JPH07192927A - ノイズフィルタ - Google Patents
ノイズフィルタInfo
- Publication number
- JPH07192927A JPH07192927A JP33038493A JP33038493A JPH07192927A JP H07192927 A JPH07192927 A JP H07192927A JP 33038493 A JP33038493 A JP 33038493A JP 33038493 A JP33038493 A JP 33038493A JP H07192927 A JPH07192927 A JP H07192927A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- noise filter
- inductor
- filter according
- conductor pattern
- magnetic material
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Landscapes
- Coils Or Transformers For Communication (AREA)
- Fixed Capacitors And Capacitor Manufacturing Machines (AREA)
- Filters And Equalizers (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 高周波帯域における誘導性リアクタンスを低
減した積層チップ型のノイズフィルタを提供すること。 【構成】 積層チップ型ノイズフィルタ１のインダクタ
部１１Ｂを構成する第５層105 乃至第１０層110 を構成
する磁性体材料として比透磁率が２００以上のものを用
い、入出力端子間のインダクタンス値を３μＨ以下に設
定すると共に、コンデンサ部１１Ａの容量和を１０〜１
００ｐＦ程度に設定する。さらに、インダクタンス部１
１Ｂのインピーダンス特性において、誘導性リアクタン
ス値と損失の交差する周波数が３０ＭＨｚ程度以下とな
るように設定し、高周波帯域での誘導性リアクタンスが
低くなると共に損失が大きくなるようにする。 【効果】 高速ディジタル信号ラインに用いた場合に、
ディジタル波形の歪を最小限にとどめてノイズ除去がで
きる。
減した積層チップ型のノイズフィルタを提供すること。 【構成】 積層チップ型ノイズフィルタ１のインダクタ
部１１Ｂを構成する第５層105 乃至第１０層110 を構成
する磁性体材料として比透磁率が２００以上のものを用
い、入出力端子間のインダクタンス値を３μＨ以下に設
定すると共に、コンデンサ部１１Ａの容量和を１０〜１
００ｐＦ程度に設定する。さらに、インダクタンス部１
１Ｂのインピーダンス特性において、誘導性リアクタン
ス値と損失の交差する周波数が３０ＭＨｚ程度以下とな
るように設定し、高周波帯域での誘導性リアクタンスが
低くなると共に損失が大きくなるようにする。 【効果】 高速ディジタル信号ラインに用いた場合に、
ディジタル波形の歪を最小限にとどめてノイズ除去がで
きる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ディジタル回路の信号
線から発生する高周波輻射ノイズを低減させる目的で使
用されるノイズフィルタに関するものである。
線から発生する高周波輻射ノイズを低減させる目的で使
用されるノイズフィルタに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来、インダクタとコンデンサとを積層
した電子部品として、特開昭５６−３３８１１号や実開
昭６２−９６８２７号が知られている。それらを用いて
ディジタル機器から発生するＥＭＩを防止するために、
そのノイズの発生源であるディジタル信号線にＥＭＩを
除去するノイズフィルタを入れることは良く知られてい
る。また、各種機器の小型化により、回路基板も小形化
し、実装する部品も表面実装化が進んだため、ノイズフ
ィルタも小形で表面実装対応のものが求められ、これに
答えて積層技術を用い、インダクタンス部とコンデンサ
部を一体化した積層チップ型のノイズフィルタが開発さ
れた。
した電子部品として、特開昭５６−３３８１１号や実開
昭６２−９６８２７号が知られている。それらを用いて
ディジタル機器から発生するＥＭＩを防止するために、
そのノイズの発生源であるディジタル信号線にＥＭＩを
除去するノイズフィルタを入れることは良く知られてい
る。また、各種機器の小型化により、回路基板も小形化
し、実装する部品も表面実装化が進んだため、ノイズフ
ィルタも小形で表面実装対応のものが求められ、これに
答えて積層技術を用い、インダクタンス部とコンデンサ
部を一体化した積層チップ型のノイズフィルタが開発さ
れた。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】前述した従来の積層チ
ップ型のノイズフィルタは、インダクタ部を低損失にし
た設計であったため、高周波帯域での誘導性のリアクタ
ンスが大きく、結果としてディジタル信号波形のオーバ
ーシュート及びアンダーシュート量が大きく、波形品位
が劣化してしまい、場合によっては回路が誤動作するな
どの問題点があった。
ップ型のノイズフィルタは、インダクタ部を低損失にし
た設計であったため、高周波帯域での誘導性のリアクタ
ンスが大きく、結果としてディジタル信号波形のオーバ
ーシュート及びアンダーシュート量が大きく、波形品位
が劣化してしまい、場合によっては回路が誤動作するな
どの問題点があった。
【０００４】即ち、インダクタ部を低損失とした背景に
は、一般的なフィルタが低損失のインダクタとコンデン
サの組合せでできており、低損失ほどフィルタの特性が
良いとされていたためで、従来の積層チップ型のノイズ
フィルタもこの慣習に則って設計されたためである。イ
ンダクタ部を低損失化するために、従来の積層チップ型
ノイズフィルタでは、高周波帯域での損失の小さい磁性
体材料が用いられていた。
は、一般的なフィルタが低損失のインダクタとコンデン
サの組合せでできており、低損失ほどフィルタの特性が
良いとされていたためで、従来の積層チップ型のノイズ
フィルタもこの慣習に則って設計されたためである。イ
ンダクタ部を低損失化するために、従来の積層チップ型
ノイズフィルタでは、高周波帯域での損失の小さい磁性
体材料が用いられていた。
【０００５】このように高周波帯域での損失の小さい磁
性体材料は透磁率が低いため、フィルタに必要なインダ
クタンス値を得るためにコイル導体のターン数を増やさ
なければならなかった。このため、従来の積層チップ型
ノイズフィルタのインダクタ部は複雑な構造となり、コ
スト高や、歩留まり低下の原因にもなっていた。
性体材料は透磁率が低いため、フィルタに必要なインダ
クタンス値を得るためにコイル導体のターン数を増やさ
なければならなかった。このため、従来の積層チップ型
ノイズフィルタのインダクタ部は複雑な構造となり、コ
スト高や、歩留まり低下の原因にもなっていた。
【０００６】本発明の目的は上記の問題点に鑑み、高周
波帯域における誘導性リアクタンスを低減した積層チッ
プ型のノイズフィルタを提供することにある。
波帯域における誘導性リアクタンスを低減した積層チッ
プ型のノイズフィルタを提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明は上記の目的を達
成するために請求項１では、所定の導体パターンが形成
された少なくとも一の磁性体材料層からなるインダクタ
部と、所定の導体パターンが形成された複数の誘電体材
料層を積層してなるコンデンサ部とを一体形成した積層
チップ型のノイズフィルタにおいて、前記磁性体材料層
に、高透磁率で且つ高損失の磁性体材料を用いたノイズ
フィルタを提案する。
成するために請求項１では、所定の導体パターンが形成
された少なくとも一の磁性体材料層からなるインダクタ
部と、所定の導体パターンが形成された複数の誘電体材
料層を積層してなるコンデンサ部とを一体形成した積層
チップ型のノイズフィルタにおいて、前記磁性体材料層
に、高透磁率で且つ高損失の磁性体材料を用いたノイズ
フィルタを提案する。
【０００８】また、請求項２では、請求項１記載のノイ
ズフィルタにおいて、前記インダクタ部は、そのインピ
ーダンス特性において、誘導性リアクタンス値と損失の
交差する周波数が３０ＭＨｚ程度以下であるノイズフィ
ルタを提案する。
ズフィルタにおいて、前記インダクタ部は、そのインピ
ーダンス特性において、誘導性リアクタンス値と損失の
交差する周波数が３０ＭＨｚ程度以下であるノイズフィ
ルタを提案する。
【０００９】また、請求項３では、請求項１記載のノイ
ズフィルタにおいて、前記磁性体材料の比透磁率が約２
００以上であるノイズフィルタを提案する。
ズフィルタにおいて、前記磁性体材料の比透磁率が約２
００以上であるノイズフィルタを提案する。
【００１０】また、請求項４では請求項１記載のノイズ
フィルタにおいて、前記インダクタ部の導体パターンは
交差若しくは重畳しないノイズフィルタを提案する。
フィルタにおいて、前記インダクタ部の導体パターンは
交差若しくは重畳しないノイズフィルタを提案する。
【００１１】また、請求項５では、請求項１記載のノイ
ズフィルタにおいて、前記インダクタ部の導体パターン
はメアンダー型に形成されているノイズフィルタを提案
する。
ズフィルタにおいて、前記インダクタ部の導体パターン
はメアンダー型に形成されているノイズフィルタを提案
する。
【００１２】また、請求項６では、請求項１記載のノイ
ズフィルタにおいて、前記インダクタ部の導体パターン
は円弧型に形成されているノイズフィルタを提案する。
ズフィルタにおいて、前記インダクタ部の導体パターン
は円弧型に形成されているノイズフィルタを提案する。
【００１３】また、請求項７では、請求項１記載のノイ
ズフィルタにおいて、前記インダクタ部の導体パターン
は直線型に形成されているノイズフィルタを提案する。
ズフィルタにおいて、前記インダクタ部の導体パターン
は直線型に形成されているノイズフィルタを提案する。
【００１４】また、請求項８では、請求項１記載のノイ
ズフィルタにおいて、信号入出力端子間のインダクタン
ス値が３μＨ程度以下であるノイズフィルタを提案す
る。
ズフィルタにおいて、信号入出力端子間のインダクタン
ス値が３μＨ程度以下であるノイズフィルタを提案す
る。
【００１５】また、請求項９では、前記コンデンサ部の
容量和が約１０ｐＦ以上であり１００ｐＦ程度以下であ
るノイズフィルタを提案する。
容量和が約１０ｐＦ以上であり１００ｐＦ程度以下であ
るノイズフィルタを提案する。
【００１６】また、請求項１０では、請求項１記載のノ
イズフィルタにおいて、前記インダクタ部及びコンデン
サ部はグリーンシート積層法によって形成されたノイズ
フィルタを提案する。
イズフィルタにおいて、前記インダクタ部及びコンデン
サ部はグリーンシート積層法によって形成されたノイズ
フィルタを提案する。
【００１７】また、請求項１１では、請求項１記載のノ
イズフィルタにおいて、前記インダクタ部及びコンデン
サ部は印刷積層法によって形成されたノイズフィルタを
提案する。
イズフィルタにおいて、前記インダクタ部及びコンデン
サ部は印刷積層法によって形成されたノイズフィルタを
提案する。
【００１８】また、請求項１２では、請求項１記載のノ
イズフィルタにおいて、前記ノイズフィルタはＴ型３次
低域通過型フィルタであるノイズフィルタを提案する。
イズフィルタにおいて、前記ノイズフィルタはＴ型３次
低域通過型フィルタであるノイズフィルタを提案する。
【００１９】また、請求項１３では、請求項１記載のノ
イズフィルタにおいて、前記ノイズフィルタはπ型３次
低域通過型フィルタであるノイズフィルタを提案する。
イズフィルタにおいて、前記ノイズフィルタはπ型３次
低域通過型フィルタであるノイズフィルタを提案する。
【００２０】また、請求項１４では、請求項１記載のノ
イズフィルタにおいて、前記ノイズフィルタはＴ型５次
低域通過型フィルタであるノイズフィルタを提案する。
イズフィルタにおいて、前記ノイズフィルタはＴ型５次
低域通過型フィルタであるノイズフィルタを提案する。
【００２１】また、請求項１５では、請求項１記載のノ
イズフィルタにおいて、前記ノイズフィルタはπ型５次
低域通過型フィルタであるノイズフィルタを提案する。
イズフィルタにおいて、前記ノイズフィルタはπ型５次
低域通過型フィルタであるノイズフィルタを提案する。
【００２２】
【作用】本発明の請求項１によれば、高損失の磁性体材
料からなるインダクタンス部は高周波帯域での誘導性リ
アクタンスが低く、且つ損失が高い特性を持つ。このよ
うに誘導性リアクタンスが小さい場合、該ノイズフィル
タを通過して出力されるディジタル信号波形のオーバー
シュート、アンダーシュートが小さくなる。さらに、前
記磁性体材料の透磁率が高いので、所望のインダクタン
ス値を簡単な形状の導体パターンによって得ることがで
きる。
料からなるインダクタンス部は高周波帯域での誘導性リ
アクタンスが低く、且つ損失が高い特性を持つ。このよ
うに誘導性リアクタンスが小さい場合、該ノイズフィル
タを通過して出力されるディジタル信号波形のオーバー
シュート、アンダーシュートが小さくなる。さらに、前
記磁性体材料の透磁率が高いので、所望のインダクタン
ス値を簡単な形状の導体パターンによって得ることがで
きる。
【００２３】また、請求項２によれば、インダクタ部の
インピーダンス特性において、誘導性リアクタンス値と
損失の交差する周波数が３０ＭＨｚ程度以下であるの
で、該交差周波数以上の高周波帯域での誘導性リアクタ
ンスが低くなると共に損失が大きくなる。
インピーダンス特性において、誘導性リアクタンス値と
損失の交差する周波数が３０ＭＨｚ程度以下であるの
で、該交差周波数以上の高周波帯域での誘導性リアクタ
ンスが低くなると共に損失が大きくなる。
【００２４】また、請求項３によれば、インダクタ部を
構成する磁性体材料の比透磁率が約２００以上であるの
で、前記交差周波数がほぼ３０ＭＨ以下の低い値にな
り、該交差周波数以上の高周波帯域での誘導性リアクタ
ンスが低くなると共に損失が大きくなる。
構成する磁性体材料の比透磁率が約２００以上であるの
で、前記交差周波数がほぼ３０ＭＨ以下の低い値にな
り、該交差周波数以上の高周波帯域での誘導性リアクタ
ンスが低くなると共に損失が大きくなる。
【００２５】また、請求項４によれば、前記インダクタ
部の導体パターンは交差若しくは重畳しないので、該導
体パターン間によって浮遊容量が発生することがない。
部の導体パターンは交差若しくは重畳しないので、該導
体パターン間によって浮遊容量が発生することがない。
【００２６】また、請求項５、６、７のそれぞれによれ
ば、交差若しくは重畳しないインダクタ部の導体パター
ンが形成される。
ば、交差若しくは重畳しないインダクタ部の導体パター
ンが形成される。
【００２７】また、請求項８によれば、ノイズフィルタ
の信号入出力端子間のインダクタンス値を３μＨ程度以
下にすることにより、該ノイズフィルタを通過して出力
されるディジタル信号波形のオーバーシュート、アンダ
ーシュートが小さくなる。
の信号入出力端子間のインダクタンス値を３μＨ程度以
下にすることにより、該ノイズフィルタを通過して出力
されるディジタル信号波形のオーバーシュート、アンダ
ーシュートが小さくなる。
【００２８】また、請求項９によれば、コンデンサ部の
容量和を約１０ｐＦ以上であり１００ｐＦ程度以下とす
ることにより、該ノイズフィルタを通過して出力される
ディジタル信号波形のオーバーシュート、アンダーシュ
ートが小さくなる。
容量和を約１０ｐＦ以上であり１００ｐＦ程度以下とす
ることにより、該ノイズフィルタを通過して出力される
ディジタル信号波形のオーバーシュート、アンダーシュ
ートが小さくなる。
【００２９】また、請求項１０又は１１によれば、イン
ダクタ部及びコンデンサ部を容易に積層形成することが
できる。
ダクタ部及びコンデンサ部を容易に積層形成することが
できる。
【００３０】また、請求項１２、１３、１４、１５のそ
れぞれによれば、所定値以下の周波数の信号のみが通過
され、これ以外の周波数の信号が遮断される。
れぞれによれば、所定値以下の周波数の信号のみが通過
され、これ以外の周波数の信号が遮断される。
【００３１】
【実施例】以下、図面に基づいて本発明の一実施例を説
明する。図１は本発明の第１の実施例のノイズフィルタ
の概略分解斜視図、図２は外観斜視図、図３は内部構造
図である。図において、１はノイズフィルタで、コンデ
ンサ部１１Ａとインダクタ部１１Ｂから構成されてい
る。
明する。図１は本発明の第１の実施例のノイズフィルタ
の概略分解斜視図、図２は外観斜視図、図３は内部構造
図である。図において、１はノイズフィルタで、コンデ
ンサ部１１Ａとインダクタ部１１Ｂから構成されてい
る。
【００３２】コンデンサ部１１Ａは誘電体からなる第１
層101乃至第４層104から構成され、その第２層102 乃至
第４層104 の上面には互いに対向する導体パターン102
a,103a,104aが形成され、これらの導体パターン102a,10
3a,104aがコンデンサ電極となっている。
層101乃至第４層104から構成され、その第２層102 乃至
第４層104 の上面には互いに対向する導体パターン102
a,103a,104aが形成され、これらの導体パターン102a,10
3a,104aがコンデンサ電極となっている。
【００３３】また、インダクタ部１１Ｂは磁性体からな
る第５層105 乃至第１０層110 から構成され、その内の
第８層108 の上面には矩形波形状の導体パターン108aが
形成され、該導体パターン108aによってインダクタが形
成される。
る第５層105 乃至第１０層110 から構成され、その内の
第８層108 の上面には矩形波形状の導体パターン108aが
形成され、該導体パターン108aによってインダクタが形
成される。
【００３４】さらに、ノイズフィルタ側面には、図２及
び図３に示すようにコンデンサ部１１Ａの導体パターン
103aとインダクタ部１１Ｂの導体パターン108aの中点を
接続する外部電極端子１２、導体パターン108aの両端の
それぞれに接続された入出力用の外部電極端子１３，１
４、及びコンデンサ部１１Ａの導体パターン102a,104a
に接続された接地用の外部電極端子１５が形成されてい
る。
び図３に示すようにコンデンサ部１１Ａの導体パターン
103aとインダクタ部１１Ｂの導体パターン108aの中点を
接続する外部電極端子１２、導体パターン108aの両端の
それぞれに接続された入出力用の外部電極端子１３，１
４、及びコンデンサ部１１Ａの導体パターン102a,104a
に接続された接地用の外部電極端子１５が形成されてい
る。
【００３５】次に、前述したノイズフィルタ１の作製方
法を説明する。まずＮｉ−Ｚｎ−Ｃｕフェライトからな
る磁性体材料と、ＴｉＯ2 、ＺｒＯ2、ＮｉＯ、Ｃｕ
Ｏ、ＭｎＯ等からなる誘電体材料のそれぞれを、バイン
ダー（ポリビニルブチラール）、可塑剤（フタル酸ジオ
クチル）、溶剤（トルエン：イソプロピルアルコール＝
１：１）と混合し、スラリー状とした後、ドクターブレ
ード法によって支持フィルム上に塗布乾燥し、厚さ１０
０μｍの長尺な誘電体グリーンシート並びに磁性体グリ
ーンシートを作製する。
法を説明する。まずＮｉ−Ｚｎ−Ｃｕフェライトからな
る磁性体材料と、ＴｉＯ2 、ＺｒＯ2、ＮｉＯ、Ｃｕ
Ｏ、ＭｎＯ等からなる誘電体材料のそれぞれを、バイン
ダー（ポリビニルブチラール）、可塑剤（フタル酸ジオ
クチル）、溶剤（トルエン：イソプロピルアルコール＝
１：１）と混合し、スラリー状とした後、ドクターブレ
ード法によって支持フィルム上に塗布乾燥し、厚さ１０
０μｍの長尺な誘電体グリーンシート並びに磁性体グリ
ーンシートを作製する。
【００３６】次いで、図１に示したように、第２層102
乃至第４層104 の誘電体グリーンシート上にＡｇペース
トでコンデンサ電極となる導体パターン102a,103a,104a
を印刷し、第８層108 の磁性体グリーンシート上にイン
ダクタ部１１Ｂの導体パターン108aを印刷する。ここで
磁性体グリーンシート108b上に印刷した導体パターン10
8aは図４に示す矩形波形状のメアンダー型である。
乃至第４層104 の誘電体グリーンシート上にＡｇペース
トでコンデンサ電極となる導体パターン102a,103a,104a
を印刷し、第８層108 の磁性体グリーンシート上にイン
ダクタ部１１Ｂの導体パターン108aを印刷する。ここで
磁性体グリーンシート108b上に印刷した導体パターン10
8aは図４に示す矩形波形状のメアンダー型である。
【００３７】次に、印刷した誘電体グリーンシート及び
磁性体グリーンシートを図１に示す順序で積層圧着し、
積層体チップを形成する。実際には、１枚のグリーンシ
ートで複数のチップが得られるように集合型の印刷パタ
ーンを用い、積層、圧着した後にカットして積層体チッ
プを得るが、ここでは説明を簡単にするため、１個のチ
ップのみについて図示した。
磁性体グリーンシートを図１に示す順序で積層圧着し、
積層体チップを形成する。実際には、１枚のグリーンシ
ートで複数のチップが得られるように集合型の印刷パタ
ーンを用い、積層、圧着した後にカットして積層体チッ
プを得るが、ここでは説明を簡単にするため、１個のチ
ップのみについて図示した。
【００３８】図５にチップの仕上げ工程を示す。積層体
チップは大気中で９００℃、１Ｈｒ焼成され、焼結体チ
ップとなる。これにＡｇとガラスフリットからなる外部
電極ペーストを塗布し、８００℃で焼き付けて外部電極
端子１２〜１５を形成する。最後に外部電極端子１２〜
１５上に電気メッキでＮｉメッキ、ハンダメッキの順で
メッキ処理を行う。
チップは大気中で９００℃、１Ｈｒ焼成され、焼結体チ
ップとなる。これにＡｇとガラスフリットからなる外部
電極ペーストを塗布し、８００℃で焼き付けて外部電極
端子１２〜１５を形成する。最後に外部電極端子１２〜
１５上に電気メッキでＮｉメッキ、ハンダメッキの順で
メッキ処理を行う。
【００３９】前述の構成よりなる本実施例の積層チップ
型ノイズフィルタの回路図を図６に示す。図において、
Ｌ1 は外部電極１２と外部電極１３との間のインダクタ
ンス、Ｌ2 は外部電極１２と外部電極１４との間のイン
ダクタンスをそれぞれ表し、Ｃは外部電極１２と外部電
極１５との間のキャパシタンスを表している。ここで、
本実施例におけるコンデンサ容量Ｃは４０ｐＦ、ＩＮ−
ＯＵＴ間（外部電極１３と１４との間）のインダクタン
スＬ（＝Ｌ1 ＋Ｌ2 ）は１．１μＨであった。
型ノイズフィルタの回路図を図６に示す。図において、
Ｌ1 は外部電極１２と外部電極１３との間のインダクタ
ンス、Ｌ2 は外部電極１２と外部電極１４との間のイン
ダクタンスをそれぞれ表し、Ｃは外部電極１２と外部電
極１５との間のキャパシタンスを表している。ここで、
本実施例におけるコンデンサ容量Ｃは４０ｐＦ、ＩＮ−
ＯＵＴ間（外部電極１３と１４との間）のインダクタン
スＬ（＝Ｌ1 ＋Ｌ2 ）は１．１μＨであった。
【００４０】図７にノイズフィルタ１の評価回路を示
す。図において、２１はパルスジェネレータで２５ＭＨ
ｚのパルス信号を発生する。２２及び２３は高速のＣ−
ＭＯＳロジックＩＣである。
す。図において、２１はパルスジェネレータで２５ＭＨ
ｚのパルス信号を発生する。２２及び２３は高速のＣ−
ＭＯＳロジックＩＣである。
【００４１】ノイズフィルタ１の評価は、２つのＣ−Ｍ
ＯＳロジックＩＣ２２，２３間に流れる２５ＭＨｚの高
速クロック信号に試料のノイズフィルタ１を入れた場合
の波形の歪を、ノイズフィルタからの出力波形のオーバ
ーシュートとアンダーシュートの大きさを測定点２４に
おいて測定することで行った。この際の測定はオシロス
コープの管面表示によって行った。
ＯＳロジックＩＣ２２，２３間に流れる２５ＭＨｚの高
速クロック信号に試料のノイズフィルタ１を入れた場合
の波形の歪を、ノイズフィルタからの出力波形のオーバ
ーシュートとアンダーシュートの大きさを測定点２４に
おいて測定することで行った。この際の測定はオシロス
コープの管面表示によって行った。
【００４２】図８にオシロスコープによる信号波形の測
定データを示し、図９に同回路での信号レベルをスペク
トラムアナライザで測定した結果を示す。図８及び図９
において、(a) はノイズフィルタ１を通さない場合の信
号波形及びスペクトル波形を示し、(b) はノイズフィル
タ１を通した場合の信号波形及びスペクトル波形を示し
ている。ノイズフィルタ１を通した場合、信号波形に若
干のオーバーシュートＶosとアンダーシュートＶusが生
じるが、高調波等の高周波成分の信号レベルは減衰さ
れ、ノイズ除去の効果が現れている。
定データを示し、図９に同回路での信号レベルをスペク
トラムアナライザで測定した結果を示す。図８及び図９
において、(a) はノイズフィルタ１を通さない場合の信
号波形及びスペクトル波形を示し、(b) はノイズフィル
タ１を通した場合の信号波形及びスペクトル波形を示し
ている。ノイズフィルタ１を通した場合、信号波形に若
干のオーバーシュートＶosとアンダーシュートＶusが生
じるが、高調波等の高周波成分の信号レベルは減衰さ
れ、ノイズ除去の効果が現れている。
【００４３】このときのオーバーシュートＶos及びアン
ダーシュートＶusはそれぞれ０．６Ｖ、０．５Ｖであ
り、この評価方法での目安である１Ｖを下回り良好であ
った（１Ｖを越えるとディジタル回路が誤動作する恐れ
が生じる）。
ダーシュートＶusはそれぞれ０．６Ｖ、０．５Ｖであ
り、この評価方法での目安である１Ｖを下回り良好であ
った（１Ｖを越えるとディジタル回路が誤動作する恐れ
が生じる）。
【００４４】また、ノイズ除去の効果に関しては、２５
ＭＨｚのクロックの場合、大体２５０ＭＨｚ〜１０００
ＭＨｚ程度の帯域が問題となるが、図９に示すようにノ
イズフィルタ１を通した場合、２００ＭＨｚ〜１０００
ＭＨｚの帯域で信号レベルが低下しており、ノイズ除去
の効果があることが分かる。ノイズ除去の効果を数値化
するため、２７５ＭＨｚの信号レベルの差を代表させ
る。ノイズ除去のためには１０ｄＢ以上必要であるが、
第１の実施例の場合２１ｄＢであり、十分なノイズ除去
効果が得られている。
ＭＨｚのクロックの場合、大体２５０ＭＨｚ〜１０００
ＭＨｚ程度の帯域が問題となるが、図９に示すようにノ
イズフィルタ１を通した場合、２００ＭＨｚ〜１０００
ＭＨｚの帯域で信号レベルが低下しており、ノイズ除去
の効果があることが分かる。ノイズ除去の効果を数値化
するため、２７５ＭＨｚの信号レベルの差を代表させ
る。ノイズ除去のためには１０ｄＢ以上必要であるが、
第１の実施例の場合２１ｄＢであり、十分なノイズ除去
効果が得られている。
【００４５】図１０に本実施例のノイズフィルタ１のＩ
Ｎ−ＯＵＴ間（入出力用の外部電極端子１３，１４間）
のインピーダンス特性を測定した結果を示す。図中、Ｚ
はインピーダンス値、ＸL は誘導性リアクタンス値、Ｒ
は等価抵抗値（損失）を示す。Ｚ＝（ＸL 2＋Ｒ2 ）1/2
であり、Ｒ＞ＸL のときに損失が誘導性リアクタンスを
上回り、Ｒ＜ＸL のときに誘導性リアクタンスが損失を
上回る。Ｒ＝ＸL となる周波数ｆR=XLより高い周波数で
はＲ＞ＸL となり、低い周波数ではＲ＜ＸL となる。
Ｎ−ＯＵＴ間（入出力用の外部電極端子１３，１４間）
のインピーダンス特性を測定した結果を示す。図中、Ｚ
はインピーダンス値、ＸL は誘導性リアクタンス値、Ｒ
は等価抵抗値（損失）を示す。Ｚ＝（ＸL 2＋Ｒ2 ）1/2
であり、Ｒ＞ＸL のときに損失が誘導性リアクタンスを
上回り、Ｒ＜ＸL のときに誘導性リアクタンスが損失を
上回る。Ｒ＝ＸL となる周波数ｆR=XLより高い周波数で
はＲ＞ＸL となり、低い周波数ではＲ＜ＸL となる。
【００４６】このＲ＝ＸL となる周波数は重要な意味を
持つ。この周波数ｆR=XLは磁性体材料の比透磁率が高い
ほど低くなる傾向がある。完成品となったノイズフィル
タ１の磁性体の比透磁率の測定は困難であるため、同一
の材料をトロイダル形状に成形し、ノイズフィルタ１を
作製したときと同一の炉で同条件で焼成した試料を測定
し算出した。このとき、材料にＡｇ2Ｏ を０．１ωｔ％
添加すると、内層したＡｇ電極の影響を受けるノイズフ
ィルタ１の磁性体とほぼ同一の焼結状態が再現できる。
これにより測定した磁性体の比透磁率は３００であっ
た。
持つ。この周波数ｆR=XLは磁性体材料の比透磁率が高い
ほど低くなる傾向がある。完成品となったノイズフィル
タ１の磁性体の比透磁率の測定は困難であるため、同一
の材料をトロイダル形状に成形し、ノイズフィルタ１を
作製したときと同一の炉で同条件で焼成した試料を測定
し算出した。このとき、材料にＡｇ2Ｏ を０．１ωｔ％
添加すると、内層したＡｇ電極の影響を受けるノイズフ
ィルタ１の磁性体とほぼ同一の焼結状態が再現できる。
これにより測定した磁性体の比透磁率は３００であっ
た。
【００４７】前述したように、高損失の磁性体材料から
なるインダクタンス部１１Ｂは高周波帯域での誘導性リ
アクタンスが低く、且つ損失が高い特性を持つので、こ
のように誘導性リアクタンスが小さい場合、ノイズフィ
ルタ１を通過して出力されるディジタル信号波形のオー
バーシュート及びアンダーシュートが小さくなる。さら
に、インダクタ部を構成する磁性体材料の比透磁率が約
２００以上と高い値を持っているので、所望のインダク
タンス値を簡単な形状の導体パターンによって得ること
ができる。
なるインダクタンス部１１Ｂは高周波帯域での誘導性リ
アクタンスが低く、且つ損失が高い特性を持つので、こ
のように誘導性リアクタンスが小さい場合、ノイズフィ
ルタ１を通過して出力されるディジタル信号波形のオー
バーシュート及びアンダーシュートが小さくなる。さら
に、インダクタ部を構成する磁性体材料の比透磁率が約
２００以上と高い値を持っているので、所望のインダク
タンス値を簡単な形状の導体パターンによって得ること
ができる。
【００４８】次に、第１の実施例を応用した第２乃至第
５の実施例、及びこれらに対する比較例Ａ〜Ｄについて
の各測定結果を表１に基づいて説明する。
５の実施例、及びこれらに対する比較例Ａ〜Ｄについて
の各測定結果を表１に基づいて説明する。
【００４９】
【表１】 第２乃至第５の実施例では、Ｒ−ＸL 交差周波数、磁性
体の比透磁率、及びインダクタ部の導体パターン108aの
パターン形状を第１の実施例とは異なったものにした。
即ち、第２乃至第５の実施例では、インダクタ部１１Ｂ
を構成する磁性体材料をそれぞれ変更し、これに応じて
インダクタの導体パターン108aを変え、ＩＮ−ＯＵＴ間
のインダクタンス値Ｌが前述した第１の実施例と同一の
１．１μＨになるようにしたノイズフィルタを作製し
た。
体の比透磁率、及びインダクタ部の導体パターン108aの
パターン形状を第１の実施例とは異なったものにした。
即ち、第２乃至第５の実施例では、インダクタ部１１Ｂ
を構成する磁性体材料をそれぞれ変更し、これに応じて
インダクタの導体パターン108aを変え、ＩＮ−ＯＵＴ間
のインダクタンス値Ｌが前述した第１の実施例と同一の
１．１μＨになるようにしたノイズフィルタを作製し
た。
【００５０】第２の実施例におけるインダクタの導体パ
ターン108cの形状は図１１に示すように円弧状となし、
第３の実施例では図１２に示すような直線状の導体パタ
ーン108dによりインダクタを形成した。また、第４及び
第５の実施例におけるインダクタ導体パターン108e,108
f の形状は、それぞれ図１３、図１４に示すようなメア
ンダー型とした。
ターン108cの形状は図１１に示すように円弧状となし、
第３の実施例では図１２に示すような直線状の導体パタ
ーン108dによりインダクタを形成した。また、第４及び
第５の実施例におけるインダクタ導体パターン108e,108
f の形状は、それぞれ図１３、図１４に示すようなメア
ンダー型とした。
【００５１】また、第２乃至第５の実施例におけるＲ−
ＸL 曲線の交差周波数ｆR=XLはそれぞれ１５ＭＨｚ、１
０ＭＨｚ、２５ＭＨｚ、３０ＭＨｚであり、磁性体の比
透磁率はそれぞれ３８０、５３０、２４０、２００とし
た。
ＸL 曲線の交差周波数ｆR=XLはそれぞれ１５ＭＨｚ、１
０ＭＨｚ、２５ＭＨｚ、３０ＭＨｚであり、磁性体の比
透磁率はそれぞれ３８０、５３０、２４０、２００とし
た。
【００５２】これにより、第２乃至第５の実施例におけ
るオーバーシュート電圧はそれぞれ０．５Ｖ、０．４
Ｖ、０．８Ｖ、１．０Ｖとなると共に、アンダーシュー
ト電圧はそれぞれ０．４Ｖ、０．４Ｖ，０．７Ｖ、０．
９Ｖとなり、それぞれ１．０Ｖ以下の良好な値となっ
た。また、２７５ＭＨｚにおける信号減衰量はそれぞれ
１９ｄＢ、１７ｄＢ、２１ｄＢ、２２ｄＢとなり、ノイ
ズ除去に対して十分な１０ｄＢ以上の減衰量を得ること
ができた。ここで、第２及び第３の実施例では、ＲとＸ
L が交差する周波数ｆR=XLが第１の実施例より低くな
り、これに伴い信号波形のオーバーシュートとアンダー
シュートは１Ｖ以下となった。
るオーバーシュート電圧はそれぞれ０．５Ｖ、０．４
Ｖ、０．８Ｖ、１．０Ｖとなると共に、アンダーシュー
ト電圧はそれぞれ０．４Ｖ、０．４Ｖ，０．７Ｖ、０．
９Ｖとなり、それぞれ１．０Ｖ以下の良好な値となっ
た。また、２７５ＭＨｚにおける信号減衰量はそれぞれ
１９ｄＢ、１７ｄＢ、２１ｄＢ、２２ｄＢとなり、ノイ
ズ除去に対して十分な１０ｄＢ以上の減衰量を得ること
ができた。ここで、第２及び第３の実施例では、ＲとＸ
L が交差する周波数ｆR=XLが第１の実施例より低くな
り、これに伴い信号波形のオーバーシュートとアンダー
シュートは１Ｖ以下となった。
【００５３】一方、比較例Ａとしては、磁性体材料を比
透磁率が低いものに変更し、ＩＮ−ＯＵＴ間におけるイ
ンダクタンス値を第１の実施例と同じ１．１μＨとする
ために、図１５に示すインダクタ用の導体パターン１６
ａ〜１６ｄを用い、周回路を５ターンとしたインダクタ
導体パターン１６を形成した。さらに、５ターンの周回
を可能とするために、磁性体グリーンシートとして厚さ
３０μｍのものを用いた。比較例Ａの完成品の構造図を
図１６に示す。
透磁率が低いものに変更し、ＩＮ−ＯＵＴ間におけるイ
ンダクタンス値を第１の実施例と同じ１．１μＨとする
ために、図１５に示すインダクタ用の導体パターン１６
ａ〜１６ｄを用い、周回路を５ターンとしたインダクタ
導体パターン１６を形成した。さらに、５ターンの周回
を可能とするために、磁性体グリーンシートとして厚さ
３０μｍのものを用いた。比較例Ａの完成品の構造図を
図１６に示す。
【００５４】ここで、比較例ＡのＲ−ＸL 曲線の交差周
波数ｆR=XLは８０ＭＨｚ、磁性体の比透磁率は７０とし
た。これにより、比較例Ａにおけるオーバーシュート電
圧及びアンダーシュート電圧は共に１．９Ｖとなり、ま
た２７５ＭＨｚにおける信号減衰量は２４ｄＢとなっ
た。このように、減衰量は十分なものが得られたが、オ
ーバーシュート電圧及びアンダーシュート電圧が１．０
Ｖ以上に大きくなり、信号波形の歪が大きく、実用上に
おいて問題が生じるものとなった。
波数ｆR=XLは８０ＭＨｚ、磁性体の比透磁率は７０とし
た。これにより、比較例Ａにおけるオーバーシュート電
圧及びアンダーシュート電圧は共に１．９Ｖとなり、ま
た２７５ＭＨｚにおける信号減衰量は２４ｄＢとなっ
た。このように、減衰量は十分なものが得られたが、オ
ーバーシュート電圧及びアンダーシュート電圧が１．０
Ｖ以上に大きくなり、信号波形の歪が大きく、実用上に
おいて問題が生じるものとなった。
【００５５】比較例ＡのＩＮ−ＯＵＴ間のインピーダン
ス特性を図１７に示す。図に示すように、インピーダン
スＺ及び損失Ｒは約５００ＭＨｚ付近で極大値を示すの
で、２７５ＭＨｚにおける信号減衰量として十分なもの
が得られるが、誘導性リアクタンスＸL が約９０ＭＨｚ
付近で極大値を示し、５００ＭＨｚ程度まで存在するた
め、信号波形のオーバーシュート及びアンダーシュート
が大きくなり、信号波形の歪が大きくなる。
ス特性を図１７に示す。図に示すように、インピーダン
スＺ及び損失Ｒは約５００ＭＨｚ付近で極大値を示すの
で、２７５ＭＨｚにおける信号減衰量として十分なもの
が得られるが、誘導性リアクタンスＸL が約９０ＭＨｚ
付近で極大値を示し、５００ＭＨｚ程度まで存在するた
め、信号波形のオーバーシュート及びアンダーシュート
が大きくなり、信号波形の歪が大きくなる。
【００５６】次に、比較例Ｂ乃至Ｄについて説明する。
比較例Ｂ乃至Ｄでは、比較例Ａにおける磁性体材料を変
更し、比較例Ａより少ないターン数で第１の実施例と同
じＩＮ−ＯＵＴ間のインダクタンス値となるようなノイ
ズフィルタを作製した。このときの各特性データを表１
に示す。
比較例Ｂ乃至Ｄでは、比較例Ａにおける磁性体材料を変
更し、比較例Ａより少ないターン数で第１の実施例と同
じＩＮ−ＯＵＴ間のインダクタンス値となるようなノイ
ズフィルタを作製した。このときの各特性データを表１
に示す。
【００５７】ここで、比較例Ｂ，Ｃ，ＤのＲ−ＸL 曲線
の交差周波数ｆR=XLはそれぞれ６０ＭＨｚ、４０ＭＨ
ｚ、３５ＭＨｚ、磁性体の比透磁率をそれぞれ１００、
１３０、１７０とした。これにより、比較例Ｂ，Ｃ，Ｄ
におけるオーバーシュート電圧はそれぞれ１．８Ｖ、
１．６Ｖ、１．３Ｖとなると共に、アンダーシュート電
圧はそれぞれ１．７Ｖ、１．６Ｖ、１．３Ｖとなり、ま
た２７５ＭＨｚにおける信号減衰量はそれぞれ２３ｄ
Ｂ、２２ｄＢ、２２ｄＢとなった。このように、減衰量
は十分なものが得られたが、オーバーシュート電圧及び
アンダーシュート電圧が１．０Ｖ以上に大きくなり、信
号波形の歪が大きく、実用上において問題が生じるもの
となった。
の交差周波数ｆR=XLはそれぞれ６０ＭＨｚ、４０ＭＨ
ｚ、３５ＭＨｚ、磁性体の比透磁率をそれぞれ１００、
１３０、１７０とした。これにより、比較例Ｂ，Ｃ，Ｄ
におけるオーバーシュート電圧はそれぞれ１．８Ｖ、
１．６Ｖ、１．３Ｖとなると共に、アンダーシュート電
圧はそれぞれ１．７Ｖ、１．６Ｖ、１．３Ｖとなり、ま
た２７５ＭＨｚにおける信号減衰量はそれぞれ２３ｄ
Ｂ、２２ｄＢ、２２ｄＢとなった。このように、減衰量
は十分なものが得られたが、オーバーシュート電圧及び
アンダーシュート電圧が１．０Ｖ以上に大きくなり、信
号波形の歪が大きく、実用上において問題が生じるもの
となった。
【００５８】即ち、損失Ｒと誘導性リアクタンスＸL の
交差周波数ｆR=XLが低くなり、且つ比透磁率が高いほ
ど、オーバーシュート電圧及びアンダーシュート電圧が
小さくなるが、これらの比較例は何れも損失Ｒと誘導性
リアクタンスＸL の交差周波数ｆR=XLが３０ＭＨｚを越
えた高い値となっており、比透磁率が２００未満の低い
値であるため、オーバーシュート電圧及びアンダーシュ
ート電圧が１．０Ｖを越えてしまい、実用上問題がある
ものとなってしまっている。
交差周波数ｆR=XLが低くなり、且つ比透磁率が高いほ
ど、オーバーシュート電圧及びアンダーシュート電圧が
小さくなるが、これらの比較例は何れも損失Ｒと誘導性
リアクタンスＸL の交差周波数ｆR=XLが３０ＭＨｚを越
えた高い値となっており、比透磁率が２００未満の低い
値であるため、オーバーシュート電圧及びアンダーシュ
ート電圧が１．０Ｖを越えてしまい、実用上問題がある
ものとなってしまっている。
【００５９】次に、本発明の第６の実施例を説明する。
本第６の実施例におけるノイズフィルタは、第１乃至第
５の実施例に対して積層方法の範囲拡大を行ったもので
ある。
本第６の実施例におけるノイズフィルタは、第１乃至第
５の実施例に対して積層方法の範囲拡大を行ったもので
ある。
【００６０】即ち、第１乃至第５の実施例はグリーンシ
ート積層法により作製したものであるが、第６の実施例
はこれに代えて印刷積層法を用いた。磁性体材料及び誘
電体材料は、バインダー（エチルセルロース）、溶剤
（α−タービネオール＋ブチルカルビトールアセテー
ト）と少量の分散剤を加えてよく混練し、ペースト状に
した。
ート積層法により作製したものであるが、第６の実施例
はこれに代えて印刷積層法を用いた。磁性体材料及び誘
電体材料は、バインダー（エチルセルロース）、溶剤
（α−タービネオール＋ブチルカルビトールアセテー
ト）と少量の分散剤を加えてよく混練し、ペースト状に
した。
【００６１】この後、これらの磁性体材料及び誘電体材
料を図１８、図１９に示すように、印刷積層した。この
とき導体ペースト並びに電極ペーストとしては、第１の
実施例と同様にＡｇペーストを用いた。
料を図１８、図１９に示すように、印刷積層した。この
とき導体ペースト並びに電極ペーストとしては、第１の
実施例と同様にＡｇペーストを用いた。
【００６２】作製に当たっては、まず図１８に示すよう
に磁性体材料を第１０層110 から第５層105 まで順次印
刷積層し、この途中第８層目108 にインダクタ導体パタ
ーン108aを形成してインダクタ部１１Ｂを形成する。次
いで、図１９に示すように、誘電体材料を第４層104 か
ら第１層101 まで順次印刷積層し、この途中第４層104
、第３層103 、第２層102 上にそれぞれコンデンサ電
極用の導体パターン104a,103a,102aを印刷形成し、イン
ダクタ部１１Ｂ上にコンデンサ部１１Ａを形成して積層
体チップが完成する。積層体チップ以後の工程は第１の
実施例と同様である。
に磁性体材料を第１０層110 から第５層105 まで順次印
刷積層し、この途中第８層目108 にインダクタ導体パタ
ーン108aを形成してインダクタ部１１Ｂを形成する。次
いで、図１９に示すように、誘電体材料を第４層104 か
ら第１層101 まで順次印刷積層し、この途中第４層104
、第３層103 、第２層102 上にそれぞれコンデンサ電
極用の導体パターン104a,103a,102aを印刷形成し、イン
ダクタ部１１Ｂ上にコンデンサ部１１Ａを形成して積層
体チップが完成する。積層体チップ以後の工程は第１の
実施例と同様である。
【００６３】これにより作製されたノイズフィルタの特
性は第１の実施例とほぼ等しく、印刷積層法を用いて
も、グリーンシート積層法を用いて作製したときと同様
の特性を有するノイズフィルタが得られることを確認で
き、本発明の技術は製造方法に依存すること無く有効で
あることが確認できた。
性は第１の実施例とほぼ等しく、印刷積層法を用いて
も、グリーンシート積層法を用いて作製したときと同様
の特性を有するノイズフィルタが得られることを確認で
き、本発明の技術は製造方法に依存すること無く有効で
あることが確認できた。
【００６４】次に、本発明の第７乃至第１０の実施例を
説明する。第７乃至第１０の実施例では、第１の実施例
におけると同様のインダクタンス値となるように、イン
ダクタ導体パターンの形状を変えてノイズフィルタを作
製した。即ち、第７の実施例におけるインダクタ導体パ
ターン108gの形状は図２０に示すような形状となし、第
８の実施例におけるインダクタ導体パターン108hの形状
は図２１に示すように２層に亙って導体パターンを形成
してこれらをスルーホール接続した。また、第９の実施
例では図１５に示す(a) と(d) のパータン１６ａ，１６
ｄを用いて周回１ターンのインダクタを形成し、第１０
の実施例では図２２に示すように３層に亙って導体パタ
ーン108iを形成し、これらをスルーホール接続してイン
ダクタを形成した。これらの特性結果を表２に示す。
説明する。第７乃至第１０の実施例では、第１の実施例
におけると同様のインダクタンス値となるように、イン
ダクタ導体パターンの形状を変えてノイズフィルタを作
製した。即ち、第７の実施例におけるインダクタ導体パ
ターン108gの形状は図２０に示すような形状となし、第
８の実施例におけるインダクタ導体パターン108hの形状
は図２１に示すように２層に亙って導体パターンを形成
してこれらをスルーホール接続した。また、第９の実施
例では図１５に示す(a) と(d) のパータン１６ａ，１６
ｄを用いて周回１ターンのインダクタを形成し、第１０
の実施例では図２２に示すように３層に亙って導体パタ
ーン108iを形成し、これらをスルーホール接続してイン
ダクタを形成した。これらの特性結果を表２に示す。
【００６５】
【表２】 ここで、第７乃至第１０の実施例のＲ−ＸL 曲線の交差
周波数ｆR=XLは共に２０ＭＨｚ、磁性体の比透磁率は共
に３００とした。これにより、第７乃至第１０の実施例
におけるオーバーシュート電圧はそれぞれ０．６Ｖ、
０．７Ｖ、０．８Ｖ、０．６Ｖとなると共に、アンダー
シュート電圧はそれぞれ０．５Ｖ、０．６Ｖ、０．７
Ｖ、０．５Ｖとなり、それぞれ１．０Ｖ以下の良好な値
となった。また、２７５ＭＨｚにおける信号減衰量は共
に２１ｄＢとなり、ノイズ除去に対して十分な１０ｄＢ
以上の減衰量を得ることができた。このように、減衰量
として十分なものが得られると共に、オーバーシュート
電圧及びアンダーシュート電圧が１．０Ｖ以下となり、
実用上問題無い信号波形を得ることができるノイズフィ
ルタが得られた。
周波数ｆR=XLは共に２０ＭＨｚ、磁性体の比透磁率は共
に３００とした。これにより、第７乃至第１０の実施例
におけるオーバーシュート電圧はそれぞれ０．６Ｖ、
０．７Ｖ、０．８Ｖ、０．６Ｖとなると共に、アンダー
シュート電圧はそれぞれ０．５Ｖ、０．６Ｖ、０．７
Ｖ、０．５Ｖとなり、それぞれ１．０Ｖ以下の良好な値
となった。また、２７５ＭＨｚにおける信号減衰量は共
に２１ｄＢとなり、ノイズ除去に対して十分な１０ｄＢ
以上の減衰量を得ることができた。このように、減衰量
として十分なものが得られると共に、オーバーシュート
電圧及びアンダーシュート電圧が１．０Ｖ以下となり、
実用上問題無い信号波形を得ることができるノイズフィ
ルタが得られた。
【００６６】また、この結果から同一の磁性体材料を用
いても効果に差があることが分かり、インダクタ導体パ
ターンの交差や、重なりが少ないほうが特性のよいこと
が分かる。
いても効果に差があることが分かり、インダクタ導体パ
ターンの交差や、重なりが少ないほうが特性のよいこと
が分かる。
【００６７】次に本発明の第１１乃至第１３の実施例を
説明する。第１１の実施例では、第１の実施例のインダ
クタ導体パターン及びコンデンサ電極導体パターンのそ
れぞれを図２３の(a)(b)に示すものに変更し、図２４に
示すπ型３次ＬＰＦ（ローパスフィルタ）とした。その
外観図を図２５に示す。図２４において、インダクタＬ
1 のインダクタンス値は１．１μＨ、コンデンサＣ1 ，
Ｃ2 のキャパシタンス値は共に２０ｐＦである。
説明する。第１１の実施例では、第１の実施例のインダ
クタ導体パターン及びコンデンサ電極導体パターンのそ
れぞれを図２３の(a)(b)に示すものに変更し、図２４に
示すπ型３次ＬＰＦ（ローパスフィルタ）とした。その
外観図を図２５に示す。図２４において、インダクタＬ
1 のインダクタンス値は１．１μＨ、コンデンサＣ1 ，
Ｃ2 のキャパシタンス値は共に２０ｐＦである。
【００６８】また、第１２の実施例では図２６に示すよ
うな導体パターン形状に第１の実施例におけるコンデン
サ電極導体パターンを変更して図２７に示すπ型５次Ｌ
ＰＦとした。その外観図を図２８に示す。図２７におい
て、インダクタＬ1 ，Ｌ2 の値は共に０．５５μＨ、コ
ンデンサＣ1 ，Ｃ2 ，Ｃ3 のキャパシタンスはそれぞれ
８ｐＦ、２４ｐＦ、８ｐＦである。
うな導体パターン形状に第１の実施例におけるコンデン
サ電極導体パターンを変更して図２７に示すπ型５次Ｌ
ＰＦとした。その外観図を図２８に示す。図２７におい
て、インダクタＬ1 ，Ｌ2 の値は共に０．５５μＨ、コ
ンデンサＣ1 ，Ｃ2 ，Ｃ3 のキャパシタンスはそれぞれ
８ｐＦ、２４ｐＦ、８ｐＦである。
【００６９】さらに、第１３の実施例では第１の実施例
のインダクタ導体パターン及びコンデンサ電極導体パタ
ーンのそれぞれを図２９の(a)(b)に示すものに変更し、
図３０に示すＴ型５次ＬＰＦとした。その外観図を図３
１に示す。図３０において、インダクタＬ1 ，Ｌ2 ，Ｌ
3 のインダクタンス値はそれぞれ０．２１μＨ、０．６
８μＨ、０．２１μＨ、コンデンサＣ1 ，Ｃ2 のキャパ
シタンス値は共に２０ｐＦである。
のインダクタ導体パターン及びコンデンサ電極導体パタ
ーンのそれぞれを図２９の(a)(b)に示すものに変更し、
図３０に示すＴ型５次ＬＰＦとした。その外観図を図３
１に示す。図３０において、インダクタＬ1 ，Ｌ2 ，Ｌ
3 のインダクタンス値はそれぞれ０．２１μＨ、０．６
８μＨ、０．２１μＨ、コンデンサＣ1 ，Ｃ2 のキャパ
シタンス値は共に２０ｐＦである。
【００７０】これら第１１乃至第１３の実施例の特性結
果を表３に示す。
果を表３に示す。
【００７１】
【表３】 ここで、各実施例のＲ−ＸL 曲線の交差周波数ｆR=XLは
共に２０ＭＨｚ、磁性体の比透磁率は共に３００とし
た。これにより、第１１乃至第１３の実施例におけるオ
ーバーシュート電圧はそれぞれ０．６Ｖ、０．７Ｖ、
０．７Ｖとなると共に、アンダーシュート電圧はそれぞ
れ０．５Ｖ、０．７Ｖ、０．７Ｖとなり、また２７５Ｍ
Ｈｚにおける信号減衰量はそれぞれ２１ｄＢ、２８ｄ
Ｂ、２８ｄＢとなった。このように、減衰量として十分
なものが得られると共に、オーバーシュート電圧及びア
ンダーシュート電圧が１．０Ｖ以下となり、実用上問題
の無い信号波形を得ることができるノイズフィルタが得
られた。また、この結果から回路が異なっても良好な特
性を得られることが分かる。
共に２０ＭＨｚ、磁性体の比透磁率は共に３００とし
た。これにより、第１１乃至第１３の実施例におけるオ
ーバーシュート電圧はそれぞれ０．６Ｖ、０．７Ｖ、
０．７Ｖとなると共に、アンダーシュート電圧はそれぞ
れ０．５Ｖ、０．７Ｖ、０．７Ｖとなり、また２７５Ｍ
Ｈｚにおける信号減衰量はそれぞれ２１ｄＢ、２８ｄ
Ｂ、２８ｄＢとなった。このように、減衰量として十分
なものが得られると共に、オーバーシュート電圧及びア
ンダーシュート電圧が１．０Ｖ以下となり、実用上問題
の無い信号波形を得ることができるノイズフィルタが得
られた。また、この結果から回路が異なっても良好な特
性を得られることが分かる。
【００７２】次に、本発明の第１４乃至第２５の実施
例、並びにこれらに対する比較例Ｅ〜Ｉを説明する。第
１４乃至第２５の実施例では、磁性体材料として第１、
第３、及び第５の実施例で使用したものを用いると共
に、インダクタ導体パターンとして図４、図１１、図１
２、図１３、図１４に示すパターン形状を用いて、これ
らの組合せにより１５種類のノイズフィルタを作製し
た。これらのノイズフィルタの特性結果を表４に示す。
表４においては２７５ＭＨｚにおける信号減衰量，ＩＮ
−ＯＵＴ間のインダクタンス値、オーバーシュート電圧
及びアンダーシュート電圧を示している。これらの結果
から、インダクタンス値が前述した実施例の範囲で変化
しても同様の効果が得られることが分かる。
例、並びにこれらに対する比較例Ｅ〜Ｉを説明する。第
１４乃至第２５の実施例では、磁性体材料として第１、
第３、及び第５の実施例で使用したものを用いると共
に、インダクタ導体パターンとして図４、図１１、図１
２、図１３、図１４に示すパターン形状を用いて、これ
らの組合せにより１５種類のノイズフィルタを作製し
た。これらのノイズフィルタの特性結果を表４に示す。
表４においては２７５ＭＨｚにおける信号減衰量，ＩＮ
−ＯＵＴ間のインダクタンス値、オーバーシュート電圧
及びアンダーシュート電圧を示している。これらの結果
から、インダクタンス値が前述した実施例の範囲で変化
しても同様の効果が得られることが分かる。
【００７３】
【表４】 一方、第１４乃至第２５の実施例に対する比較例Ｅ〜Ｉ
のノイズフィルタは、第１４乃至第２５の実施例と同様
に、前述した比較例Ａの材料を用いてノイズフィルタを
作製した。これらのノイズフィルタの特性結果を表４に
示す。これらの比較例では、何れも２７５ＭＨｚの信号
減衰量が１０ｄＢ未満であり、十分なノイズ除去効果は
得られなかった。
のノイズフィルタは、第１４乃至第２５の実施例と同様
に、前述した比較例Ａの材料を用いてノイズフィルタを
作製した。これらのノイズフィルタの特性結果を表４に
示す。これらの比較例では、何れも２７５ＭＨｚの信号
減衰量が１０ｄＢ未満であり、十分なノイズ除去効果は
得られなかった。
【００７４】次に、本発明の第２６乃至第３２の実施
例、並びにこれらに対する比較例Ｊ，Ｋを表５に基づい
て説明する。第２６乃至第３２の実施例では、第１の実
施例のコンデンサ容量を変化させた。即ち、第２６乃至
第３２の実施例におけるコンデンサ容量をそれぞれ１０
ｐＦ、２０ｐＦ、３０ｐＦ、５０ｐＦ、６０ｐＦ、８０
ｐＦ、１００ｐＦとした。コンデンサ容量以外は第１の
実施例と同じである。このときの各実施例における２７
５ＭＨｚの信号減衰量は、表５に示すようにそれぞれ１
３ｄＢ、１６ｄＢ、１８ｄＢ、２２ｄＢ、２３ｄＢ、２
４ｄＢ、２６ｄＢであり、オーバーシュート電圧はそれ
ぞれ０．４Ｖ、０．４Ｖ、０．５Ｖ、０．６Ｖ、０．７
Ｖ、０．８Ｖ、０．９Ｖ、アンダーシュート電圧はそれ
ぞれ０．３Ｖ、０．４Ｖ、０．５Ｖ、０．６Ｖ、０．７
Ｖ、０．７Ｖ、０．８Ｖとなった。
例、並びにこれらに対する比較例Ｊ，Ｋを表５に基づい
て説明する。第２６乃至第３２の実施例では、第１の実
施例のコンデンサ容量を変化させた。即ち、第２６乃至
第３２の実施例におけるコンデンサ容量をそれぞれ１０
ｐＦ、２０ｐＦ、３０ｐＦ、５０ｐＦ、６０ｐＦ、８０
ｐＦ、１００ｐＦとした。コンデンサ容量以外は第１の
実施例と同じである。このときの各実施例における２７
５ＭＨｚの信号減衰量は、表５に示すようにそれぞれ１
３ｄＢ、１６ｄＢ、１８ｄＢ、２２ｄＢ、２３ｄＢ、２
４ｄＢ、２６ｄＢであり、オーバーシュート電圧はそれ
ぞれ０．４Ｖ、０．４Ｖ、０．５Ｖ、０．６Ｖ、０．７
Ｖ、０．８Ｖ、０．９Ｖ、アンダーシュート電圧はそれ
ぞれ０．３Ｖ、０．４Ｖ、０．５Ｖ、０．６Ｖ、０．７
Ｖ、０．７Ｖ、０．８Ｖとなった。
【００７５】
【表５】 前述したように第２６乃至第３２の実施例の範囲のコン
デンサ容量変化では、オーバーシュート電圧及びアンダ
ーシュート電圧は１．０Ｖ以下であると共に、２７５Ｍ
Ｈｚの減衰量は１０ｄＢ以上であり、良好な特性を得る
ことができた。
デンサ容量変化では、オーバーシュート電圧及びアンダ
ーシュート電圧は１．０Ｖ以下であると共に、２７５Ｍ
Ｈｚの減衰量は１０ｄＢ以上であり、良好な特性を得る
ことができた。
【００７６】一方、比較例Ｊ，Ｋとして、それぞれ第１
の実施例のコンデンサ容量を５ｐＦ、１２０ｐＦとした
ノイズフィルタを作製した。このときの各比較例Ｊ，Ｋ
における２７５ＭＨｚの信号減衰量は、表５に示すよう
にそれぞれ８ｄＢ、２６ｄＢとり、オーバーシュート電
圧はそれぞれ０．３Ｖ、１．２Ｖ、アンダーシュート電
圧はそれぞれ０．３Ｖ、１．１Ｖとなった。
の実施例のコンデンサ容量を５ｐＦ、１２０ｐＦとした
ノイズフィルタを作製した。このときの各比較例Ｊ，Ｋ
における２７５ＭＨｚの信号減衰量は、表５に示すよう
にそれぞれ８ｄＢ、２６ｄＢとり、オーバーシュート電
圧はそれぞれ０．３Ｖ、１．２Ｖ、アンダーシュート電
圧はそれぞれ０．３Ｖ、１．１Ｖとなった。
【００７７】従って、第１の実施例１のコンデンサ容量
を５ｐＦ及び１２０ｐＦとした場合、信号減衰量が低下
したり、或いはオーバーシュート電圧及びアンダーシュ
ート電圧が１Ｖ以上となり、実用上問題があることが分
かる。
を５ｐＦ及び１２０ｐＦとした場合、信号減衰量が低下
したり、或いはオーバーシュート電圧及びアンダーシュ
ート電圧が１Ｖ以上となり、実用上問題があることが分
かる。
【００７８】次に、本発明の実験例を説明する。まず、
第１の実験例では前述した第２３の実施例のノイズフィ
ルタを用いて、図７に示す評価回路によって試験を行っ
た。このとき、パルスジェネレータ〜クロック信号周波
数を１０ＭＨｚとした。この場合、問題となる信号帯域
は１００〜４００ＭＨｚであり、１１０ＭＨｚの信号レ
ベルの減衰量で評価した。
第１の実験例では前述した第２３の実施例のノイズフィ
ルタを用いて、図７に示す評価回路によって試験を行っ
た。このとき、パルスジェネレータ〜クロック信号周波
数を１０ＭＨｚとした。この場合、問題となる信号帯域
は１００〜４００ＭＨｚであり、１１０ＭＨｚの信号レ
ベルの減衰量で評価した。
【００７９】実験結果では、オーバーシュート電圧及び
アンダーシュート電圧は共に０．７Ｖであり、１１０Ｍ
Ｈｚにおける信号減衰量は１７ｄＢとなり、良好な特性
を得ることができた。
アンダーシュート電圧は共に０．７Ｖであり、１１０Ｍ
Ｈｚにおける信号減衰量は１７ｄＢとなり、良好な特性
を得ることができた。
【００８０】第２の実験例では、前述のクロック周波数
を５０ＭＨｚに変え、第１６の実施例のノイズフィルタ
を用いて試験を行った。この場合、問題となる信号帯域
は５００〜２０００ＭＨｚであり、５５０ＭＨｚの信号
レベルの減衰量で評価した。実験結果では、オーバーシ
ュート電圧及びアンダーシュート電圧はそれぞれ０．５
Ｖ，０．４Ｖであり、５５０ＭＨｚにおける信号減衰量
は２０ｄＢとなり、良好な特性を得ることができた。
を５０ＭＨｚに変え、第１６の実施例のノイズフィルタ
を用いて試験を行った。この場合、問題となる信号帯域
は５００〜２０００ＭＨｚであり、５５０ＭＨｚの信号
レベルの減衰量で評価した。実験結果では、オーバーシ
ュート電圧及びアンダーシュート電圧はそれぞれ０．５
Ｖ，０．４Ｖであり、５５０ＭＨｚにおける信号減衰量
は２０ｄＢとなり、良好な特性を得ることができた。
【００８１】
【発明の効果】以上説明したように本発明の請求項１、
２又は３によれば、ノイズフィルタに用いる磁性体材料
として高損失で高透磁率の材料を用いたので、磁性体材
料の高透磁率化により、必要なインダクタンス値を得る
ためのインダクタ導体パターンは比較的単純な形状に形
成できるようになり、構造の簡単化を図ることができる
と共に、コスト高や、歩留まりの低下を回避することが
できる。さらに、磁性体材料の高損失化により、高周波
帯域での誘導性リアクタンスが低く、且つ損失が高い特
性を持つようになるので、該ノイズフィルタを通過して
出力されるディジタル信号波形のオーバーシュート、ア
ンダーシュートが小さくなり、リンギングの低減、波形
品位の向上、並びに回路誤動作の回避を図ることがで
き、高速ディジタル信号ラインに用いた場合に、ディジ
タル波形の歪を最小限にとどめてノイズ除去ができる。
２又は３によれば、ノイズフィルタに用いる磁性体材料
として高損失で高透磁率の材料を用いたので、磁性体材
料の高透磁率化により、必要なインダクタンス値を得る
ためのインダクタ導体パターンは比較的単純な形状に形
成できるようになり、構造の簡単化を図ることができる
と共に、コスト高や、歩留まりの低下を回避することが
できる。さらに、磁性体材料の高損失化により、高周波
帯域での誘導性リアクタンスが低く、且つ損失が高い特
性を持つようになるので、該ノイズフィルタを通過して
出力されるディジタル信号波形のオーバーシュート、ア
ンダーシュートが小さくなり、リンギングの低減、波形
品位の向上、並びに回路誤動作の回避を図ることがで
き、高速ディジタル信号ラインに用いた場合に、ディジ
タル波形の歪を最小限にとどめてノイズ除去ができる。
【００８２】また、請求項４によれば、上記の効果に加
えて、インダクタ部の導体パターンが交差若しくは重畳
しないので、該導体パターン間によって容量が発生する
ことがなくなり、製造誤差等の発生を低減できると共
に、前記導値パターンが従来に比べて作製し易くなる。
えて、インダクタ部の導体パターンが交差若しくは重畳
しないので、該導体パターン間によって容量が発生する
ことがなくなり、製造誤差等の発生を低減できると共
に、前記導値パターンが従来に比べて作製し易くなる。
【００８３】また、請求項５、６又は７によれば、上記
の効果に加えて、インダクタ部の導体パターンが交差若
しくは重畳しないので、該導体パターン間によって容量
が発生することがなくなり、製造誤差等の発生を低減で
きると共に、前記導値パターンが従来に比べて作製し易
くなる。
の効果に加えて、インダクタ部の導体パターンが交差若
しくは重畳しないので、該導体パターン間によって容量
が発生することがなくなり、製造誤差等の発生を低減で
きると共に、前記導値パターンが従来に比べて作製し易
くなる。
【００８４】また、請求項８によれば、上記の効果に加
えて、ノイズフィルタの信号入出力端子間のインダクタ
ンス値を３μＨ程度以下にすることにより、該ノイズフ
ィルタを通過して出力されるディジタル信号波形のオー
バーシュート、アンダーシュートが小さくなり、リンギ
ングの低減、波形品位の向上、並びに回路誤動作の回避
を図ることができる。
えて、ノイズフィルタの信号入出力端子間のインダクタ
ンス値を３μＨ程度以下にすることにより、該ノイズフ
ィルタを通過して出力されるディジタル信号波形のオー
バーシュート、アンダーシュートが小さくなり、リンギ
ングの低減、波形品位の向上、並びに回路誤動作の回避
を図ることができる。
【００８５】また、請求項９によれば、上記の効果に加
えて、コンデンサ部の容量和を約１０ｐＦ以上であり１
００ｐＦ程度以下とすることにより、該ノイズフィルタ
を通過して出力されるディジタル信号波形のオーバーシ
ュート、アンダーシュートが小さくなり、リンギングの
低減、波形品位の向上、並びに回路誤動作の回避を図る
ことができる。
えて、コンデンサ部の容量和を約１０ｐＦ以上であり１
００ｐＦ程度以下とすることにより、該ノイズフィルタ
を通過して出力されるディジタル信号波形のオーバーシ
ュート、アンダーシュートが小さくなり、リンギングの
低減、波形品位の向上、並びに回路誤動作の回避を図る
ことができる。
【００８６】また、請求項１０、１１によれば、上記の
効果に加えて、インダクタ部及びコンデンサ部を容易に
積層形成することができる。
効果に加えて、インダクタ部及びコンデンサ部を容易に
積層形成することができる。
【００８７】また、請求項１２、１３、１４又は１５に
よれば、上記の効果に加えて、所定値以下の周波数の信
号のみが通過され、これ以外の周波数の信号は遮断され
るので、不必要な高調波成分が除去され、高速ディジタ
ル信号ラインに用いた場合に、ディジタル波形の歪を最
小限にとどめてノイズ除去ができる。
よれば、上記の効果に加えて、所定値以下の周波数の信
号のみが通過され、これ以外の周波数の信号は遮断され
るので、不必要な高調波成分が除去され、高速ディジタ
ル信号ラインに用いた場合に、ディジタル波形の歪を最
小限にとどめてノイズ除去ができる。
【図１】本発明の第１の実施例のノイズフィルタの概略
分解斜視図
分解斜視図
【図２】本発明の第１の実施例の外観斜視図
【図３】本発明の第１の実施例の内部構造図
【図４】本発明の第１の実施例におけるインダクタの導
体パターン形状を示す図
体パターン形状を示す図
【図５】本発明の第１の実施例における積層チップの仕
上げ工程を説明する図
上げ工程を説明する図
【図６】本発明の第１の実施例のノイズフィルタの回路
図
図
【図７】本発明の第１の実施例におけるノイズフィルタ
の評価回路図
の評価回路図
【図８】本発明の第１の実施例における信号波形の測定
データを示す図
データを示す図
【図９】本発明の第１の実施例における信号レベルの測
定データを示す図
定データを示す図
【図１０】本発明の第１の実施例のＩＮ−ＯＵＴ間のイ
ンピーダンス特性図
ンピーダンス特性図
【図１１】本発明の第２の実施例におけるインダクタの
導体パターン形状を示す図
導体パターン形状を示す図
【図１２】本発明の第３の実施例におけるインダクタの
導体パターン形状を示す図
導体パターン形状を示す図
【図１３】本発明の第４の実施例におけるインダクタの
導体パターン形状を示す図
導体パターン形状を示す図
【図１４】本発明の第５の実施例におけるインダクタの
導体パターン形状を示す図
導体パターン形状を示す図
【図１５】比較例Ａにおけるインダクタの導体パターン
形状を示す図
形状を示す図
【図１６】比較例Ａの完成品の構造図
【図１７】比較例ＡのＩＮ−ＯＵＴ間のインピーダンス
特性図
特性図
【図１８】本発明の第６の実施例の製造工程を説明する
図
図
【図１９】本発明の第６の実施例の製造工程を説明する
図
図
【図２０】本発明の第７の実施例におけるインダクタの
導体パターン形状を示す図
導体パターン形状を示す図
【図２１】本発明の第８の実施例におけるインダクタの
導体パターン形状を示す図
導体パターン形状を示す図
【図２２】本発明の第１０の実施例におけるインダクタ
の導体パターン形状を示す図
の導体パターン形状を示す図
【図２３】本発明の第１１の実施例におけるインダクタ
及びコンデンサ電極の導体パターン形状を示す図
及びコンデンサ電極の導体パターン形状を示す図
【図２４】本発明の第１１の実施例の回路図
【図２５】本発明の第１１の実施例の外観図
【図２６】本発明の第１２の実施例におけるコンデンサ
電極の導体パターン形状を示す図
電極の導体パターン形状を示す図
【図２７】本発明の第１２の実施例の回路図
【図２８】本発明の第１２の実施例の外観図
【図２９】本発明の第１３の実施例におけるインダクタ
及びコンデンサ電極の導体パターン形状を示す図
及びコンデンサ電極の導体パターン形状を示す図
【図３０】本発明の第１３の実施例の回路図
【図３１】本発明の第１３の実施例の外観図
１…ノイズフィルタ、１１Ａ…コンデンサ部、１１Ｂ…
インダクタ部、101 …第１層、102 …第２層、103 …第
３層、104 …第４層、105 …第５層、106 …第６層、10
7 …第７層、108 …第８層、109 …第９層、110 …第１
０層、102a,103a,104a,108a …導体パターン、108b…磁
性体グリーンシート、１２，１３，１４，１５，１７，
１８…外部電極端子、１６…インダクタ導体パターン、
２１…パルスジェネレータ、２２，２３…Ｃ−ＭＯＳロ
ジックＩＣ、２４…測定点。
インダクタ部、101 …第１層、102 …第２層、103 …第
３層、104 …第４層、105 …第５層、106 …第６層、10
7 …第７層、108 …第８層、109 …第９層、110 …第１
０層、102a,103a,104a,108a …導体パターン、108b…磁
性体グリーンシート、１２，１３，１４，１５，１７，
１８…外部電極端子、１６…インダクタ導体パターン、
２１…パルスジェネレータ、２２，２３…Ｃ−ＭＯＳロ
ジックＩＣ、２４…測定点。
Claims (15)
- 【請求項１】 所定の導体パターンが形成された少なく
とも一の磁性体材料層からなるインダクタ部と、所定の
導体パターンが形成された複数の誘電体材料層を積層し
てなるコンデンサ部とを一体形成した積層チップ型のノ
イズフィルタにおいて、 前記磁性体材料層に、高透磁率で且つ高損失の磁性体材
料を用いたことを特徴とするノイズフィルタ。 - 【請求項２】 前記インダクタ部は、そのインピーダン
ス特性において、誘導性リアクタンス値と損失の交差す
る周波数が３０ＭＨｚ程度以下であることを特徴とする
請求項１記載のノイズフィルタ。 - 【請求項３】 前記磁性体材料の比透磁率が約２００以
上であることを特徴とする請求項１記載のノイズフィル
タ。 - 【請求項４】 前記インダクタ部の導体パターンは交差
若しくは重畳しないことを特徴とする請求項１記載のノ
イズフィルタ。 - 【請求項５】 前記インダクタ部の導体パターンはメア
ンダー型に形成されていることを特徴とする請求項１記
載のノイズフィルタ。 - 【請求項６】 前記インダクタ部の導体パターンは円弧
型に形成されていることを特徴とする請求項１記載のノ
イズフィルタ。 - 【請求項７】 前記インダクタ部の導体パターンは直線
型に形成されていることを特徴とする請求項１記載のノ
イズフィルタ。 - 【請求項８】 信号入出力端子間のインダクタンス値が
３μＨ程度以下であることを特徴とする請求項１記載の
ノイズフィルタ。 - 【請求項９】 前記コンデンサ部の容量和が約１０ｐＦ
以上であり１００ｐＦ程度以下であることを特徴とする
請求項１記載のノイズフィルタ。 - 【請求項１０】 前記インダクタ部及びコンデンサ部は
グリーンシート積層法によって形成されたことを特徴と
する請求項１記載のノイズフィルタ。 - 【請求項１１】 前記インダクタ部及びコンデンサ部は
印刷積層法によって形成されたことを特徴とする請求項
１記載のノイズフィルタ。 - 【請求項１２】 前記ノイズフィルタはＴ型３次低域通
過型フィルタであることを特徴とする請求項１記載のノ
イズフィルタ。 - 【請求項１３】 前記ノイズフィルタはπ型３次低域通
過型フィルタであることを特徴とする請求項１記載のノ
イズフィルタ。 - 【請求項１４】 前記ノイズフィルタはＴ型５次低域通
過型フィルタであることを特徴とする請求項１記載のノ
イズフィルタ。 - 【請求項１５】 前記ノイズフィルタはπ型５次低域通
過型フィルタであることを特徴とする請求項１記載のノ
イズフィルタ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP33038493A JPH07192927A (ja) | 1993-12-27 | 1993-12-27 | ノイズフィルタ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP33038493A JPH07192927A (ja) | 1993-12-27 | 1993-12-27 | ノイズフィルタ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07192927A true JPH07192927A (ja) | 1995-07-28 |
Family
ID=18232001
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP33038493A Pending JPH07192927A (ja) | 1993-12-27 | 1993-12-27 | ノイズフィルタ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH07192927A (ja) |
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2001060840A (ja) * | 1999-08-19 | 2001-03-06 | Kyocera Corp | 多連型ノイズフィルタ |
| KR100470114B1 (ko) * | 2002-08-29 | 2005-02-05 | 주식회사 이노칩테크놀로지 | 저항-커패시터 복합 칩 및 그 제조 방법 |
| JP2005079756A (ja) * | 2003-08-29 | 2005-03-24 | Tdk Corp | ノイズフィルタ |
| JP2006065226A (ja) * | 2004-08-30 | 2006-03-09 | Nippon Dempa Kogyo Co Ltd | 積層型の光学素子及びその製造方法 |
| JP2011108972A (ja) * | 2009-11-20 | 2011-06-02 | Murata Mfg Co Ltd | 電子部品 |
| WO2014030469A1 (ja) * | 2012-08-24 | 2014-02-27 | 株式会社村田製作所 | 高周波デバイス及び方向性結合器 |
| CN107666298A (zh) * | 2016-07-29 | 2018-02-06 | 株式会社村田制作所 | 层叠滤波器 |
-
1993
- 1993-12-27 JP JP33038493A patent/JPH07192927A/ja active Pending
Cited By (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2001060840A (ja) * | 1999-08-19 | 2001-03-06 | Kyocera Corp | 多連型ノイズフィルタ |
| KR100470114B1 (ko) * | 2002-08-29 | 2005-02-05 | 주식회사 이노칩테크놀로지 | 저항-커패시터 복합 칩 및 그 제조 방법 |
| JP2005079756A (ja) * | 2003-08-29 | 2005-03-24 | Tdk Corp | ノイズフィルタ |
| JP2006065226A (ja) * | 2004-08-30 | 2006-03-09 | Nippon Dempa Kogyo Co Ltd | 積層型の光学素子及びその製造方法 |
| JP4615936B2 (ja) * | 2004-08-30 | 2011-01-19 | 日本電波工業株式会社 | 積層型の光学素子の製造方法 |
| JP2011108972A (ja) * | 2009-11-20 | 2011-06-02 | Murata Mfg Co Ltd | 電子部品 |
| WO2014030469A1 (ja) * | 2012-08-24 | 2014-02-27 | 株式会社村田製作所 | 高周波デバイス及び方向性結合器 |
| JP5660258B2 (ja) * | 2012-08-24 | 2015-01-28 | 株式会社村田製作所 | 高周波デバイス及び方向性結合器 |
| US9281797B2 (en) | 2012-08-24 | 2016-03-08 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | High-frequency device and directional coupler |
| CN107666298A (zh) * | 2016-07-29 | 2018-02-06 | 株式会社村田制作所 | 层叠滤波器 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US9312062B2 (en) | Common mode choke coil | |
| US9666356B2 (en) | Laminated common-mode choke coil | |
| JP3900104B2 (ja) | 静電気対策部品 | |
| EP0956643B1 (en) | Multilayer lowpass filter with single point ground plane configuration | |
| JPH0653075A (ja) | 平衡線路用積層セラミックコンデンサ | |
| KR20090094980A (ko) | 대역통과 필터 | |
| JPH07192927A (ja) | ノイズフィルタ | |
| US4987009A (en) | Producing method of thick film complex component | |
| KR20140076958A (ko) | 하나의 권선으로 구현되는 직렬 인덕터 어레이 및 이를 포함하는 필터 | |
| JP2000151325A (ja) | 積層チップ型ノイズフィルタ及びその製造方法 | |
| CN211908754U (zh) | 一种小型化格型晶体滤波器 | |
| CN110048687A (zh) | 一种ltcc有机混合滤波器 | |
| CN111262545B (zh) | 低通滤波器 | |
| KR20160052111A (ko) | 적층 칩 전자부품 및 그 실장 기판 | |
| JP2016540467A (ja) | 積層チップ型のセラミック無線周波数ローパスフィルター及びその製作方法 | |
| JPH1117483A (ja) | 積層ｌｃ型ノイズフィルタとその製造方法 | |
| JP2000331831A (ja) | 積層型インピーダンス素子 | |
| CN217590765U (zh) | 一种无源低通滤波器及低通滤波电路 | |
| CN117176100B (zh) | 一种改善带内平坦度的带通滤波电路及滤波器 | |
| JPH02271704A (ja) | Ｌｃフィルター | |
| CN111384923A (zh) | 一种小型化格型晶体滤波器 | |
| JPH04293210A (ja) | 複合電子部品 | |
| JPH11136065A (ja) | ノイズフィルタ | |
| US20040085165A1 (en) | Band-trap filter | |
| JP2001076936A (ja) | チップインダクタおよびチップトランスおよびチップバルントランスおよびチップトロイダルコイルおよび複同調回路およびチップインダクタの実装方法並びに複同調回路の同調周波数の調整方法 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20020827 |