型波形
整形フィルタの特性図、
整形フィルタの特性図、
【図３】本発明の第２実施例における周波数誤差検出装
置の構成を示すブロック図、
置の構成を示すブロック図、
【図４】本発明の第３実施例における周波数制御装置の
構成を示すブロック図、
構成を示すブロック図、
【図５】本発明の第４実施例における周波数制御装置の
構成を示すブロック図、
構成を示すブロック図、
【図６】従来の周波数制御装置の構成を示すブロック図
である。
である。
１ ベースバンド信号の同相成分 ２ ベースバンド信号の直交成分 10 合成サブキャリアのベースバンド信号の同相成分 11、21、16、26 乗算器 12、22、32 低域通過フィルタ 13、23 Ａ／Ｄ変換器 14、24 合成型ルートナイキスト・フィルタ 15、25 遅延器 20 合成サブキャリアのベースバンド信号の直交成分 31 加算器 33 ループフィルタ 34 数値制御発信器
Claims (4)
- 【請求項１】 入力信号に対するクロスプロダクト演算
手段を備える周波数誤差検出装置において、 複数のサブキャリアの合成された信号を波形整形し、波
形整形後の信号を前記クロスプロダクト演算手段に供給
する合成型波形整形フィルタと、 前記クロスプロダクト演算手段から出力された信号の高
調波成分を除去する低域通過フィルタとを設けたことを
特徴とする周波数誤差検出装置。 - 【請求項２】 前記合成型波形整形フィルタをディジタ
ル・フィルタで構成し、前記合成型波形整形フィルタの
前にＡ／Ｄ変換器と、前記Ａ／Ｄ変換器の前に低域通過
フィルタとを設けたことを特徴とする請求項１に記載の
周波数誤差検出装置。 - 【請求項３】 入力信号に対するクロスプロダクト演算
手段と、入力信号に乗算する信号を出力する数値制御発
振器と、前記演算手段の演算結果に基づいて前記数値制
御発振器の発振周波数を制御する制御手段とを備える周
波数制御装置において、 複数のサブキャリアの合成された信号を波形整形し、波
形整形後の信号を前記クロスプロダクト演算手段に供給
する合成型波形整形フィルタと、 前記クロスプロダクト演算手段から出力された信号の高
調波成分を除去する低域通過フィルタとを設けたことを
特徴とする周波数制御装置。 - 【請求項４】 前記合成型波形整形フィルタをディジタ
ル・フィルタで構成し、前記合成型波形整形フィルタの
前にＡ／Ｄ変換器と、前記Ａ／Ｄ変換器の前に低域通過
フィルタとを設けたことを特徴とする請求項３に記載の
周波数制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP02757494A JP3363566B2 (ja) | 1994-02-01 | 1994-02-01 | 周波数誤差検出装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP02757494A JP3363566B2 (ja) | 1994-02-01 | 1994-02-01 | 周波数誤差検出装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07221811A true JPH07221811A (ja) | 1995-08-18 |
| JP3363566B2 JP3363566B2 (ja) | 2003-01-08 |
Family
ID=12224773
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP02757494A Expired - Fee Related JP3363566B2 (ja) | 1994-02-01 | 1994-02-01 | 周波数誤差検出装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3363566B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH09168037A (ja) * | 1995-12-15 | 1997-06-24 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | ダイレクトコンバージョン受信機 |
-
1994
- 1994-02-01 JP JP02757494A patent/JP3363566B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH09168037A (ja) * | 1995-12-15 | 1997-06-24 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | ダイレクトコンバージョン受信機 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3363566B2 (ja) | 2003-01-08 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |