JPH07163150A - 力率改善整流回路 - Google Patents
力率改善整流回路Info
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- JPH07163150A JPH07163150A JP5339880A JP33988093A JPH07163150A JP H07163150 A JPH07163150 A JP H07163150A JP 5339880 A JP5339880 A JP 5339880A JP 33988093 A JP33988093 A JP 33988093A JP H07163150 A JPH07163150 A JP H07163150A
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- voltage
- transistor
- switching
- power factor
- circuit
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
- Y02E40/00—Technologies for an efficient electrical power generation, transmission or distribution
- Y02E40/30—Reactive power compensation
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- Emergency Protection Circuit Devices (AREA)
- Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
- Rectifiers (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【構成】 電圧共振形コンバータ７に対して、平滑用コ
ンデンサＣｉの負極側に直列に接続され、ＮＰＮ型トラ
ンジスタよりなるダーリントントランジスタ１０、及び
整流平滑直流電圧Ｅi を分圧する抵抗Ｒ4 、Ｒ5 と、分
圧された電圧値がカソードに印加されるツェナーダイオ
ードＤ7 と、ベースはツェナーダイオードＤ7 のアノー
ドに対して、コレクタはダーリントントランジスタ１０
のベースに対して接続されたトランジスタＱ4 からなる
電圧検出回路１１により構成されたスイッチング停止回
路９を付加して、交流入力電圧が所定レベル以下となっ
た場合にスイッチングトランジスタＱ1 が動作しないよ
うに構成する。 【効果】 スイッチングレギュレータや制御用誤差増幅
器の設計変更の必要がなくなる上、この力率改善動作停
止のための回路は小型で少数の部品により構成すること
ができるので、レギュレーション範囲の保証のためのコ
スト及び基板サイズの変更等は最小限に抑えることが可
能になる。また、交流入力電圧が所定レベル以下の際に
はスイッチング損失も解消される
ンデンサＣｉの負極側に直列に接続され、ＮＰＮ型トラ
ンジスタよりなるダーリントントランジスタ１０、及び
整流平滑直流電圧Ｅi を分圧する抵抗Ｒ4 、Ｒ5 と、分
圧された電圧値がカソードに印加されるツェナーダイオ
ードＤ7 と、ベースはツェナーダイオードＤ7 のアノー
ドに対して、コレクタはダーリントントランジスタ１０
のベースに対して接続されたトランジスタＱ4 からなる
電圧検出回路１１により構成されたスイッチング停止回
路９を付加して、交流入力電圧が所定レベル以下となっ
た場合にスイッチングトランジスタＱ1 が動作しないよ
うに構成する。 【効果】 スイッチングレギュレータや制御用誤差増幅
器の設計変更の必要がなくなる上、この力率改善動作停
止のための回路は小型で少数の部品により構成すること
ができるので、レギュレーション範囲の保証のためのコ
スト及び基板サイズの変更等は最小限に抑えることが可
能になる。また、交流入力電圧が所定レベル以下の際に
はスイッチング損失も解消される
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は例えばスイッチング電源
の力率を改善するために設けられる力率改善整流回路に
関するものである。
の力率を改善するために設けられる力率改善整流回路に
関するものである。
【０００２】
【従来の技術】近年、カラーテレビジョンやプロジェク
ションＴＤ、モニタ装置などの映像機器や、ビデオテー
プレコーダ、ビデオディスクプレーヤなどのビデオ機
器、さらにオーディオ機器やＯＡ機器では、商用交流電
源の高調波歪が発生することが知られている。
ションＴＤ、モニタ装置などの映像機器や、ビデオテー
プレコーダ、ビデオディスクプレーヤなどのビデオ機
器、さらにオーディオ機器やＯＡ機器では、商用交流電
源の高調波歪が発生することが知られている。
【０００３】この対策として、交流ラインにパワーチョ
ークコイルを挿入するか、矩形波形コンバータ回路或は
共振波形コンバータによるアクティブフィルタ回路を使
って力率を改善しているが、これらの方法は高コストで
あり、またパワーチョークコイルの場合は漏洩磁束、重
量の面で、アクティブフィルタ回路の場合は高ＥＭＩ
（電磁妨害波）、電力損失と基板サイズの増大等の欠点
がある。そこで、電源高調波歪の低減、高効率、低ＥＭ
Ｉ、小型計量、低コストを実現できる電圧共振形コンバ
ータ回路を組み合わせた部分整流平滑回路が開発され
た。
ークコイルを挿入するか、矩形波形コンバータ回路或は
共振波形コンバータによるアクティブフィルタ回路を使
って力率を改善しているが、これらの方法は高コストで
あり、またパワーチョークコイルの場合は漏洩磁束、重
量の面で、アクティブフィルタ回路の場合は高ＥＭＩ
（電磁妨害波）、電力損失と基板サイズの増大等の欠点
がある。そこで、電源高調波歪の低減、高効率、低ＥＭ
Ｉ、小型計量、低コストを実現できる電圧共振形コンバ
ータ回路を組み合わせた部分整流平滑回路が開発され
た。
【０００４】図７にこのような部分整流平滑回路を備え
たスイッチング電源装置の回路例を示す。１は単相の商
用交流電源であり、この交流電源１の両極は交流入力ラ
イン２，３に接続されている。交流ライン２はラインフ
ィルタトランス４の一方の巻線４ａを介して、ダイオー
ドＤａ〜Ｄｄをブリッジ接続して構成される全波整流回
路５の一方の入力端に接続される。全波整流回路５の正
側の出力端はライン６を介して負荷側に接続され、全波
整流回路５の負側の出力端はアースに接続されている。
たスイッチング電源装置の回路例を示す。１は単相の商
用交流電源であり、この交流電源１の両極は交流入力ラ
イン２，３に接続されている。交流ライン２はラインフ
ィルタトランス４の一方の巻線４ａを介して、ダイオー
ドＤａ〜Ｄｄをブリッジ接続して構成される全波整流回
路５の一方の入力端に接続される。全波整流回路５の正
側の出力端はライン６を介して負荷側に接続され、全波
整流回路５の負側の出力端はアースに接続されている。
【０００５】また、交流入力ライン３はラインフィルタ
トランス４の巻線４ｂを介して全波整流回路５の他方の
入力端に接続されている。Ｃ5 はアクロスコンデンサで
あり、ラインフィルタトランス４と伴にローパスフィル
タを構成している。
トランス４の巻線４ｂを介して全波整流回路５の他方の
入力端に接続されている。Ｃ5 はアクロスコンデンサで
あり、ラインフィルタトランス４と伴にローパスフィル
タを構成している。
【０００６】ライン６には全波整流回路５の出力である
直流脈動電圧を平滑化するための部分平滑回路が設けら
れている。つまり、平滑用コンデンサＣｉと電圧共振形
コンバータ１７がこれに相当する。具体的には、全波整
流回路５に接続された平滑用コンデンサＣｉと直列にコ
ンバータトランスＣＴとスイッチングトランジスタＱ1
が接続され、スイッチングトランジスタＱ1 のコレクタ
とエミッタに並列共振コンデンサＣｒが接続されてい
る。従ってスイッチングトランジスタＱ1 がオフである
ときには、コンバータトランスＣＴの一次巻線ＮC1のイ
ンダクタンスとコンデンサＣｒとにより並列共振電圧Ｖ
CP1 が発生し、またスイッチングトランジスタＱ1 がオ
ンであるときは、そのオン時間と、コンバータトランス
ＣＴの一次巻線ＮC1のインダクタンスと、入力電圧Ｖ1
で決定されるコレクタ電流ＩCP1 が鋸歯状波形で動作す
る。この状態を図８（ａ）（ｂ）に示す。
直流脈動電圧を平滑化するための部分平滑回路が設けら
れている。つまり、平滑用コンデンサＣｉと電圧共振形
コンバータ１７がこれに相当する。具体的には、全波整
流回路５に接続された平滑用コンデンサＣｉと直列にコ
ンバータトランスＣＴとスイッチングトランジスタＱ1
が接続され、スイッチングトランジスタＱ1 のコレクタ
とエミッタに並列共振コンデンサＣｒが接続されてい
る。従ってスイッチングトランジスタＱ1 がオフである
ときには、コンバータトランスＣＴの一次巻線ＮC1のイ
ンダクタンスとコンデンサＣｒとにより並列共振電圧Ｖ
CP1 が発生し、またスイッチングトランジスタＱ1 がオ
ンであるときは、そのオン時間と、コンバータトランス
ＣＴの一次巻線ＮC1のインダクタンスと、入力電圧Ｖ1
で決定されるコレクタ電流ＩCP1 が鋸歯状波形で動作す
る。この状態を図８（ａ）（ｂ）に示す。
【０００７】スイッチングトランジスタＱ1 に対するス
イッチング周波数は、コンバータトランスＣＴに巻装さ
れた巻線ＮCBと直列に接続された時定数インダクタンス
ＬB、時定数コンデンサＣB による直列共振回路（自励
発振回路）によって発生される。Ｒ1 は起動抵抗、Ｄ2
はベースクランプ用のダイオードでありスイッチングト
ランジスタＱ1 がスイッチング動作をしていない期間、
即ちＡＣ電圧ＶACが低い期間の放電ダイオードを兼ねて
いる。またＣ1 は高周波のスイッチング成分をバイパス
するフィルムコンデンサである。
イッチング周波数は、コンバータトランスＣＴに巻装さ
れた巻線ＮCBと直列に接続された時定数インダクタンス
ＬB、時定数コンデンサＣB による直列共振回路（自励
発振回路）によって発生される。Ｒ1 は起動抵抗、Ｄ2
はベースクランプ用のダイオードでありスイッチングト
ランジスタＱ1 がスイッチング動作をしていない期間、
即ちＡＣ電圧ＶACが低い期間の放電ダイオードを兼ねて
いる。またＣ1 は高周波のスイッチング成分をバイパス
するフィルムコンデンサである。
【０００８】スイッチングトランジスタＱ1 のオン／オ
フ動作により共振電圧ＶCP1 及びコレクタ電流ＩPC1 が
図８（ａ）（ｂ）のように変化している期間には、コン
バータトランスＣＴの二次巻線ＮC2に発生する正弦波の
昇圧パルス電圧Ｖ2 がダイオードＤ1 を介して平滑用コ
ンデンサＣｉに印加され、電流Ｉ2 によって平滑用コン
デンサＣｉに充電が繰り返される（図８（ｃ）
（ｄ））。
フ動作により共振電圧ＶCP1 及びコレクタ電流ＩPC1 が
図８（ａ）（ｂ）のように変化している期間には、コン
バータトランスＣＴの二次巻線ＮC2に発生する正弦波の
昇圧パルス電圧Ｖ2 がダイオードＤ1 を介して平滑用コ
ンデンサＣｉに印加され、電流Ｉ2 によって平滑用コン
デンサＣｉに充電が繰り返される（図８（ｃ）
（ｄ））。
【０００９】図９は商用周波数（５０〜６０Hz）期間で
の動作波形を示しており、上記した図８の動作は図９の
τ期間内の動作として示されている。ＡＣ電圧ＶACが高
いτ期間のみに、上記のようにスイッチングトランジス
タＱ1 がスイッチングされ、電圧共振形コンバータ１７
が動作する。つまり、このτ期間内にＡＣ電圧ＶACと電
圧Ｖ2 により平滑用コンデンサＣｉが充電され、τ期間
以外では電圧共振形コンバータ７はスイッチングトラン
ジスタＱ1 のスイッチング動作が休止される。この休止
期間にはダイオードＤ2 →スイッチングトランジスタＱ
1 のベース→スイッチングトランジスタＱ1 のコレクタ
→コンバータトランスＣＴの一次巻線ＮC1→平滑用コン
デンサＣｉという方向に電流が流れる回路が形成され、
コンデンサＣｉの充電荷が負荷電流ＩO として放出され
ることになる。
の動作波形を示しており、上記した図８の動作は図９の
τ期間内の動作として示されている。ＡＣ電圧ＶACが高
いτ期間のみに、上記のようにスイッチングトランジス
タＱ1 がスイッチングされ、電圧共振形コンバータ１７
が動作する。つまり、このτ期間内にＡＣ電圧ＶACと電
圧Ｖ2 により平滑用コンデンサＣｉが充電され、τ期間
以外では電圧共振形コンバータ７はスイッチングトラン
ジスタＱ1 のスイッチング動作が休止される。この休止
期間にはダイオードＤ2 →スイッチングトランジスタＱ
1 のベース→スイッチングトランジスタＱ1 のコレクタ
→コンバータトランスＣＴの一次巻線ＮC1→平滑用コン
デンサＣｉという方向に電流が流れる回路が形成され、
コンデンサＣｉの充電荷が負荷電流ＩO として放出され
ることになる。
【００１０】ここでライン６に生じる整流平滑直流電圧
Ｅｉには、リップル電圧成分ΔＥｉが重畳されており
（図９（ｅ））、結果として、図９（ｆ）の交流入力電
流ＩACとして示すように、この平滑直流電圧Ｅｉに対応
して点線のピーク電流が実線のように導通角が拡大さ
れ、電流ＩACが電源から供給されるようになり、この電
源回路の力率が改善される。つまり、電圧共振形コンバ
ータ１７が力率改善用の部分整流平滑回路として機能す
る。なお、電圧共振形コンバータ１７による力率改善動
作を実行するためのスイッチ（スイッチングトランジス
タＱ1 ）を以下、共振スイッチとも表現する。
Ｅｉには、リップル電圧成分ΔＥｉが重畳されており
（図９（ｅ））、結果として、図９（ｆ）の交流入力電
流ＩACとして示すように、この平滑直流電圧Ｅｉに対応
して点線のピーク電流が実線のように導通角が拡大さ
れ、電流ＩACが電源から供給されるようになり、この電
源回路の力率が改善される。つまり、電圧共振形コンバ
ータ１７が力率改善用の部分整流平滑回路として機能す
る。なお、電圧共振形コンバータ１７による力率改善動
作を実行するためのスイッチ（スイッチングトランジス
タＱ1 ）を以下、共振スイッチとも表現する。
【００１１】平滑用コンデンサＣｉ及び電圧共振形コン
バータ１７により平滑された直流電圧Ｅｉは後段のスイ
ッチング電源回路部に供給される。Ｑ2 ，Ｑ3 はスイッ
チングトランジスタであり、このスイッチングトランジ
スタＱ2 ，Ｑ3 は互いに逆相でスイッチング動作が行な
われる。つまり、コンバータトランスＣＴの巻線ＬB1と
直列にダンピング抵抗ＲB1を介して時定数コンデンサＣ
B1が接続され、巻線ＬB1と時定数コンデンサＣB1により
自励発振回路が構成され、発振周波数をスイッチングト
ランジスタＱ2 のベースに供給するようにされている。
Ｒ2 は起動抵抗、Ｄ3 はベースクランプダイオードであ
る。
バータ１７により平滑された直流電圧Ｅｉは後段のスイ
ッチング電源回路部に供給される。Ｑ2 ，Ｑ3 はスイッ
チングトランジスタであり、このスイッチングトランジ
スタＱ2 ，Ｑ3 は互いに逆相でスイッチング動作が行な
われる。つまり、コンバータトランスＣＴの巻線ＬB1と
直列にダンピング抵抗ＲB1を介して時定数コンデンサＣ
B1が接続され、巻線ＬB1と時定数コンデンサＣB1により
自励発振回路が構成され、発振周波数をスイッチングト
ランジスタＱ2 のベースに供給するようにされている。
Ｒ2 は起動抵抗、Ｄ3 はベースクランプダイオードであ
る。
【００１２】一方、コンバータトランスＣＴの巻線ＬB2
と直列にダンピング抵抗ＲB2を介して時定数コンデンサ
ＣB2が接続され、巻線ＬB2と時定数コンデンサＣB2によ
り自励発振回路が構成され、発振周波数をスイッチング
トランジスタＱ3 のベースに供給するようにされてい
る。Ｒ3 は起動抵抗、Ｄ4 はベースクランプダイオード
である。
と直列にダンピング抵抗ＲB2を介して時定数コンデンサ
ＣB2が接続され、巻線ＬB2と時定数コンデンサＣB2によ
り自励発振回路が構成され、発振周波数をスイッチング
トランジスタＱ3 のベースに供給するようにされてい
る。Ｒ3 は起動抵抗、Ｄ4 はベースクランプダイオード
である。
【００１３】スイッチングトランジスタＱ2 がオンとさ
れると、スイッチングトランジスタＱ2 のコレクタ−エ
ミッタ間→コンバータトランスＣＴの巻線ＬB0→直交ト
ランスＰＲＴの巻線Ｎ1 と電流が流れ、コンデンサＣ2
に充電される。一方、スイッチングトランジスタＱ2 が
オフになり、スイッチングトランジスタＱ3 がオンとさ
れると、コンデンサＣ2 →直交トランスＰＲＴの巻線Ｎ
1 →コンバータトランスＣＴの巻線ＬB0→スイッチング
トランジスタＱ2 のコレクタ−エミッタ間と電流が流れ
る。
れると、スイッチングトランジスタＱ2 のコレクタ−エ
ミッタ間→コンバータトランスＣＴの巻線ＬB0→直交ト
ランスＰＲＴの巻線Ｎ1 と電流が流れ、コンデンサＣ2
に充電される。一方、スイッチングトランジスタＱ2 が
オフになり、スイッチングトランジスタＱ3 がオンとさ
れると、コンデンサＣ2 →直交トランスＰＲＴの巻線Ｎ
1 →コンバータトランスＣＴの巻線ＬB0→スイッチング
トランジスタＱ2 のコレクタ−エミッタ間と電流が流れ
る。
【００１４】従って、スイッチングトランジスタＱ2 ，
Ｑ3 が交互にオンとなることにより、直交トランスＰＲ
Ｔの二次巻線Ｎ2 側に誘起される交流電圧が、ダイオー
ドＤ5 ，Ｄ6 、及び平滑用コンデンサＣO を介して整流
平滑され、直流電圧Ｅ0 として取り出される。図８に
（ｆ）（ｇ）（ｅ）にスイッチングトランジスタＱ2 ，
Ｑ3 を流れる電流ＩCP2 ，ＩCP3 及びスイッチングトラ
ンジスタＱ3 のコレクタに現われる電圧波形ＶCP3 を示
す。
Ｑ3 が交互にオンとなることにより、直交トランスＰＲ
Ｔの二次巻線Ｎ2 側に誘起される交流電圧が、ダイオー
ドＤ5 ，Ｄ6 、及び平滑用コンデンサＣO を介して整流
平滑され、直流電圧Ｅ0 として取り出される。図８に
（ｆ）（ｇ）（ｅ）にスイッチングトランジスタＱ2 ，
Ｑ3 を流れる電流ＩCP2 ，ＩCP3 及びスイッチングトラ
ンジスタＱ3 のコレクタに現われる電圧波形ＶCP3 を示
す。
【００１５】８は、直交トランスの二次巻線Ｎ2 側に誘
起される電圧を取り込み、内部の制御回路によって直交
トランスＰＲＴの制御巻線ＮC に直流制御電流を流し、
直交トランスＰＲＴの定電圧出力動作を実行させる制御
用誤差増幅器を示す。
起される電圧を取り込み、内部の制御回路によって直交
トランスＰＲＴの制御巻線ＮC に直流制御電流を流し、
直交トランスＰＲＴの定電圧出力動作を実行させる制御
用誤差増幅器を示す。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】ところで、図７に示し
たようなスイッチング電源装置のスイッチング電源回路
部は本来、交流入力電圧ＶACがある程度変動しても、直
流電圧Ｅ0 は定電圧による出力が保証されるよう（この
定電圧保証される交流入力電圧ＶACの範囲を、以下、レ
ギュレーション範囲という）構成されており、商用交流
電源が１００Ｖとされていれば、スイッチング電源回路
部のレギュレーション範囲は、例えばＡＣ９０Ｖ〜１１
０Ｖの範囲で保証がなされるよう構成されているもので
ある。ところが図７のように、上記レギュレーション範
囲を有するスイッチング電源回路部の前段に力率改善用
の部分整流平滑回路（電圧共振形コンバータ１７）が挿
入された場合には、次に述べるような問題点が生じるこ
とになる。
たようなスイッチング電源装置のスイッチング電源回路
部は本来、交流入力電圧ＶACがある程度変動しても、直
流電圧Ｅ0 は定電圧による出力が保証されるよう（この
定電圧保証される交流入力電圧ＶACの範囲を、以下、レ
ギュレーション範囲という）構成されており、商用交流
電源が１００Ｖとされていれば、スイッチング電源回路
部のレギュレーション範囲は、例えばＡＣ９０Ｖ〜１１
０Ｖの範囲で保証がなされるよう構成されているもので
ある。ところが図７のように、上記レギュレーション範
囲を有するスイッチング電源回路部の前段に力率改善用
の部分整流平滑回路（電圧共振形コンバータ１７）が挿
入された場合には、次に述べるような問題点が生じるこ
とになる。
【００１７】図１０の波形図は、図７に示したスイッチ
ング電源装置の交流入力電圧ＶACがＡＣ１００Ｖの場合
とＡＣ９０Ｖの場合について、平滑直流電圧Ｅｉ、交流
入力電流ＩAC、直流電圧Ｅ0 を比較して示すものであ
り、実線は交流入力電圧ＶACがＡＣ１００Ｖの場合につ
いて、一点鎖線は交流入力電圧ＶACがＡＣ９０Ｖの場合
について示している。例えば図１０（ａ）の実線に示す
ように交流入力電圧ＶACがＡＣ１００Ｖである場合に
は、前述の電圧共振形コンバータ１７の動作により図１
０（ｂ）の実線に示すように平滑直流電圧Ｅｉが得られ
るに伴い、図１０（ｃ）の実線に示すようにτ期間にお
いて電流ＩACが電源から供給される。そして図１０
（ｄ）の実線に示すように定電圧化された直流電圧Ｅ0
が得られる。ところが、図１０（ａ）の一点鎖線に示す
ように交流入力電圧ＶACがＡＣ９０Ｖであるような場合
にも、電圧共振形コンバータ１７が動作することから、
平滑直流電圧Ｅｉは図１０（ｂ）の一点鎖線に示すよう
に交流入力電圧ＶACがＡＣ１００Ｖの場合よりも低下す
る。そしてこれに伴い図１０（ｃ）の一点鎖線に示すよ
うにτ期間において流れる電流ＩACも小さくなる。これ
により直流電圧Ｅ0 も図１０（ｄ）の一点鎖線に示す状
態となり、定電圧により出力がなされなくなってしま
う。
ング電源装置の交流入力電圧ＶACがＡＣ１００Ｖの場合
とＡＣ９０Ｖの場合について、平滑直流電圧Ｅｉ、交流
入力電流ＩAC、直流電圧Ｅ0 を比較して示すものであ
り、実線は交流入力電圧ＶACがＡＣ１００Ｖの場合につ
いて、一点鎖線は交流入力電圧ＶACがＡＣ９０Ｖの場合
について示している。例えば図１０（ａ）の実線に示す
ように交流入力電圧ＶACがＡＣ１００Ｖである場合に
は、前述の電圧共振形コンバータ１７の動作により図１
０（ｂ）の実線に示すように平滑直流電圧Ｅｉが得られ
るに伴い、図１０（ｃ）の実線に示すようにτ期間にお
いて電流ＩACが電源から供給される。そして図１０
（ｄ）の実線に示すように定電圧化された直流電圧Ｅ0
が得られる。ところが、図１０（ａ）の一点鎖線に示す
ように交流入力電圧ＶACがＡＣ９０Ｖであるような場合
にも、電圧共振形コンバータ１７が動作することから、
平滑直流電圧Ｅｉは図１０（ｂ）の一点鎖線に示すよう
に交流入力電圧ＶACがＡＣ１００Ｖの場合よりも低下す
る。そしてこれに伴い図１０（ｃ）の一点鎖線に示すよ
うにτ期間において流れる電流ＩACも小さくなる。これ
により直流電圧Ｅ0 も図１０（ｄ）の一点鎖線に示す状
態となり、定電圧により出力がなされなくなってしま
う。
【００１８】このように、スイッチング電源回路部に対
して力率改善用の部分整流平滑回路が挿入されると、本
来スイッチング電源装置が有するべきレギュレーション
範囲が満足されず、例えば交流入力電圧ＶACがＡＣ１０
０Ｖ〜１１０Ｖ程度のレギュレーション範囲しか有する
ことができなくなってしまうという問題を有している。
して力率改善用の部分整流平滑回路が挿入されると、本
来スイッチング電源装置が有するべきレギュレーション
範囲が満足されず、例えば交流入力電圧ＶACがＡＣ１０
０Ｖ〜１１０Ｖ程度のレギュレーション範囲しか有する
ことができなくなってしまうという問題を有している。
【００１９】そこで、部分整流平滑回路を挿入してもレ
ギュレーション範囲を確保する手段としては、例えばス
イッチング電源回路部におけるスイッチング電圧を上げ
てリップル抑圧を計り、リップル電圧成分ΔＥｉを低減
させるなど考えられるが、この結果スイッチング電源回
路部の設計変更が必要になってしまうことから、従来か
らのスイッチング電源回路部を用いることができずにコ
スト高となり有効とはいえない。
ギュレーション範囲を確保する手段としては、例えばス
イッチング電源回路部におけるスイッチング電圧を上げ
てリップル抑圧を計り、リップル電圧成分ΔＥｉを低減
させるなど考えられるが、この結果スイッチング電源回
路部の設計変更が必要になってしまうことから、従来か
らのスイッチング電源回路部を用いることができずにコ
スト高となり有効とはいえない。
【００２０】
【課題を解決するための手段】本発明はこれらの問題点
を解決するため、直列共振回路とこの直列共振回路に組
み合わされた共振スイッチとを備え、直列共振回路を流
れる共振電流の少なくとも一部が平滑用コンデンサを流
れるように平滑用コンデンサに直列に接続した電圧共振
形コンバータと、交流入力電圧レベルを検出可能な電圧
検出回路と、この電圧検出部により交流入力電圧が所定
レベルに満たない場合には、共振スイッチのスイッチン
グ動作が行われないようにすることのできるスイッチン
グ停止回路を備えて力率改善整流回路を構成するもので
ある。
を解決するため、直列共振回路とこの直列共振回路に組
み合わされた共振スイッチとを備え、直列共振回路を流
れる共振電流の少なくとも一部が平滑用コンデンサを流
れるように平滑用コンデンサに直列に接続した電圧共振
形コンバータと、交流入力電圧レベルを検出可能な電圧
検出回路と、この電圧検出部により交流入力電圧が所定
レベルに満たない場合には、共振スイッチのスイッチン
グ動作が行われないようにすることのできるスイッチン
グ停止回路を備えて力率改善整流回路を構成するもので
ある。
【００２１】そこで、上記スイッチング停止回路をＮＰ
Ｎ型又はＰＮＰ型のトランジスタよりなるダーリントン
トランジスタとして、平滑用コンデンサの負極側に直列
に接続すると共に、電圧検出回路は平滑用コンデンサの
出力として得られる整流平滑直流電圧に基づいて所定レ
ベル以下の電圧値が得られた場合には、ダーリントント
ランジスタのベースに対してベース電流を供給するよう
に構成することとした。また、スイッチング停止回路を
共振スイッチに対してトランジスタをダーリントン接続
したものとして構成すると共に、電圧検出回路は平滑用
コンデンサの出力として得られる整流平滑直流電圧に基
づいて所定レベル以下の電圧値が得られた場合には、ト
ランジスタのベースに対してベース電流を供給するよう
に構成することとした。
Ｎ型又はＰＮＰ型のトランジスタよりなるダーリントン
トランジスタとして、平滑用コンデンサの負極側に直列
に接続すると共に、電圧検出回路は平滑用コンデンサの
出力として得られる整流平滑直流電圧に基づいて所定レ
ベル以下の電圧値が得られた場合には、ダーリントント
ランジスタのベースに対してベース電流を供給するよう
に構成することとした。また、スイッチング停止回路を
共振スイッチに対してトランジスタをダーリントン接続
したものとして構成すると共に、電圧検出回路は平滑用
コンデンサの出力として得られる整流平滑直流電圧に基
づいて所定レベル以下の電圧値が得られた場合には、ト
ランジスタのベースに対してベース電流を供給するよう
に構成することとした。
【００２２】
【作用】上記のように力率改善整流回路を構成すれば、
交流入力電圧が所定レベル以下となった場合に力率改善
整流回路が動作しないようにすることが可能となり、こ
のように力率改善整流回路が動作しない際には通常のコ
ンデンサ入力整流平滑回路として定電圧による出力が行
われる。
交流入力電圧が所定レベル以下となった場合に力率改善
整流回路が動作しないようにすることが可能となり、こ
のように力率改善整流回路が動作しない際には通常のコ
ンデンサ入力整流平滑回路として定電圧による出力が行
われる。
【００２３】
【実施例】図１は本発明による力率改善整流回路の一実
施例が適用されたスイッチング電源を示す回路図であ
り、この図において力率改善整流回路より後段のスイッ
チング電源回路部、制御用誤差増幅器等の構成は図示を
省略しているが、例えば図７と同様でよいものとされ
る。また、力率改善整流回路等において図７と同一の部
分は同一符号を付して説明を省略する。
施例が適用されたスイッチング電源を示す回路図であ
り、この図において力率改善整流回路より後段のスイッ
チング電源回路部、制御用誤差増幅器等の構成は図示を
省略しているが、例えば図７と同様でよいものとされ
る。また、力率改善整流回路等において図７と同一の部
分は同一符号を付して説明を省略する。
【００２４】この図に示すように、本実施例の力率改善
整流回路である電圧共振形コンバータ７においては、図
７に示した電圧共振形コンバータ１７の構成である本来
の力率改善部に対して、この力率改善部の動作を停止さ
せることのできる力率改善停止回路９が付加される構成
となる。この力率改善停止回路９において、１０はＮＰ
Ｎ型トランジスタＱ5 、Ｑ6 をダーリントン接続して構
成されるダーリントントランジスタであり、図のように
平滑用コンデンサＣｉとアース間に直列となるように、
またバイパスコンデンサＣ1 とは並列となるように接続
される。また、１１は電圧検出部を示し、図のように平
滑直流電圧Ｅｉとアース間に直列に接続された抵抗Ｒ
4 ，Ｒ5 及びこの抵抗Ｒ4 ，Ｒ5 の分圧比により得られ
た電圧がツェナー電圧として印加されるツェナーダイオ
ードＤ7 が設けられ、このツェナーダイオードＤ7 のア
ノードが、ダーリントントランジスタ１０の導通制御を
行うトランジスタＱ4 に対して接続されている。つま
り、抵抗Ｒ4 ，Ｒ5 の抵抗値とツェナーダイオードＤ7
のツェナー電圧に基づき、平滑直流電圧Ｅｉが所定のレ
ベル以上となった場合にツェナーダイオードＤ7 が導通
してトランジスタＱ4 にベース電流が流れるようにされ
る。そこで、例えば本実施例の場合には交流入力電圧Ｖ
ACが９５Ｖ以上である場合に得られる平滑直流電圧Ｅｉ
の電圧値に対応して、ツェナーダイオードＤ7 が導通す
るように設定することとする。なおＲ6 ，Ｒ7 は抵抗を
示す。
整流回路である電圧共振形コンバータ７においては、図
７に示した電圧共振形コンバータ１７の構成である本来
の力率改善部に対して、この力率改善部の動作を停止さ
せることのできる力率改善停止回路９が付加される構成
となる。この力率改善停止回路９において、１０はＮＰ
Ｎ型トランジスタＱ5 、Ｑ6 をダーリントン接続して構
成されるダーリントントランジスタであり、図のように
平滑用コンデンサＣｉとアース間に直列となるように、
またバイパスコンデンサＣ1 とは並列となるように接続
される。また、１１は電圧検出部を示し、図のように平
滑直流電圧Ｅｉとアース間に直列に接続された抵抗Ｒ
4 ，Ｒ5 及びこの抵抗Ｒ4 ，Ｒ5 の分圧比により得られ
た電圧がツェナー電圧として印加されるツェナーダイオ
ードＤ7 が設けられ、このツェナーダイオードＤ7 のア
ノードが、ダーリントントランジスタ１０の導通制御を
行うトランジスタＱ4 に対して接続されている。つま
り、抵抗Ｒ4 ，Ｒ5 の抵抗値とツェナーダイオードＤ7
のツェナー電圧に基づき、平滑直流電圧Ｅｉが所定のレ
ベル以上となった場合にツェナーダイオードＤ7 が導通
してトランジスタＱ4 にベース電流が流れるようにされ
る。そこで、例えば本実施例の場合には交流入力電圧Ｖ
ACが９５Ｖ以上である場合に得られる平滑直流電圧Ｅｉ
の電圧値に対応して、ツェナーダイオードＤ7 が導通す
るように設定することとする。なおＲ6 ，Ｒ7 は抵抗を
示す。
【００２５】上記の構成において、例えば交流入力電圧
ＶACが９５Ｖ以上である場合には、このときに得られる
平滑直流電圧Ｅｉに基づき、電圧検出部１１では抵抗Ｒ
4 ，Ｒ5 により分圧された電圧値がツェナーダイオード
Ｄ7 のツェナー電圧を越えるために、ツェナーダイオー
ドＤ7 が導通してトランジスタＱ4 にベース電流が供給
される。これによりトランジスタＱ4 のコレクタ−エミ
ッタ間が導通して、このエミッタ電流はアースに落ちる
こととなる。これにより、トランジスタＱ4 のコレクタ
と接続されているダーリントントランジスタ１０のトラ
ンジスタＱ5 のベースはアースと同電位となりベース電
流が流れないためにダーリントントランジスタ１０は非
導通状態となる。従って、この場合のスイッチングトラ
ンジスタＱ1 には平滑用コンデンサＣiを介した電圧が
供給される状態となり、前述のようにして力率改善部が
動作することとなる。
ＶACが９５Ｖ以上である場合には、このときに得られる
平滑直流電圧Ｅｉに基づき、電圧検出部１１では抵抗Ｒ
4 ，Ｒ5 により分圧された電圧値がツェナーダイオード
Ｄ7 のツェナー電圧を越えるために、ツェナーダイオー
ドＤ7 が導通してトランジスタＱ4 にベース電流が供給
される。これによりトランジスタＱ4 のコレクタ−エミ
ッタ間が導通して、このエミッタ電流はアースに落ちる
こととなる。これにより、トランジスタＱ4 のコレクタ
と接続されているダーリントントランジスタ１０のトラ
ンジスタＱ5 のベースはアースと同電位となりベース電
流が流れないためにダーリントントランジスタ１０は非
導通状態となる。従って、この場合のスイッチングトラ
ンジスタＱ1 には平滑用コンデンサＣiを介した電圧が
供給される状態となり、前述のようにして力率改善部が
動作することとなる。
【００２６】このような場合の交流入力電圧ＶACに対応
する平滑直流電圧Ｅｉ、交流入力電流ＩAC、直流電圧Ｅ
0 を示す波形図を図６（ａ）〜（ｄ）の実線によりそれ
ぞれ示す。この図の実線に示すそれぞれの波形は、先に
図１０（ａ）〜（ｄ）の実線に示したものと同様とされ
る。つまり、この図６（ａ）に示すように交流入力電圧
ＶACが９５Ｖ以上（この場合には１００Ｖ）であり、図
６（ｂ）のように平滑直流電圧Ｅｉが得られた場合に
は、力率改善部の動作により図６（ｃ）に示すように交
流入力電流ＩACの導通角が拡大されて、力率改善がなさ
れかつ定電圧とされた直流電圧Ｅ0 （図６（ｄ）に示
す）が得られることとなる。
する平滑直流電圧Ｅｉ、交流入力電流ＩAC、直流電圧Ｅ
0 を示す波形図を図６（ａ）〜（ｄ）の実線によりそれ
ぞれ示す。この図の実線に示すそれぞれの波形は、先に
図１０（ａ）〜（ｄ）の実線に示したものと同様とされ
る。つまり、この図６（ａ）に示すように交流入力電圧
ＶACが９５Ｖ以上（この場合には１００Ｖ）であり、図
６（ｂ）のように平滑直流電圧Ｅｉが得られた場合に
は、力率改善部の動作により図６（ｃ）に示すように交
流入力電流ＩACの導通角が拡大されて、力率改善がなさ
れかつ定電圧とされた直流電圧Ｅ0 （図６（ｄ）に示
す）が得られることとなる。
【００２７】一方、交流入力電圧ＶACが９５Ｖより低い
ような場合には、電圧検出部１１ではツェナーダイオー
ドＤ7 が導通可能なだけのツェナー電圧が得られないこ
とから、トランジスタＱ4 は非導通状態となる。従っ
て、この場合にはトランジスタＱ5 にベース−エミッタ
間電圧ＶBEが生じ、抵抗Ｒ6 を介してトランジスタＱ5
のベースにベース電流が供給される。このため、ダーリ
ントントランジスタ１０が導通するので、平滑用コンデ
ンサＣｉはダーリントントランジスタ１０を介してアー
スに接地された状態となる。これにより、本実施例の電
圧共振形コンバータ７の力率改善部はパスされたと同様
の状態となり、スイッチングトランジスタＱ1 の動作は
停止されることとなる。
ような場合には、電圧検出部１１ではツェナーダイオー
ドＤ7 が導通可能なだけのツェナー電圧が得られないこ
とから、トランジスタＱ4 は非導通状態となる。従っ
て、この場合にはトランジスタＱ5 にベース−エミッタ
間電圧ＶBEが生じ、抵抗Ｒ6 を介してトランジスタＱ5
のベースにベース電流が供給される。このため、ダーリ
ントントランジスタ１０が導通するので、平滑用コンデ
ンサＣｉはダーリントントランジスタ１０を介してアー
スに接地された状態となる。これにより、本実施例の電
圧共振形コンバータ７の力率改善部はパスされたと同様
の状態となり、スイッチングトランジスタＱ1 の動作は
停止されることとなる。
【００２８】図６（ａ）〜（ｄ）の一点鎖線は、このと
きの交流入力電圧ＶACに対応する平滑直流電圧Ｅｉ、交
流入力電流ＩAC、直流電圧Ｅ0 を示す波形図をそれぞれ
示しており、例えば図６（ａ）のように交流入力電圧Ｖ
ACが９５Ｖより低い９０Ｖである場合には、上述のよう
に電圧共振形コンバータ７の力率改善部が動作しないこ
とから、いわゆる通常のコンデンサ入力整流平滑回路と
して動作するため、図６（ｃ）に示すように交流入力電
流ＩACはτ1 期間のみ流れる動作となる。従って図６
（ｂ）に示すように、この際のリップル成分ΔＥｉは図
１０（ｂ）の一点鎖線で示した場合よりも著しく減少し
て平滑直流電圧Ｅｉも上昇する。これにより図６（ｄ）
に示すように、交流入力電圧ＶACが１００Ｖの場合の直
流電圧と同様に、定電圧の直流電圧Ｅ0 が得られること
となる。
きの交流入力電圧ＶACに対応する平滑直流電圧Ｅｉ、交
流入力電流ＩAC、直流電圧Ｅ0 を示す波形図をそれぞれ
示しており、例えば図６（ａ）のように交流入力電圧Ｖ
ACが９５Ｖより低い９０Ｖである場合には、上述のよう
に電圧共振形コンバータ７の力率改善部が動作しないこ
とから、いわゆる通常のコンデンサ入力整流平滑回路と
して動作するため、図６（ｃ）に示すように交流入力電
流ＩACはτ1 期間のみ流れる動作となる。従って図６
（ｂ）に示すように、この際のリップル成分ΔＥｉは図
１０（ｂ）の一点鎖線で示した場合よりも著しく減少し
て平滑直流電圧Ｅｉも上昇する。これにより図６（ｄ）
に示すように、交流入力電圧ＶACが１００Ｖの場合の直
流電圧と同様に、定電圧の直流電圧Ｅ0 が得られること
となる。
【００２９】このように本実施例においては、交流入力
電圧ＶACが低下した場合には、電圧共振形コンバータ７
のスイッチングトランジスタＱ1 の動作を停止させるこ
とで、レギュレーション範囲を確保するように構成され
る。実験によれば、スイッチング電源の負荷電力が１５
０Ｗの場合、従来例として示した図７のスイッチング電
源は前述のように交流入力電圧ＶACが１００Ｖ以上から
のレギュレーション範囲保証となり、この際の力率は
０．８５であったが、本実施例ではレギュレーション範
囲保証の加減がＡＣ９０Ｖ以上からに拡大されて、交流
入力電圧ＶACがＡＣ９０Ｖ時の力率は０．６０、ＡＣ１
００時の力率は０．８２であった。
電圧ＶACが低下した場合には、電圧共振形コンバータ７
のスイッチングトランジスタＱ1 の動作を停止させるこ
とで、レギュレーション範囲を確保するように構成され
る。実験によれば、スイッチング電源の負荷電力が１５
０Ｗの場合、従来例として示した図７のスイッチング電
源は前述のように交流入力電圧ＶACが１００Ｖ以上から
のレギュレーション範囲保証となり、この際の力率は
０．８５であったが、本実施例ではレギュレーション範
囲保証の加減がＡＣ９０Ｖ以上からに拡大されて、交流
入力電圧ＶACがＡＣ９０Ｖ時の力率は０．６０、ＡＣ１
００時の力率は０．８２であった。
【００３０】前述のようにスイッチング電源部において
は、所要のレギュレーション範囲が保証される構成とな
っているから、本実施例のように構成すればレギュレー
ション範囲保証のために、スイッチング電源部や制御用
誤差増幅器等の設計変更は必要なくなり、これらについ
ては従来のものを使用することができる。また、本実施
例の力率改善停止回路９は、このように少ない部品点数
でかつ小さな部品により構成することが可能なため、コ
スト及び基板サイズの拡大も必要最小限に抑えることが
でき、上述のスイッチング電源部や制御用誤差増幅器等
の設計変更に要する負担に比してもはるかに有利とな
る。
は、所要のレギュレーション範囲が保証される構成とな
っているから、本実施例のように構成すればレギュレー
ション範囲保証のために、スイッチング電源部や制御用
誤差増幅器等の設計変更は必要なくなり、これらについ
ては従来のものを使用することができる。また、本実施
例の力率改善停止回路９は、このように少ない部品点数
でかつ小さな部品により構成することが可能なため、コ
スト及び基板サイズの拡大も必要最小限に抑えることが
でき、上述のスイッチング電源部や制御用誤差増幅器等
の設計変更に要する負担に比してもはるかに有利とな
る。
【００３１】次に、図２の回路図及び図４、図５を参照
して他の実施例について説明する。なお、この図におい
て先の図７及び図１と同一部分は同一符号を付して説明
を省略する。ところで、本実施例のスイッチング電源装
置は、直交トランスＰＲＴによるスイッチング周波数制
御方式電流共振形コンバータによるスイッチング電源回
路部を有している。つまり、絶縁コンバータトランスＰ
ＩＴの二次巻線Ｎ2 に励起され、ダイオードＤ5 ，Ｄ6
によって整流された電圧は平滑用コンデンサＣ0 によっ
て平滑直流電圧Ｅ0 とされて出力されるが、その電圧値
に基づいて制御用誤差増幅器８は直交トランスＰＲＴの
制御巻線ＬC に制御電流を印加している。ここで、直交
トランスＰＲＴはスイッチングトランジスタＱ2 ，Ｑ3
のドライブトランスとして機能しているもので、従っ
て、直交トランスＰＲＴの巻線ＬB1と時定数コンデンサ
ＣB1、及び直交トランスＰＲＴの巻線ＬB2と時定数コン
デンサＣB2の自励発振回路の発振周波数が制御されるこ
とになる。
して他の実施例について説明する。なお、この図におい
て先の図７及び図１と同一部分は同一符号を付して説明
を省略する。ところで、本実施例のスイッチング電源装
置は、直交トランスＰＲＴによるスイッチング周波数制
御方式電流共振形コンバータによるスイッチング電源回
路部を有している。つまり、絶縁コンバータトランスＰ
ＩＴの二次巻線Ｎ2 に励起され、ダイオードＤ5 ，Ｄ6
によって整流された電圧は平滑用コンデンサＣ0 によっ
て平滑直流電圧Ｅ0 とされて出力されるが、その電圧値
に基づいて制御用誤差増幅器８は直交トランスＰＲＴの
制御巻線ＬC に制御電流を印加している。ここで、直交
トランスＰＲＴはスイッチングトランジスタＱ2 ，Ｑ3
のドライブトランスとして機能しているもので、従っ
て、直交トランスＰＲＴの巻線ＬB1と時定数コンデンサ
ＣB1、及び直交トランスＰＲＴの巻線ＬB2と時定数コン
デンサＣB2の自励発振回路の発振周波数が制御されるこ
とになる。
【００３２】また、スイッチング電源においては電圧共
振形コンバータにおける回路を簡易化するために、共振
スイッチ（スイッチングトランジスタ）を設けず、スイ
ッチング電源回路部のスイッチングトランジスタを電圧
共振形コンバータの共振スイッチとして共用するように
構成することが提案されているが、本実施例のスイッチ
ング電源装置はこの構成をとっているものである。これ
により、スイッチングトランジスタ及び自励発振回路を
省略することによって部品点数の削減、基板面積の縮
小、コストダウン等を可能とし、部分整流平滑回路（電
圧共振形コンバータ）とスイッチング電源回路部の各ス
イッチング周波数が同一となるため、漏洩磁束、ＥＭＩ
による相互干渉も無くすことができるという利点を有す
るものである。
振形コンバータにおける回路を簡易化するために、共振
スイッチ（スイッチングトランジスタ）を設けず、スイ
ッチング電源回路部のスイッチングトランジスタを電圧
共振形コンバータの共振スイッチとして共用するように
構成することが提案されているが、本実施例のスイッチ
ング電源装置はこの構成をとっているものである。これ
により、スイッチングトランジスタ及び自励発振回路を
省略することによって部品点数の削減、基板面積の縮
小、コストダウン等を可能とし、部分整流平滑回路（電
圧共振形コンバータ）とスイッチング電源回路部の各ス
イッチング周波数が同一となるため、漏洩磁束、ＥＭＩ
による相互干渉も無くすことができるという利点を有す
るものである。
【００３３】従って、本実施例の電圧共振形コンバータ
７においては、巻線ＮC1と直列に共振コンデンサＣｒが
接続される。そして、共振コンデンサＣｒと並列に結合
ダイオードＤ8 が接続され、この結合ダイオードＤ8 の
カソード電極がスイッチング電源回路部におけるスイッ
チングトランジスタＱ3 のコレクタに接続されている。
即ち、図１に示したような電圧共振形コンバータ内の共
振スイッチに相当するトランジスタＱ1 が省略され、ス
イッチング電源回路部のスイッチングトランジスタＱ3
が共振スイッチとしての機能を兼ねるようにされる。
７においては、巻線ＮC1と直列に共振コンデンサＣｒが
接続される。そして、共振コンデンサＣｒと並列に結合
ダイオードＤ8 が接続され、この結合ダイオードＤ8 の
カソード電極がスイッチング電源回路部におけるスイッ
チングトランジスタＱ3 のコレクタに接続されている。
即ち、図１に示したような電圧共振形コンバータ内の共
振スイッチに相当するトランジスタＱ1 が省略され、ス
イッチング電源回路部のスイッチングトランジスタＱ3
が共振スイッチとしての機能を兼ねるようにされる。
【００３４】そして、本実施例の力率改善停止回路９と
しては、電圧検出部１１と、ダーリントントランジスタ
１０の導通制御用のＰＮＰ型のトランジスタＱ14と、Ｐ
ＮＰ型のトランジスタＱ15、Ｑ16をダーリントン接続し
てなるダーリントントランジスタ１０からなり、図のよ
うに、電圧検出部１１のツェナーダイオードＤ7 のアノ
ードに対してトランジスタＱ14のベースが接続され、こ
のトランジスタＱ14のエミッタとトランジスタＱ15のベ
ースが抵抗Ｒ16を介して接続される。さらにダーリント
ントランジスタ１０は平滑用コンデンサＣｉとアース間
に直列となるように、またバイパスコンデンサＣ1 とは
並列となるように接続される。すなわち、本実施例の力
率改善停止回路９は、図１に示したダーリントントラン
ジスタ１０（トランジスタＱ5 、Ｑ6 ）及び導通制御用
のトランジスタＱ4 に用いたＮＰＮ型トランジスタを、
それぞれＰＮＰ型トランジスタに置き換えて構成したも
のとされる。
しては、電圧検出部１１と、ダーリントントランジスタ
１０の導通制御用のＰＮＰ型のトランジスタＱ14と、Ｐ
ＮＰ型のトランジスタＱ15、Ｑ16をダーリントン接続し
てなるダーリントントランジスタ１０からなり、図のよ
うに、電圧検出部１１のツェナーダイオードＤ7 のアノ
ードに対してトランジスタＱ14のベースが接続され、こ
のトランジスタＱ14のエミッタとトランジスタＱ15のベ
ースが抵抗Ｒ16を介して接続される。さらにダーリント
ントランジスタ１０は平滑用コンデンサＣｉとアース間
に直列となるように、またバイパスコンデンサＣ1 とは
並列となるように接続される。すなわち、本実施例の力
率改善停止回路９は、図１に示したダーリントントラン
ジスタ１０（トランジスタＱ5 、Ｑ6 ）及び導通制御用
のトランジスタＱ4 に用いたＮＰＮ型トランジスタを、
それぞれＰＮＰ型トランジスタに置き換えて構成したも
のとされる。
【００３５】そこで、上記構成による本実施例のスイッ
チング電源装置の動作は次のようになる。先ず、交流入
力電圧ＶACが例えば９５Ｖ以上であるような場合には、
電圧検出部１１ではツェナーダイオードＤ7 が導通する
ためにＰＮＰ型のトランジスタＱ14のベースに逆電位が
かかりベース電流が流れなくなるので、トランジスタＱ
14のエミッタ−コレクタ間は非導通状態となり、これに
よりダーリントントランジスタ１０のトランジスタＱ15
のベースにもベース電流が流れなくなるため、ダーリン
トントランジスタ１０のトランジスタＱ16は非導通状態
となる。
チング電源装置の動作は次のようになる。先ず、交流入
力電圧ＶACが例えば９５Ｖ以上であるような場合には、
電圧検出部１１ではツェナーダイオードＤ7 が導通する
ためにＰＮＰ型のトランジスタＱ14のベースに逆電位が
かかりベース電流が流れなくなるので、トランジスタＱ
14のエミッタ−コレクタ間は非導通状態となり、これに
よりダーリントントランジスタ１０のトランジスタＱ15
のベースにもベース電流が流れなくなるため、ダーリン
トントランジスタ１０のトランジスタＱ16は非導通状態
となる。
【００３６】従って、この場合には図４及び図５の波形
図に示す動作により力率改善がなされる。つまり、スイ
ッチングトランジスタＱ2 ，Ｑ3 はそれぞれ自励発振回
路（巻線ＬB1，抵抗ＲB1，コンデンサＣB1、及び巻線Ｌ
B2，抵抗ＲB2，コンデンサＣB2）から供給される発振周
波数により交互にオン／オフを繰り返している。ここ
で、結合ダイオードＤ8 に流れるスイッチング電流Ｉ
CPD は、ＡＣ入力電圧ＶACの高い図５のτ期間であり、
このτ期間においてスイッチングトランジスタＱ3 のコ
レクタ電流ＩCP3 は、電流ＩCP4 とスイッチング電流Ｉ
CPD の合成値となる。従ってコレクタ電流ＩCP3 は図５
（ｆ）に示すようになる。
図に示す動作により力率改善がなされる。つまり、スイ
ッチングトランジスタＱ2 ，Ｑ3 はそれぞれ自励発振回
路（巻線ＬB1，抵抗ＲB1，コンデンサＣB1、及び巻線Ｌ
B2，抵抗ＲB2，コンデンサＣB2）から供給される発振周
波数により交互にオン／オフを繰り返している。ここ
で、結合ダイオードＤ8 に流れるスイッチング電流Ｉ
CPD は、ＡＣ入力電圧ＶACの高い図５のτ期間であり、
このτ期間においてスイッチングトランジスタＱ3 のコ
レクタ電流ＩCP3 は、電流ＩCP4 とスイッチング電流Ｉ
CPD の合成値となる。従ってコレクタ電流ＩCP3 は図５
（ｆ）に示すようになる。
【００３７】図５のτ期間における交流入力電圧ＶACの
ピーク点近辺のスイッチング動作波形が図４となる。結
合ダイオードＤ8 とコンデンサＣｒ間に表われる電圧Ｖ
CPD及び結合ダイオードＤ8 を流れる電流ＩCPD は図４
（ｅ）（ｄ）のようになり、スイッチングトランジスタ
Ｑ3 のコレクタ電流ＩCP3 は電流ＩCPD （図４（ｄ））
と電流ＩCP4 （図４（ｃ））が合成されて図４（ｆ）の
ようになる。上記のような動作により、交流入力電圧Ｖ
ACが例えば９５Ｖ以上であるような場合には、交流入力
電流ＩACの導通角が拡大されて力率改善がなされること
になる。
ピーク点近辺のスイッチング動作波形が図４となる。結
合ダイオードＤ8 とコンデンサＣｒ間に表われる電圧Ｖ
CPD及び結合ダイオードＤ8 を流れる電流ＩCPD は図４
（ｅ）（ｄ）のようになり、スイッチングトランジスタ
Ｑ3 のコレクタ電流ＩCP3 は電流ＩCPD （図４（ｄ））
と電流ＩCP4 （図４（ｃ））が合成されて図４（ｆ）の
ようになる。上記のような動作により、交流入力電圧Ｖ
ACが例えば９５Ｖ以上であるような場合には、交流入力
電流ＩACの導通角が拡大されて力率改善がなされること
になる。
【００３８】一方、交流入力電圧ＶACが例えば９５Ｖよ
り低い場合には、電圧検出部１１のツェナーダイオード
Ｄ7 が導通不可となり、トランジスタＱ14のベース電流
が抵抗Ｒ7 を介してアースに流れることになり、トラン
ジスタＱ14が導通する。これによってダーリントントラ
ンジスタ１０のトランジスタＱ15のベース電流が、抵抗
Ｒ16を介してトランジスタＱ14のエミッタに流れる経路
となる結果、ダーリントントランジスタ１０のトランジ
スタＱ16のエミッタ−コレクタが導通することになる。
これによって、平滑用コンデンサＣｉはトランジスタＱ
16のエミッタ−コレクタを介してアースに接地された状
態となる。従って、結合ダイオードＤ8 は逆バイアスに
よって遮断され、スイッチング電流ＩCPD は流れないよ
うにされるため、スイッチングトランジスタＱ3 は力率
を改善するための共振スイッチとしてのスイッチング動
作は行われず、スイッチングレギュレータとしてのスイ
ッチング動作のみとされる。
り低い場合には、電圧検出部１１のツェナーダイオード
Ｄ7 が導通不可となり、トランジスタＱ14のベース電流
が抵抗Ｒ7 を介してアースに流れることになり、トラン
ジスタＱ14が導通する。これによってダーリントントラ
ンジスタ１０のトランジスタＱ15のベース電流が、抵抗
Ｒ16を介してトランジスタＱ14のエミッタに流れる経路
となる結果、ダーリントントランジスタ１０のトランジ
スタＱ16のエミッタ−コレクタが導通することになる。
これによって、平滑用コンデンサＣｉはトランジスタＱ
16のエミッタ−コレクタを介してアースに接地された状
態となる。従って、結合ダイオードＤ8 は逆バイアスに
よって遮断され、スイッチング電流ＩCPD は流れないよ
うにされるため、スイッチングトランジスタＱ3 は力率
を改善するための共振スイッチとしてのスイッチング動
作は行われず、スイッチングレギュレータとしてのスイ
ッチング動作のみとされる。
【００３９】上記のようにしてスイッチングトランジス
タＱ3 の力率改善のための動作が機能しなくなること
で、この場合も先の各実施例同様、図６（ａ）〜（ｄ）
の波形図の一点鎖線により示した（交流入力電圧ＶAC
９０Ｖ時）ようにして、定電圧出力が直流電圧Ｅ0 とし
て得られてレギュレーション範囲が保証される。
タＱ3 の力率改善のための動作が機能しなくなること
で、この場合も先の各実施例同様、図６（ａ）〜（ｄ）
の波形図の一点鎖線により示した（交流入力電圧ＶAC
９０Ｖ時）ようにして、定電圧出力が直流電圧Ｅ0 とし
て得られてレギュレーション範囲が保証される。
【００４０】次に、図３を参照して更に他の実施例につ
いて説明する。なお、この図において先の図１と同一部
分は同一符号を付して説明を省略する。本実施例の電圧
共振形コンバータ７においては、力率改善停止回路９は
力率改善部に対して図のように挿入される。つまり、電
圧検出部１１のツェナーダイオードＤ7 のアノードがト
ランジスタＱ4 のベースに対して接続される。また、こ
の場合にはスイッチングトランジスタＱ1 のベースとコ
レクタに対して、ＮＰＮ型で小容量型のトランジスタＱ
25のエミッタとコレクタがそれぞれ接続される。
いて説明する。なお、この図において先の図１と同一部
分は同一符号を付して説明を省略する。本実施例の電圧
共振形コンバータ７においては、力率改善停止回路９は
力率改善部に対して図のように挿入される。つまり、電
圧検出部１１のツェナーダイオードＤ7 のアノードがト
ランジスタＱ4 のベースに対して接続される。また、こ
の場合にはスイッチングトランジスタＱ1 のベースとコ
レクタに対して、ＮＰＮ型で小容量型のトランジスタＱ
25のエミッタとコレクタがそれぞれ接続される。
【００４１】上記構成による電圧共振形コンバータ７に
おいては、図１に示した実施例と同様、交流入力電圧Ｖ
ACが例えば９５Ｖ以上であるような場合には、電圧検出
部１１ではツェナーダイオードＤ7 が導通するためにト
ランジスタＱ4 のベースにベース電流が流れてトランジ
スタＱ4 のコレクタ−エミッタ間が導通し、これにより
トランジスタＱ25のベースはアース電位となるため非導
通状態となる。従って、上記の状態では電圧共振形コン
バータ７は図７に示した電圧共振形コンバータ１７と同
様となるため、τ期間においてスイッチングトランジス
タＱ1のスイッチング動作が行われ、結果として図６
（ａ）〜（ｄ）の波形図の実線により説明（交流入力電
圧ＶAC １００Ｖ時）したように、力率改善のなされた
定電圧出力が直流電圧Ｅ0 として得られることになる。
おいては、図１に示した実施例と同様、交流入力電圧Ｖ
ACが例えば９５Ｖ以上であるような場合には、電圧検出
部１１ではツェナーダイオードＤ7 が導通するためにト
ランジスタＱ4 のベースにベース電流が流れてトランジ
スタＱ4 のコレクタ−エミッタ間が導通し、これにより
トランジスタＱ25のベースはアース電位となるため非導
通状態となる。従って、上記の状態では電圧共振形コン
バータ７は図７に示した電圧共振形コンバータ１７と同
様となるため、τ期間においてスイッチングトランジス
タＱ1のスイッチング動作が行われ、結果として図６
（ａ）〜（ｄ）の波形図の実線により説明（交流入力電
圧ＶAC １００Ｖ時）したように、力率改善のなされた
定電圧出力が直流電圧Ｅ0 として得られることになる。
【００４２】一方、交流入力電圧ＶACが例えば９５Ｖよ
り低い場合には、電圧検出部１１のツェナーダイオード
Ｄ7 が導通しないことからトランジスタＱ4 のベースに
ベース電流が印加されず非導通となる。これによりトラ
ンジスタＱ25のベース−エミッタ間電圧ＶBEが生じ、抵
抗Ｒ6 を介してトランジスタＱ25のベースのベース電流
が流れてコレクタ−エミッタが導通することになり、ト
ランジスタＱ25とスイッチングトランジスタＱ1 も導通
状態となってコレクタ−エミッタ電流がアースに接地さ
れることとなる。これにより、スイッチングトランジス
タＱ1 のスイッチング動作は行われなくなると共に、平
滑用コンデンサＣｉはコンバータトランスＣＴ→スイッ
チングトランジスタＱ1 のコレクタ→エミッタを介して
アースに接地された状態となる。なお、この際コンバー
タトランスＣＴのインダクタンスを介することになる
が、この場合には例えば１２μＨと微小であるためにこ
れは無視することができる。このようにして電圧共振形
コンバータ７のスイッチングトランジスタＱ1 が常に導
通状態となってそのスイッチング動作が停止して力率改
善は行われなくなるので、図６（ａ）〜（ｄ）の波形図
の一点鎖線により示した（交流入力電圧ＶAC９０Ｖ時）
ように、定電圧出力が直流電圧Ｅ0 として得られてレギ
ュレーション範囲が保証される。
り低い場合には、電圧検出部１１のツェナーダイオード
Ｄ7 が導通しないことからトランジスタＱ4 のベースに
ベース電流が印加されず非導通となる。これによりトラ
ンジスタＱ25のベース−エミッタ間電圧ＶBEが生じ、抵
抗Ｒ6 を介してトランジスタＱ25のベースのベース電流
が流れてコレクタ−エミッタが導通することになり、ト
ランジスタＱ25とスイッチングトランジスタＱ1 も導通
状態となってコレクタ−エミッタ電流がアースに接地さ
れることとなる。これにより、スイッチングトランジス
タＱ1 のスイッチング動作は行われなくなると共に、平
滑用コンデンサＣｉはコンバータトランスＣＴ→スイッ
チングトランジスタＱ1 のコレクタ→エミッタを介して
アースに接地された状態となる。なお、この際コンバー
タトランスＣＴのインダクタンスを介することになる
が、この場合には例えば１２μＨと微小であるためにこ
れは無視することができる。このようにして電圧共振形
コンバータ７のスイッチングトランジスタＱ1 が常に導
通状態となってそのスイッチング動作が停止して力率改
善は行われなくなるので、図６（ａ）〜（ｄ）の波形図
の一点鎖線により示した（交流入力電圧ＶAC９０Ｖ時）
ように、定電圧出力が直流電圧Ｅ0 として得られてレギ
ュレーション範囲が保証される。
【００４３】なお、上記各実施例においては商用電源Ａ
Ｃ１００Ｖに対応するスイッチング電源に設けられる力
率改善整流回路について説明したが、例えば一部地域で
使用されているＡＣ２３０Ｖなどにより伝送される他の
商用電源に対応するスイッチング電源についても、電圧
検出部を初めとする各素子の値を選定して対応すること
で、交流入力電圧降下時に力率改善整流回路の機能を停
止するという本発明の適用が可能となることは言うまで
もない。また、本発明はこれらに限られずさらに各種変
形回路例が考えられ、例えば各実施例においてはスイッ
チングレギュレータとして、直列共振周波数制御方式電
流共振型コンバータ、あるいはスイッチング周波数制御
方式電流共振型コンバータが用いられているが、例えば
ＰＷＭ（Pulse Width Moduration）型、あるいはＲＣＣ
型方式のフライバックコンバータあるいはフォワード型
コンバータ回路等によるスイッチングレギュレータとの
組み合わせにおいても適用が可能とされる。
Ｃ１００Ｖに対応するスイッチング電源に設けられる力
率改善整流回路について説明したが、例えば一部地域で
使用されているＡＣ２３０Ｖなどにより伝送される他の
商用電源に対応するスイッチング電源についても、電圧
検出部を初めとする各素子の値を選定して対応すること
で、交流入力電圧降下時に力率改善整流回路の機能を停
止するという本発明の適用が可能となることは言うまで
もない。また、本発明はこれらに限られずさらに各種変
形回路例が考えられ、例えば各実施例においてはスイッ
チングレギュレータとして、直列共振周波数制御方式電
流共振型コンバータ、あるいはスイッチング周波数制御
方式電流共振型コンバータが用いられているが、例えば
ＰＷＭ（Pulse Width Moduration）型、あるいはＲＣＣ
型方式のフライバックコンバータあるいはフォワード型
コンバータ回路等によるスイッチングレギュレータとの
組み合わせにおいても適用が可能とされる。
【００４４】
【発明の効果】以上説明したように本発明の力率改善整
流回路は、電圧検出部により交流入力電圧が所定レベル
よりも低くなったとされた場合には、力率改善部が動作
しないようにして定電圧出力がなされるように構成して
いる。これによりスイッチングレギュレータや制御用誤
差増幅器の設計変更の必要がなくなる上、この力率改善
動作停止のための回路は小型で少数の部品により構成す
ることができるので、レギュレーション範囲の保証のた
めのコスト及び基板サイズの変更等は最小限に抑えるこ
とが可能になるという利点を有している。また、力率改
善部が動作しない所定レベルより下では力率改善整流回
路のスイッチングトランジスタが動作しないために、こ
のスイッチング損失も解消されることになる。
流回路は、電圧検出部により交流入力電圧が所定レベル
よりも低くなったとされた場合には、力率改善部が動作
しないようにして定電圧出力がなされるように構成して
いる。これによりスイッチングレギュレータや制御用誤
差増幅器の設計変更の必要がなくなる上、この力率改善
動作停止のための回路は小型で少数の部品により構成す
ることができるので、レギュレーション範囲の保証のた
めのコスト及び基板サイズの変更等は最小限に抑えるこ
とが可能になるという利点を有している。また、力率改
善部が動作しない所定レベルより下では力率改善整流回
路のスイッチングトランジスタが動作しないために、こ
のスイッチング損失も解消されることになる。
【図１】本発明の力率改善整流回路の実施例を示す回路
図である。
図である。
【図２】他の実施例の回路図である。
【図３】更に他の実施例の回路図である。
【図４】他の実施例の要部の波形図である。
【図５】他の実施例の要部の波形図である。
【図６】各実施例の要部の波形図である。
【図７】従来例を示す回路図である。
【図８】従来例の要部の波形図である。
【図９】従来例の要部の波形図である。
【図１０】従来例の要部の波形図である。
１ 交流電源 ４ ラインフィルタトランス ５ 整流回路 ７ 電圧共振形コンバータ ８ 制御用誤差増幅器 ９ 力率改善停止回路 １０ ダーリントントランジスタ １１ 電圧検出部 Ｑ1 〜Ｑ3 スイッチングトランジスタ Ｑ4 〜Ｑ6 、Ｑ15、Ｑ16、Ｑ25 トランジスタ Ｃｉ，平滑用コンデンサ Ｃｒ， 共振コンデンサ ＣB1，ＣB2， 時定数コンデンサ ＰＲＴ 直交トランス Ｄ12 放電用ダイオード Ｄ8 結合ダイオード
Claims (4)
- 【請求項１】 直列共振回路とこの直列共振回路に組み
合わされた共振スイッチとを備え、前記直列共振回路を
流れる共振電流の少なくとも一部が平滑用コンデンサを
流れるように該平滑用コンデンサに直列に接続した電圧
共振形コンバータと、 交流入力電圧レベルを検出可能な電圧検出手段と、 前記電圧検出部により前記交流入力電圧が所定レベルに
満たない場合には、前記共振スイッチのスイッチング動
作が行われないようにすることのできるスイッチング停
止手段と、 を備えていることを特徴とする力率改善整流回路。 - 【請求項２】 前記スイッチング停止手段はＮＰＮ型の
トランジスタによりなるダーリントントランジスタとさ
れて、前記平滑用コンデンサの負極側に直列に接続さ
れ、 前記電圧検出手段は、前記平滑用コンデンサの出力とし
て得られる整流平滑直流電圧に基づいて所定レベル以下
の電圧値が得られた場合には、前記ダーリントントラン
ジスタのベースに対してベース電流を供給するように構
成されていることを特徴とする請求項１に記載の力率改
善整流回路。 - 【請求項３】 前記スイッチング停止手段はＰＮＰ型の
トランジスタによりなるダーリントントランジスタとさ
れて、前記平滑用コンデンサの負極側に直列に接続さ
れ、 前記電圧検出手段は、前記平滑用コンデンサの出力とし
て得られる整流平滑直流電圧に基づいて所定レベル以下
の電圧値が得られた場合には、前記ダーリントントラン
ジスタのベースに対してベース電流を供給するように構
成されていることを特徴とする請求項１に記載の力率改
善整流回路。 - 【請求項４】 前記スイッチング停止手段は、前記共振
スイッチに対してトランジスタをダーリントン接続した
ものとされ、 前記電圧検出手段は、前記平滑用コンデンサの出力とし
て得られる整流平滑直流電圧に基づいて所定レベル以下
の電圧値が得られた場合には、前記トランジスタのベー
スに対してベース電流を供給するように構成されている
ことを特徴とする請求項１に記載の力率改善整流回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5339880A JPH07163150A (ja) | 1993-12-07 | 1993-12-07 | 力率改善整流回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5339880A JPH07163150A (ja) | 1993-12-07 | 1993-12-07 | 力率改善整流回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07163150A true JPH07163150A (ja) | 1995-06-23 |
Family
ID=18331697
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5339880A Withdrawn JPH07163150A (ja) | 1993-12-07 | 1993-12-07 | 力率改善整流回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH07163150A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002359127A (ja) * | 2001-05-31 | 2002-12-13 | Nec Tokin Corp | 磁心、磁心を用いた線輪部品、及び電源回路 |
| JP2017104167A (ja) * | 2015-12-07 | 2017-06-15 | 京楽産業．株式会社 | 遊技機 |
| JP2017195934A (ja) * | 2016-04-25 | 2017-11-02 | 京楽産業．株式会社 | 遊技機 |
-
1993
- 1993-12-07 JP JP5339880A patent/JPH07163150A/ja not_active Withdrawn
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002359127A (ja) * | 2001-05-31 | 2002-12-13 | Nec Tokin Corp | 磁心、磁心を用いた線輪部品、及び電源回路 |
| JP2017104167A (ja) * | 2015-12-07 | 2017-06-15 | 京楽産業．株式会社 | 遊技機 |
| JP2017195934A (ja) * | 2016-04-25 | 2017-11-02 | 京楽産業．株式会社 | 遊技機 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20010306 |