JPH07135778A

JPH07135778A - 変換器の制御回路

Info

Publication number: JPH07135778A
Application number: JP5278560A
Authority: JP
Inventors: Touma Yamamoto; 融真山本
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 1993-11-08
Filing date: 1993-11-08
Publication date: 1995-05-23
Anticipated expiration: 2014-06-28
Also published as: JP2914127B2

Abstract

(57)【要約】【目的】高力率コンバータやアクティブフィルタなど
の交流電源に接続される変換器のＬＣフィルタのダンピ
ングを改善し、直接、交流電源と交換器間に流れる電流
を制御する制御回路を得ることを目的とする。【構成】電流指令値発生回路２０４はリアクトル５に
流す電流指令Ｉ_B ^*を出力し、この電流指令Ｉ_B ^*と電流検
出器１０２で検出したリアクトル５の電流Ｉ_B との偏差
を加減算器３０１より求め、この電流偏差を零にするた
めに必要なコンデンサ３の電圧指令値Ｖ_C ^*を電流制御増
幅器２０３で求める。一方、インバータ電流Ｉ_A は、電
流検出器１０１により検出され、増幅器２０５はこれを
Ｒ倍した信号Ｒ×Ｉ_A を出力する。加減算器３０２は、
電流制御増幅器２０３、増幅器２０５の出力信号からＶ
_C ^*−Ｒ×Ｉ_A を出力し、この信号をＰＷＭ電圧指令Ｖ_A ^*
とし、ＰＷＭ変調回路２０２、ドライブ回路２０１を介
してインバータ１のスイッチングを制御する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、高力率コンバータや
アクティブフィルタなどの交流電源に接続される変換器
の制御回路に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】図２０は例えばIEEE Industry Applicat
ions Society Annual Meeting (October 7〜12,1990,SE
ATLE) 論文集、P.1049〜1055、「High Performance and L
ong Life Uninterruptible Power Source Using a Flyw
heel Energy Storage Unit」に示された従来の交流電源
に接続される変換器の制御回路を、本発明と同様の形式
に書き改めたブロック接続図であり、１はインバータ主
回路、２、３は交流フィルタを構成するリアクトル及び
コンデンサ、４は交流電源、５はリアクトル、６はコン
デンサ、７は負荷、２０１はインバータ主回路１用のド
ライブ回路、２０４は電流指令値を出力する電流指令値
発生回路、２０３は電流制御増幅器（Current Controll
er）、１０１は電流検出器、３０１は加減算器である。
２０２はＰＷＭ変調回路で、例えば図２１に示すように
比較回路２０２ａ及び搬送波発生回路２０２ｂとから構
成されている。

【０００３】リアクトル５は、上記文献「High Performa
nce and Long Life Uninterruptible Power Source Usi
ng a Flywheel Energy Storage Unit」に示されているよ
うに、交流電源の内部インピーダンスのインダクタンス
成分を利用し、実際にリアクトルを必要としない場合も
あるが、例えば、富士時報 Vol.65 No.10 1992,P.647〜
651,「ＩＧＢＴ式大容量ＵＰＳ」に示されているよう
に、後述する理由から、実際にリアクトルを設置する場
合が多い。

【０００４】次に動作について説明する。電流指令値発
生回路２０４は電流指令Ｉ_A ^*を出力し、この電流指令Ｉ
_A ^*と電流検出器１０１で検出したリアクトル２の電流Ｉ
_A との偏差を加減算器３０１より求め、この電流偏差が
零になるよう電流制御増幅器２０３、ＰＷＭ変調回路２
０２、ドライブ回路２０１を介してインバータ１のスイ
ッチングを制御する。

【０００５】図２０において、電流指令Ｉ_A ^*をコンデン
サ６の電圧が一定になるように与えると、交流電力を直
流電力に変換し、負荷７に給電するコンバータ・システ
ムとなる。この時、電流指令Ｉ_A ^*を交流電源４と同相、
かつ正弦波で与えると、一般に「高力率コンバータ」と
呼ばれる変換器システムとなる。

【０００６】また、主回路構成を図２２のように、交流
電源４に負荷７を接続し、負荷７と並列に変換器を接続
すると、例えば富士時報 Vol.65 No.10 1992,P.683〜68
8,「産業向けアクティブフィルタ」に示されるように、
交流電源に流れる負荷の高調波電流を抑制する「アクテ
ィブフィルタ」と呼ばれる変換器システムとなり、この
場合は、負荷７の電流の高調波成分を逆位相にした信号
と、変換器損失電力を電源側から補うためにコンデンサ
６の電圧が一定になるように振幅を調整した交流電源４
と同相かつ正弦波の信号との和を、電流指令Ｉ_A ^*として
与える。

【０００７】上記文献「産業向けアクティブフィルタ」
では、コンデンサ３と直列に抵抗８が接続されている。
リアクトル２の電流は制御されているが、リアクトル５
の電流は制御されていないので、リアクトル２とコンデ
ンサ３は、交流電源４側から見るとダンピングが悪くな
るため、抵抗８によりダンピングを改善している。

【０００８】図２０、図２２において、リアクトル２と
コンデンサ３は、搬送波の周波数に起因するインバータ
１の高周波リップル電流を除去するＬＣフィルタであ
る。リアクトル５が実際のリアクトルではなく、配線の
インダクタンスなど、交流電源４の内部インピーダンス
を利用している場合では、この内部インピーダンスが小
さければ、高周波リップル電流がコンデンサ３と交流電
源４に分流したり、また、交流電源４にこの変換器以外
の変換器または負荷などの機器が接続されていると、そ
れらの機器の構成次第では、高周波リップル電流が他の
機器に流れ込む可能性がある。従って、確実にコンデン
サ３で高周波リップル電流を吸収するには、リアクトル
５を適当なインダクタンス値を持つ実際のリアクトルと
し、コンデンサ３と交流電源４との間に挿入すればよ
い。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】従来の交流電源に接続
される変換器の制御回路は以上のように構成されている
ので、下記のような問題点があった。

【００１０】高力率コンバータでは、交流電源に力率１
の正弦波電流を流すことを目的とし、アクティブフィル
タでは、交流電源に負荷の高調波電流が流れないように
することを目的としており、これらの交流電源に接続さ
れる変換器は、本質的に、リアクトル５に流れる電流を
所望の電流とすることを目的としている。しかし、従来
の交流電源に接続される変換器の電流制御系は、リアク
トル２の電流を制御するものであり、リアクトル５の電
流は制御されていない。従って、交流電源４に歪がある
場合、リアクトル２に流れる電流は所望の波形に制御さ
れても、リアクトル５には交流電源４の歪電圧に応じた
歪電流が余分に流れる。また、アクティブフィルタで
は、所望の高調波電流をリアクトル２に流しても、高次
の電流はコンデンサ３に分流し、リアクトル５に流れな
い割合が多くなり、高精度に負荷高調波を補償するに
は、コンデンサ３への分流を補正する回路が必要とな
る。また、リアクトル５の電流が制御されていないため
に、交流電源４とコンデンサ３との間で共振が発生する
可能性があり、これを防ぐために、コンデンサ３と直列
に抵抗を接続する必要があった。

【００１１】この発明は上記のような問題点を解消する
ためになされたもので、交流電源と変換器間に流れる電
流を直接制御できる変換器の制御回路を得ることを目的
とする。

【００１２】

【課題を解決するための手段】この発明の請求項１に係
る変換器の制御回路は、電気弁の開閉制御により、任意
の交流出力を発生するように構成された変換器のうち、
第１のリアクタンス成分とコンデンサから構成される出
力フィルタを有し、出力フィルタの他端を第２のリアク
タンス成分を介して交流電源に接続されたものにおい
て、第２のリアクタンス成分の電流を制御する電流制御
増幅器を設け、第１のリアクタンス成分の電流に応じた
信号と電流制御増幅器の出力信号よりＰＷＭ電圧指令値
を生成するようにしたものである。

【００１３】この発明の請求項２に係る変換器の制御回
路は、電気弁の開閉制御により、任意の交流出力を発生
するように構成された変換器のうち、第１のリアクタン
ス成分とコンデンサから構成される出力フィルタを有
し、出力フィルタの他端を第２のリアクタンス成分を介
して交流電源に接続されたものにおいて、第２のリアク
タンス成分の電流を制御する電流制御増幅器と第１のリ
アクタンス成分の電流から特定の周波数帯成分のみを通
過させるフィルタを設け、フィルタの出力信号と電流制
御増幅器の出力信号よりＰＷＭ電圧指令値を生成するよ
うにしたものである。

【００１４】この発明の請求項３に係る変換器の制御回
路は、電気弁の開閉制御により、任意の交流出力を発生
するように構成された変換器のうち、第１のリアクタン
ス成分とコンデンサから構成される出力フィルタを有
し、出力フィルタの他端を第２のリアクタンス成分を介
して交流電源に接続されたものにおいて、第２のリアク
タンス成分の電流を制御する電流制御増幅器を設け、第
１のリアクタンス成分の電流に応じた信号と電流制御増
幅器の出力信号よりＰＷＭ電圧指令値を生成し、設定値
以上の電流が第１のリアクタンス成分に流れたときにＰ
ＷＭ電圧指令値を第１のリアクタンス成分の電流に応じ
て変化させるようにしたものである。

【００１５】この発明の請求項４に係る変換器の制御回
路は、電気弁の開閉制御により、任意の交流出力を発生
するように構成された変換器のうち、第１のリアクタン
ス成分とコンデンサから構成される出力フィルタを有
し、出力フィルタの他端を第２のリアクタンス成分を介
して交流電源に接続されたものにおいて、第２のリアク
タンス成分の電流を制御する電流制御増幅器を設け、第
１のリアクタンス成分の電流に応じた信号と電流制御増
幅器の出力信号と交流電源の電圧よりＰＷＭ電圧指令値
を生成するようにしたものである。

【００１６】この発明の請求項５に係る変換器の制御回
路は、電気弁の開閉制御により、任意の交流出力を発生
するように構成された変換器のうち、第１のリアクタン
ス成分とコンデンサから構成される出力フィルタを有
し、出力フィルタの他端を第２のリアクタンス成分を介
して交流電源に接続されたものにおいて、第２のリアク
タンス成分の電流を制御する電流制御増幅器とコンデン
サの電圧を制御する電圧制御増幅器を設け、第１のリア
クタンス成分の電流に応じた信号と電圧制御増幅器の出
力信号よりＰＷＭ電圧指令値を生成するようにしたもの
である。

【００１７】

【作用】この発明の請求項１に係る変換器の制御回路に
おいては、リップル電流除去用のＬＣフィルタのダンピ
ング・ファクタが見かけ上改善され、交流電源と変換器
間に流れる電流を制御するために必要なコンデンサ電圧
を、変換器が、このＬＣフィルタを介して出力するよう
動作する。

【００１８】また、この発明の請求項２に係る変換器の
制御回路においては、リップル電流除去用のＬＣフィル
タのダンピング・ファクタが見かけ上改善され、交流電
源と変換器間に流れる電流を制御するために必要なコン
デンサ電圧を、変換器が、このＬＣフィルタを介して出
力するよう動作する。また、ＬＣフィルタの共振周波数
以外の帯域では仮想的な抵抗の抵抗値を０にするように
動作する。

【００１９】また、この発明の請求項３に係る変換器の
制御回路においては、リップル電流除去用のＬＣフィル
タのダンピング・ファクタが見かけ上改善され、交流電
源と変換器間に流れる電流を制御するために必要なコン
デンサ電圧を、変換器が、このＬＣフィルタを介して出
力するよう動作する。また、インバータ電流の瞬時値が
制限回路の設定値を越えると、ＰＷＭ電圧指令を垂下さ
せ、インバータ電流を制限回路の設定値以上流さないよ
う高速に制限する。

【００２０】また、この発明の請求項４に係る変換器の
制御回路においては、リップル電流除去用のＬＣフィル
タのダンピング・ファクタが見かけ上改善され、交流電
源と変換器間に流れる電流を制御するために必要なコン
デンサ電圧を、変換器が、このＬＣフィルタを介して出
力するよう動作する。また、交流電源の電圧をフィード
フォワードすることにより、電流制御増幅器はリアクト
ルに印加する電圧分を出力するだけとなる。

【００２１】また、この発明の請求項５に係る変換器の
制御回路においては、リップル電流除去用のＬＣフィル
タのダンピング・ファクタが見かけ上改善され、交流電
源と変換器間に流れる電流を制御するために必要なコン
デンサ電圧を、変換器が、このＬＣフィルタを介して出
力するよう動作する。また、電圧制御増幅器が電流制御
系に対する外乱の影響を除去するように動作する。

【００２２】

【実施例】

実施例１．図１に第１発明の一実施例を示す。図におい
て、１はインバータの主回路であり、例えば図２に示す
ような単相のフルブリッジ・インバータを１〜２ＫＨｚ
程度あるいはそれ以上の周波数の三角波キャリアでＰＷ
Ｍ変調するものなどがその例である。２と３はフィルタ
用リアクトルとコンデンサ、４は交流電源、５はリアク
トル、６はコンデンサ、７は負荷、２０１はインバータ
主回路１用のドライブ回路、２０４は電流指令値を出力
する電流指令値発生回路、２０３は電流制御増幅器、２
０２はＰＷＭ変調回路、２０５はゲインＲ倍の増幅器、
１０１、１０２は電流検出器、３０１、３０２は加減算
器である。

【００２３】次に、上記実施例の動作を図１を参照しな
がら説明する。電流指令値発生回路２０４はリアクトル
５に流す電流指令Ｉ_B ^*を出力し、この電流指令Ｉ_B ^*と電
流検出器１０２で検出したリアクトル５の電流Ｉ_B との
偏差を加減算器３０１より求め、この電流偏差を零にす
るために必要なコンデンサ３の電圧指令値Ｖ_C ^*を電流制
御増幅器２０３で求める。一方、インバータ電流Ｉ_A
は、電流検出器１０１により検出され、増幅器２０５は
これをＲ倍した信号Ｒ×Ｉ_A を出力する。加減算器３０
２は、電流制御増幅器２０３、増幅器２０５の出力信号
からＶ_C ^*−Ｒ×Ｉ_A を出力し、この信号をＰＷＭ電圧指
令Ｖ_A ^*とし、ＰＷＭ変調回路２０２、ドライブ回路２０
１を介してインバータ１のスイッチングを制御する。

【００２４】増幅器２０５は、インバータ電流Ｉ_A によ
りＰＷＭ電圧指令Ｖ_A ^*を垂下させるよう動作するので、
図３に示すように、仮想的な抵抗１ｂがリアクトル２に
直列に接続されたことになる。このとき、このＶ_C ^*から
Ｖ_C までの伝達関数Ｈ（Ｓ）は

【００２５】

【数１】

【００２６】となる。ただし、Ｌ_S 、Ｌ_B はリアクトル
２、５のインダクタンス値、Ｃ_P はコンデンサ３のキャ
パシタンス値である。リアクトル５は、リップル電流を
コンデンサ３にて吸収するように、適当なインダクタン
ス値を持たせるので、高周波領域では、

【００２７】

【数２】

【００２８】となり、伝達関数Ｈ（Ｓ）は高周波領域で
は、Ｈ′（Ｓ）となる。

【００２９】

【数３】

【００３０】従って、高周波領域でのダンピング係数ζ
は

【００３１】

【数４】

【００３２】となる。式（４）より、インバータ電流Ｉ
_A によるＰＷＭ電圧指令Ｖ_A ^*の垂下を行わない場合は、
Ｒ＝０であるから、ζ＝０となり、共振的となるが、イ
ンバータ電流Ｉ_A によるＰＷＭ電圧指令Ｖ_A ^*の垂下を行
うと、任意のＲを実現でき、ζ＝０．７以上となるゲイ
ンＲを選択することにより、Ｖ_C ^*からＶ_C までの伝達関
数のダンピングを改善できることがわかる。従って、Ｌ
Ｃフィルタの共振に対する特別な考慮が不要となり、交
流電源と変換器間に流れる電流を制御するために必要な
コンデンサ電圧を変換器がＬＣフィルタを介して出力す
ることが容易となる。よって、直後、交流電源と変換器
間に流れる電流を制御できる。

【００３３】実施例２．次に、図４は第２発明に係るも
ので、図４において、図１と対応する部分には同一符号
を付し、その詳細説明は省略する。上記実施例１と異な
るのは、ＬＣフィルタの共振周波数帯のみ通過させるバ
ンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２０６を追加した点であ
り、その他は実施例１と同様である。

【００３４】図４において、インバータ電流Ｉ_A は、電
流検出器１０１により検出し、ＬＣフィルタの共振周波
数帯のみ通過させるバンドパスフィルタ２０６を通し
て、増幅器２０５に入力し、その出力は電流制御増幅器
２０３の出力から加減算器３０２で減算され、加減算器
３０２の出力をＰＷＭ電圧指令Ｖ_A ^*としている。

【００３５】増幅器２０５は、上記実施例１と同様に、
Ｖ_C ^*からＶ_C までの伝達関数のダンピングを改善する回
路になっている。バンドパスフィルタ２０６は、ＬＣフ
ィルタの共振周波数帯の成分はそのまま通過させるの
で、ダンピングの改善動作に関しては、なにも変わらな
い。一方、ＬＣフィルタの共振周波数以外の帯域では、
増幅器２０５に入力される信号が、バンドパスフィルタ
２０６により除去されているので、増幅器２０５の出力
は０となる。

【００３６】本実施例の構成では、ＬＣフィルタの共振
周波数帯域のみ仮想的な抵抗がリアクトル２に直列に接
続されることにより、Ｖ_C ^*からＶ_C までの伝達関数のダ
ンピングが改善し、ＬＣフィルタの共振周波数以外の帯
域では仮想的な抵抗の抵抗値を０にするように動作する
ので、電流制御増幅器２０３は仮想的な抵抗での電圧降
下分（Ｒ×Ｉ_A）を補償する必要がなくなり、電流制御
系の応答が改善される。従って、上記実施例１と同様
に、ＬＣフィルタの共振に対する特別な考慮が不要とな
り、交流電源と変換器間に流れる電流を制御するために
必要なコンデンサ電圧を変換器がＬＣフィルタを介して
出力することが容易となり、直接、交流電源と変換器間
に流れる電流を制御できるのに加え、さらに、電流制御
系の応答が改善される。

【００３７】次に、図５は第３発明に係るもので、図５
において、図１と対応する部分には同一符号を付し、そ
の詳細説明は省略する。上記実施例１と異なるのは、制
限回路２０７、伝達関数Ｚ（Ｓ）２０８、加減算器３０
３を追加した点であり、その他は実施例１と同様であ
る。

【００３８】図５において、インバータ電流Ｉ_A は、電
流検出器１０１により検出され、制限回路２０７に入力
される。制限回路２０７は、最大インバータ電流が設定
されてあり、インバータ電流瞬時値が正の設定値以上ま
たは負の設定値以下の場合は、インバータ電流瞬時値か
ら設定値を減じた値が制限回路２０７より出力される。
制限回路２０７の出力は、伝達関数Ｚ（Ｓ）２０８を介
して、電流制御増幅器２０３の出力から加減算器３０３
で減算される。この加減算器３０３の出力から、さらに
増幅器２０５の出力が加減算器３０２で減算され、ＰＷ
Ｍ電圧指令Ｖ_A ^*を得る。従って、コンデンサ３の短絡な
どが発生して、インバータ電流Ｉ_A が制限回路２０７の
設定値以上になると、ＰＷＭ電圧指令Ｖ_A ^*は垂下し、イ
ンバータ出力電圧Ｖ_A も垂下する。インバータ出力電圧
Ｖ_A が垂下すれば、インバータ電流Ｉ_A も減少し、イン
バータは過電流から保護される。すなわち、伝達関数Ｚ
（Ｓ）２０８は、インバータ１をコンデンサ３側からみ
たときに、設定値以上のインバータ電流Ｉ_A が流れた場
合のみ、仮想的なインピーダンスとして現れ、インバー
タ出力電圧Ｖ_A を垂下させるよう動作する。従って、も
し伝達関数Ｚ（Ｓ）２０８の絶対値｜Ｚ（Ｓ）｜が無限
大であれば、インバータ電流Ｉ_A が設定値を越えると、
ＰＷＭの応答で無限大のインピーダンスが現れ、インバ
ータ電流Ｉ_Aが設定値以下になるまで、インバータ出力
電圧Ｖ_A が垂下する。実際には、｜Ｚ（Ｓ）｜は有限で
あるので、インバータ電流Ｉ_A は、設定値を若干越えた
値となるが、｜Ｚ（Ｓ）｜を十分に大きくすることで、
実用上問題ない。

【００３９】本実施例の構成では、上記実施例１と同様
に、仮想的な抵抗がリアクトル２に直列に接続され、Ｖ
_C ^*からＶ_C までの伝達関数のダンピングが改善し、ＬＣ
フィルタの共振に対する特別な考慮が不要となり、交流
電源と変換器間に流れる電流を制御するために必要なコ
ンデンサ電圧を変換器がＬＣフィルタを介して出力する
ことが容易となり、直接、交流電源と変換器間に流れる
電流を制御できるのに加え、さらに、インバータ電流Ｉ
_A の瞬時値が制限回路２０７の設定値を越えると、ＰＷ
Ｍ電圧指令Ｖ_A ^*を垂下させるので、インバータ電流Ｉ_A
を制限回路２０７の設定値以上流さないよう、高速に制
限することができる。

【００４０】実施例４．次に、図６は第４発明に係るも
ので、図６において、図１と対応する部分には同一符号
を付し、その詳細説明は省略する。上記実施例１と異な
るのは、電圧検出器１０３、加減算器３０４を追加した
点であり、その他は実施例１と同様である。

【００４１】図６において、電流指令値発生回路２０４
はリアクトル５に流す電流指令Ｉ_B ^*を出力し、この電流
指令Ｉ_B ^*と電流検出器１０２で検出したリアクトル５の
電流Ｉ_B との偏差を加減算器３０１より求め、この電流
偏差を零にするために、リアクトル５に印加すべき電圧
Ｖ_L ^*を電流制御増幅器２０３で求める。一方、交流電源
４の電圧Ｖ_B を電圧検出器１０３にて検出し、加減算器
３０４にて電流制御増幅器２０３の出力と電圧検出器１
０３の出力を加算し、コンデンサ３に発生すべき電圧指
令Ｖ_C ^*を得る。交流電源４の電圧Ｖ_B をフィードフォワ
ードすることにより、電流制御増幅器はリアクトル５に
印加する電圧分を出力するだけとなり、簡単な比例制御
でも、電流偏差をほぼ０にすることができる。

【００４２】本実施例の構成では、上記実施例１と同様
に、仮想的な抵抗がリアクトル２に直列に接続され、Ｖ
_C ^*からＶ_C までの伝達関数のダンピングが改善し、ＬＣ
フィルタの共振に対する特別な考慮が不要となり、交流
電源と変換器間に流れる電流を制御するために必要なコ
ンデンサ電圧を変換器がＬＣフィルタを介して出力する
ことが容易となり、直接、交流電源と変換器間に流れる
電流を制御できるのに加え、さらに、交流電源４の電圧
Ｖ_B をフィードフォワードすることにより、電流制御増
幅器はリアクトル５に印加する電圧分を出力するだけと
なり、電流制御増幅器の設計が容易になる。

【００４３】実施例５．次に、図７は第５発明に係るも
ので、図７において、図１と対応する部分には同一符号
を付し、その詳細説明は省略する。上記実施例１と異な
るのは、電圧検出器１０４、加減算器３０５、電圧制御
増幅器（Voltage Controller）２０９を追加した点であ
り、その他は実施例１と同様である。

【００４４】図７において、電流指令値発生回路２０４
はリアクトル５に流す電流指令Ｉ_B ^*を出力し、この電流
指令Ｉ_B ^*と電流検出器１０２で検出したリアクトル５の
電流Ｉ_B との偏差を加減算器３０１より求め、この電流
偏差を零にするために必要なコンデンサ３の電圧指令値
Ｖ_C ^*を電流制御増幅器２０３で求める。電圧検出器１０
４によりコンデンサ３の電圧Ｖ_C を検出し、コンデンサ
３の電圧指令値Ｖ_C ^*との偏差を加減算器３０５より求
め、この電圧偏差を零にするために必要なＰＷＭ電圧指
令値を電圧制御増幅器２０９で生成する。一方、インバ
ータ電流Ｉ_A は、電流検出器１０１により検出され、増
幅器２０５はこれをＲ倍した信号Ｒ×Ｉ_Aを出力する。
電圧制御増幅器２０９の出力するＰＷＭ電圧指令値は、
加減算器３０２で、増幅器２０５の出力信号Ｒ×Ｉ_A を
減じられる。加減算器３０２の出力を、ＰＷＭ電圧指令
Ｖ_A ^*とし、ＰＷＭ変調回路２０２、ドライブ回路２０１
を介してインバータ１のスイッチングを制御する。

【００４５】一般に、インバータ１のスイッチング素子
の電圧降下、スイッチング時間のばらつきなどにより、
ＰＷＭ電圧指令値Ｖ_A ^*とインバータ出力電圧Ｖ_A には僅
かではあるが、偏差が生じる。よって、Ｖ_C ^*とＶ_C にも
偏差が生じ、この偏差が電流制御系に対して外乱として
動作する可能性がある。電圧制御増幅器２０９は、Ｖ_C ^*
とＶ_C の偏差を０にするように動作するので、電流制御
系に対する外乱の影響を除去でき、高精度に電流を制御
できる。

【００４６】本実施例の構成では、上記実施例１と同様
に、仮想的な抵抗がリアクトル２に直列に接続され、Ｖ
_C ^*からＶ_C までの伝達関数のダンピングが改善し、ＬＣ
フィルタの共振に対する特別な考慮が不要となり、交流
電源と変換器間に流れる電流を制御するために必要なコ
ンデンサ電圧を変換器がＬＣフィルタを介して出力する
ことが容易となり、直接、交流電源と変換器間に流れる
電流を制御できるのに加え、さらに、電圧制御増幅器２
０９が電流制御系に対する外乱の影響を除去するように
動作するので、高精度に電流を制御できる。

【００４７】ところで、上記実施例１ないし５では、増
幅器２０５が比例ゲインＲとなっているが、Ｖ_C ^*からＶ
_C までの伝達関数のダンピングを改善できる適当なイン
ピーダンス値を持っていれば、どのような関数でもよ
い。例えば、この回路が比例回路であれば抵抗として、
微分回路であればリアクトルとして、積分回路であれば
コンデンサとして、比例、積分、微分の組合せ回路であ
れば抵抗、コンデンサ、リアクトルの組み合わせた回路
として動作する。また、入力によりゲインが可変になる
などの非線形要素を含む回路でも、ダンピングを改善で
きれば何ら問題ない。

【００４８】さらに、上記実施例２では、インバータ電
流Ｉ_A をバンドパスフィルタ２０６を介して増幅器２０
５に入力しているが、順番を入れ替え、インバータ電流
Ｉ_Aを増幅器２０５を介してバンドパスフィルタ２０６
に入力するよう構成しても、勿論良い。

【００４９】さらに、伝達関数Ｚ（Ｓ）２０８は、適当
なインピーダンス値を持っていれば、どのような関数で
もよい。また、非線形要素を含む回路でも、インバータ
電流Ｉ_A を制限するための適当なインピーダンスさえ持
っていれば何ら問題はない。

【００５０】さらに、上記実施例１ないし５では、単相
インバータの場合について説明したが、各相毎あるいは
少なくとも２相に同様の制御回路を用いる、または、回
転座標上で同様の制御回路を用いることにより、図１９
に示すような３相インバータにも適用できる。

【００５１】さらに、上記実施例１ないし５では、リア
クトル２、リアクトル５を用いているが、各リアクトル
またはどちらかのリアクトルを変圧器のリーケージ・イ
ンダクタンスで代用してもよい。

【００５２】なお、上記各実施例については、以下に述
べるような各要素の組合せが行える。例えば、次のよう
な組合せがなしうる。１．実施例２と実施例３２．実施例２と実施例４３．実施例３と実施例４４．実施例２、実施例３と実施例４５．実施例２と実施例５６．実施例３と実施例５７．実施例２、実施例３と実施例５８．実施例４と実施例５９．実施例２、実施例４と実施例５１０．実施例３、実施例４と実施例５１１．実施例２、実施例３、実施例４と実施例５それぞれの構成を図８から図１８に示す。

【００５３】図８は実施例２と実施例３とを組合せた場
合のもので、図８において、図５と対応する部分には同
一符号を付し、その詳細説明は省略する。上記実施例３
と異なるのは、ＬＣフィルタの共振周波数帯のみ通過さ
せるバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２０６を追加した点
であり、その他は実施例３と同様である。

【００５４】図８において、インバータ電流Ｉ_A は、電
流検出器１０１により検出し、ＬＣフィルタの共振周波
数帯のみ通過させるバンドパスフィルタ２０６を通し
て、増幅器２０５に入力し、その出力は加減算器３０３
の出力から、加減算器３０２で減算され、加減算器３０
２の出力をＰＷＭ電圧指令Ｖ_A としている。

【００５５】増幅器２０５は、上記実施例３と同様に、
Ｖ_C ^*からＶ_C までの伝達関数のダンピングを改善する回
路になっている。バンドパスフィルタ２０６は、ＬＣフ
ィルタの共振周波数帯の成分をそのまま通過させるの
で、ダンピングの改善動作に関しては、なにも変わらな
い。一方、ＬＣフィルタの共振周波数以外の帯域では、
増幅器２０５に入力される信号が、バンドパスフィルタ
２０６により除去されているので、増幅器２０５の出力
は０となる。

【００５６】この構成では、上記実施例３と同様に、仮
想的な抵抗がリアクトル２に直列に接続され、Ｖ_C ^*から
Ｖ_C までの伝達関数のダンピングが改善し、ＬＣフィル
タの共振に対する特別な考慮が不要となり、交流電源と
変換器間に流れる電流を制御するために必要なコンデン
サ電圧を変換器がＬＣフィルタを介して出力することが
容易となり、直接、交流電源と変換器間に流れる電流を
制御でき、インバータ電流Ｉ_A の瞬時値が制限回路２０
７の設定値を越えると、ＰＷＭ電圧指令Ｖ_A ^*を垂下させ
るので、インバータ電流Ｉ_A を制限回路２０７の設定値
以上流さないよう、高速に制限することができるのに加
え、さらに、ＬＣフィルタの共振周波数以外の帯域では
仮想的な抵抗の抵抗値を０にするように動作するので、
電流制御増幅器２０３は仮想的な抵抗での電圧降下分
（Ｒ×Ｉ_A）を補償する必要がなく、電流制御系の応答
が改善される。

【００５７】図９は実施例２と実施例４とを組合せた場
合のもので、図９において、図６と対応する部分には同
一符号を付し、その詳細説明は省略する。上記実施例４
と異なるのは、ＬＣフィルタの共振周波数帯のみ通過さ
せるバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２０６を追加した点
であり、その他は実施例４と同様である。

【００５８】図９において、インバータ電流Ｉ_A は、
電流検出器１０１により検出し、ＬＣフィルタの共振周
波数帯のみ通過させるバンドパスフィルタ２０６を通し
て、増幅器２０５に入力し、その出力は加減算器３０４
の出力であるコンデンサ３に発生すべき電圧指令Ｖ_C ^*か
ら、加減算器３０２で減算され、加減算器３０２の出力
をＰＷＭ電圧指令Ｖ_A ^*としている。

【００５９】増幅器２０５は、上記実施例４と同様に、
Ｖ_C ^*からＶ_C までの伝達関数のダンピングを改善する回
路になっている。バンドパスフィルタ２０６は、ＬＣフ
ィルタ共振周波数帯の成分をそのまま通過させるので、
ダンピングの改善動作に関しては、なにも変わらない。
一方、ＬＣフィルタ共振周波数以外の帯域では、増幅器
２０５に入力される信号が、バンドパスフィルタ２０６
により除去されているので、増幅器２０５の出力は０と
なる。

【００６０】この構成では、上記実施例４と同様に、仮
想的な抵抗がリアクトル２に直列に接続され、Ｖ_C ^*から
Ｖ_C までの伝達関数のダンピングが改善し、ＬＣフィル
タの共振に対する特別な考慮が不要となり、交流電源と
変換器間に流れる電流を制御するために必要なコンデン
サ電圧を変換器がＬＣフィルタを介して出力することが
容易となり、直接、交流電源と変換器間に流れる電流を
制御でき、交流電源４の電圧Ｖ_B をフィードフォワード
することにより、電流制御増幅器はリアクトル５に印加
する電圧分を出力するだけとなり、電流制御増幅器の設
計が容易になるのに加え、さらに、ＬＣフィルタの共振
周波数以外の帯域では仮想的な抵抗の抵抗値を０にする
ように動作するので、電流制御増幅器２０３は仮想的な
抵抗での電圧降下分（Ｒ×Ｉ_A）を補償する必要がな
く、電流制御系の応答が改善される。

【００６１】図１０は実施例３と実施例４とを組合せた
場合のもので、図１０において、図５と対応する部分に
は同一符号を付し、その詳細説明は省略する。上記実施
例３と異なるのは、電圧検出器１０３、加減算器３０４
を追加した点であり、その他は実施例３と同様である。

【００６２】図１０において、電流指令値発生回路２０
４はリアクトル５に流す電流指令Ｉ_B ^*を出力し、この電
流指令Ｉ_B ^*と電流検出器１０２で検出したリアクトル５
の電流Ｉ_B との偏差を加減算器３０１より求め、この電
流偏差を零にするために、リアクトル５に印加すべき電
圧Ｖ_L ^*を電流制御増幅器２０３で求める。一方、交流電
源４の電圧Ｖ_B を電圧検出器１０３にて検出し、加減算
器３０４にて電流制御増幅器２０３の出力と電圧検出器
１０３の出力を加算し、コンデンサ３に発生すべき電圧
指令Ｖ_C ^*を得る。交流電源４の電圧Ｖ_B をフィードフォ
ワードすることにより、電流制御増幅器はリアクトル５
に印加する電圧分を出力するだけとなり、簡単な比例制
御でも、電流偏差をほぼ０にすることができる。

【００６３】この構成では、上記実施例３と同様に、仮
想的な抵抗がリアクトル２に直列に接続され、Ｖ_C ^*から
Ｖ_C までの伝達関数のダンピングが改善し、ＬＣフィル
タの共振に対する特別な考慮が不要となり、交流電源と
変換器間に流れる電流を制御するために必要なコンデン
サ電圧を変換器がＬＣフィルタを介して出力することが
容易となり、直接、交流電源と変換器間に流れる電流を
制御でき、インバータ電流Ｉ_A の瞬時値が制御回路２０
７の設定値を越えると、ＰＷＭ電圧指令Ｖ_A ^*を垂下させ
るので、インバータ電流Ｉ_A を制限回路２０７の設定値
以上流さないよう、高速に制限することができるのに加
え、さらに、交流電源４の電圧Ｖ_B をフィードフォワー
ドすることにより、電流制御増幅器はリアクトル５に印
加する電圧分を出力するだけとなり、電流制御増幅器の
設計が容易になる。

【００６４】図１１は実施例２、実施例３と実施例４と
を組合せた場合のもので、図１１において、図１０と対
応する部分には同一符号を付し、その詳細説明は省略す
る。図１０の場合と異なるのは、ＬＣフィルタの共振周
波数帯のみ通過させるバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２
０６を追加した点であり、その他は図１０の場合と同様
である。

【００６５】図１１において、インバータ電流Ｉ_A は、
電流検出器１０１により検出し、ＬＣフィルタの共振周
波数帯のみ通過させるバンドパスフィルタ２０６を通し
て、増幅器２０５に入力し、その出力は加減算器３０３
の出力から、加減算器３０２で減算され、加減算器３０
２の出力をＰＷＭ電圧指令Ｖ_A ^*としている。

【００６６】増幅器２０５は、図１０の場合と同様に、
Ｖ_C ^*からＶ_C までの伝達関数のダンピングを改善する回
路になっている。バンドパスフィルタ２０６は、ＬＣフ
ィルタ共振周波数帯の成分をそのまま通過させるので、
ダンピングの改善動作に関しては、なにも変わらない。
一方、ＬＣフィルタ共振周波数以外の帯域では、増幅器
２０５に入力される信号が、バンドパスフィルタ２０６
により除去されているので、増幅器２０５の出力は０と
なる。

【００６７】この構成では、図１０の場合と同様に、仮
想的な抵抗がリアクトル２に直列に接続され、Ｖ_C ^*から
Ｖ_C までの伝達関数のダンピングが改善し、ＬＣフィル
タの共振に対する特別な考慮が不要となり、交流電源と
変換器間に流れる電流を制御するために必要なコンデン
サ電圧を変換器がＬＣフィルタを介して出力することが
容易となり、直接、交流電源と変換器間に流れる電流を
制御でき、インバータ電流Ｉ_A の瞬時値が制限回路２０
７の設定値を越えると、ＰＷＭ電圧指令Ｖ_A ^*を垂下させ
るので、インバータ電流Ｉ_A を制限回路２０７の設定値
以上流さないよう、高速に制限することができ、交流電
源４の電圧Ｖ_B をフィードフォーワードすることによ
り、電流制御増幅器はリアクトル５に印加する電圧分を
出力するだけとなり、電流制御増幅器の設計が容易にな
るのに加え、さらに、ＬＣフィルタの共振周波数以外の
帯域では仮想的な抵抗の抵抗値を０にするように動作す
るので、電流制御増幅器２０３は仮想的な抵抗での電圧
降下分（Ｒ×Ｉ_A）を補償する必要がなく、電流制御系
の応答が改善される。

【００６８】図１２は実施例２と実施例５とを組合せた
場合のもので、図１２において、図１１と対応する部分
には同一符号を付し、その詳細説明は省略する。上記実
施例５と異なるのは、ＬＣフィルタの共振周波数帯のみ
通過させるバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２０６を追加
した点であり、その他は実施例５と同様である。

【００６９】図１２において、インバータ電流Ｉ_A は、
電流検出器１０１により検出し、ＬＣフィルタの共振周
波数帯のみ通過させるバンドパスフィルタ２０６を通し
て、増幅器２０５に入力し、その出力は電圧制御増幅器
２０９の出力から、加減算器３０２で減算され、加減算
器３０２の出力をＰＷＭ電圧指令Ｖ_A ^*としている。

【００７０】増幅器２０５は、上記実施例９と同様に、
Ｖ_C ^*からＶ_C までの伝達関数のダンピングを改善する回
路になっている。バンドパスフィルタ２０６は、ＬＣフ
ィルタ共振周波数帯の成分をそのまま通過させるので、
ダンピングの改善動作に関しては、なにも変わらない。
一方、ＬＣフィルタ共振周波数以外の帯域では、増幅器
２０５に入力される信号が、バンドパスフィルタ２０６
により除去されているので、増幅器２０５の出力は０と
なる。

【００７１】この構成では、上記実施例５と同様に、仮
想的な抵抗がリアクトル２に直列に接続され、Ｖ_C ^*から
Ｖ_C までの伝達関数のダンピングが改善し、ＬＣフィル
タの共振に対する特別な考慮が不要となり、交流電源と
変換器間に流れる電流を制御するために必要なコンデン
サ電圧を変換器がＬＣフィルタを介して出力することが
容易となり、直接、交流電源と変換器間に流れる電流を
制御でき、電圧制御増幅器２０９が電流制御系に対する
外乱の影響を除去するように動作するので、高精度に電
流を制御できるのに加え、さらに、ＬＣフィルタの共振
周波数以外の帯域では仮想的な抵抗の抵抗値を０にする
ように動作するので、電流制御増幅器２０３は仮想的な
抵抗での電圧加工分（Ｒ×Ｉ_A）を補償する必要がな
く、電流制御系の応答が改善される。

【００７２】図１３は実施例３と実施例５とを組合せた
場合のもので、図１３において、図１１と対応する部分
には同一符号を付し、その詳細説明は省略する。上記実
施例５と異なるのは、制限回路２０７、伝達関数Ｚ
（Ｓ）２０８、加減算器３０３を追加した点であり、そ
の他は実施例５と同様である。

【００７３】図１３において、インバータ電流Ｉ_A は、
電流検出器１０１により検出され、制限回路２０７に入
力される。制限回路２０７は、最大インバータ電流が設
定されており、インバータ電流瞬時値が正の設定値以上
または負の設定値以下の場合は、インバータ電流瞬時値
から設定値を減じた値が制限回路２０７より出力され
る。制限回路２０７の出力は、伝達関数Ｚ（Ｓ）２０８
を介して、電圧制御増幅器２０９の出力から加減算器３
０３で減算される。この加減算器３０３の出力から、さ
らに増幅器２０５の出力が加減算器３０２で減算され、
ＰＷＭ電圧指令Ｖ_A ^*を得る。従って、コンデンサ３の短
絡などが発生して、インバータ電流Ｉ_A が制限回路２０
７の設定値以上になると、ＰＷＭ電圧指令Ｖ_A ^*は垂下
し、インバータ出力電圧Ｖ_A も垂下する。インバータ出
力電圧Ｖ_A が垂下すれば、インバータ電流Ｉ_A も減少
し、インバータは過電流から保護される。すなわち、伝
達関数Ｚ（Ｓ）２０８は、インバータ１をコンデンサ３
側からみたときに、設定値以上のインバータ電流Ｉ_A が
流れた場合のみ、仮想的なインピーダンスとして現れ、
インバータ出力電圧Ｖ_A を垂下させるよう動作する。従
って、もし伝達関数Ｚ（Ｓ）２０８の絶対値｜Ｚ（Ｓ）
｜が無限大であれば、インバータ電流Ｉ_A が設定値を越
えると、ＰＷＭの応答で無限大のインピーダンスが現
れ、インバータ電流Ｉ_A が設定値以下になるまで、イン
バータ出力電圧Ｖ_A が垂下する。実際には、｜Ｚ（Ｓ）
｜は有限であるので、インバータ電流Ｉ_A は、設定値を
若干越えた値となるが、｜Ｚ（Ｓ）｜を十分に大きくす
ることで、実用上問題ない。

【００７４】この構成では、上記実施例５と同様に、仮
想的な抵抗がリアクトル２に直列に接続され、Ｖ_C ^*から
Ｖ_C までの伝達関数のダンピングが改善し、ＬＣフィル
タの共振に対する特別な考慮が不要となり、交流電源と
変換器間に流れる電流を制御するために必要なコンデン
サ電圧を変換器がＬＣフィルタを介して出力することが
容易となり、直接、交流電源と変換器間に流れる電流を
制御でき、電圧制御増幅器２０９が電流制御系に対する
外乱の影響を除去するように動作するので、高精度に電
流を制御できるのに加え、さらに、インバータ電流Ｉ_A
の瞬時値が制限回路２０７の設定値を越えると、ＰＷＭ
電圧指令Ｖ_A ^*を垂下させるので、インバータ電流Ｉ_A を
制限回路２０７の設定値以上流さないよう、高速に制限
することができる。

【００７５】図１４は実施例２、実施例３と実施例５と
を組合せた場合のもので、図１４において、図１３と対
応する部分には同一符号を付し、その詳細説明は省略す
る。図１３の場合と異なるのは、ＬＣフィルタの共振周
波数帯のみ通過させるバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２
０６を追加した点であり、その他は実施例１１と同様で
ある。

【００７６】図１４において、インバータ電流Ｉ_A
は、電流検出器１０１により検出し、ＬＣフィルタの共
振周波数帯のみ通過させるバンドパスフィルタ２０６を
通して、増幅器２０５に入力し、その出力は加減算器３
０３の出力から、加減算器３０２で減算され、加減算器
３０２の出力をＰＷＭ電圧指令Ｖ_A ^*としている。

【００７７】増幅器２０５は、図１３の場合と同様に、
Ｖ_C*からＶ_C までの伝達関数のダンピングを改善する回
路になっている。バンドパスフィルタ２０６は、ＬＣフ
ィルタ共振周波数帯の成分をそのまま通過させるので、
ダンピングの改善動作に関しては、なにも変わらない。
一方、ＬＣフィルタ共振周波数以外の帯域では、増幅器
２０５に入力される信号が、バンドパスフィルタ２０６
により除去されているので、増幅器２０５の出力は０と
なる。

【００７８】この構成では、図１３の場合と同様に、仮
想的な抵抗がリアクトル２に直列に接続され、Ｖ_C ^*から
Ｖ_C までの伝達関数のダンピングが改善し、ＬＣフィル
タの共振に対する特別な考慮が不要となり、交流電源と
変換器間に流れる電流を制御するために必要なコンデン
サ電圧を変換器がＬＣフィルタを介して出力することが
容易となり、直接、交流電源と変換器間に流れる電流を
制御でき、電圧制御増幅器２０９が電流制御系に対する
外乱の影響を除去するように動作するので、高精度に電
流を制御でき、インバータ電流Ｉ_A の瞬時値が制限回路
２０７の設定値を越えると、ＰＷＭ電圧指令Ｖ_A ^*を垂下
させるので、インバータ電流Ｉ_A を制限回路２０７の設
定値以上流さないよう、高速に制限することができるの
に加え、さらに、ＬＣフィルタの共振周波数以外の帯域
では仮想的な抵抗の抵抗値を０にするように動作するの
で、電流制御増幅器２０３は仮想的な抵抗での電圧降下
分（Ｒ×Ｉ_A）を補償する必要がなく、電流制御系の応
答が改善される。

【００７９】図１５は実施例４と実施例５とを組合せた
場合のもので、図１５において、図７と対応する部分に
は同一符号を付し、その詳細説明は省略する。上記実施
例５と異なるのは、電圧検出器１０３、加減算器３０４
を追加した点であり、その他は実施例５と同様である。

【００８０】図１５において、電流指令値発生回路２０
４はリアクトル５に流す電流指令Ｉ_B ^*を出力し、この電
流指令Ｉ_B ^*と電流検出器１０２で検出したリアクトル５
の電流Ｉ_B との偏差を加減算器３０１より求め、この電
流偏差を零にするために、リアクトル５に印加すべき電
圧Ｖ_L ^*を電流制御増幅器２０３で求める。一方、交流電
源４の電圧Ｖ_B を電圧検出器１０３にて検出し、加減算
器３０４にて電流制御増幅器２０３の出力と電圧検出器
１０３の出力を加算し、コンデンサ３に発生すべき電圧
指令Ｖ_C ^*を得る。交流電源４の電圧Ｖ_B をフィードフォ
ワードすることにより、電流制御増幅器はリアクトル５
に印加する電圧分を出力するだけとなり、簡単な比例制
御でもよい。

【００８１】この構成では、図１３の場合と同様に、仮
想的な抵抗がリアクトル２に直列に接続され、Ｖ_C ^*から
Ｖ_C までの伝達関数のダンピングが改善し、ＬＣフィル
タの共振に対する特別な考慮が不要となり、交流電源と
変換器間に流れる電流を制御するために必要なコンデン
サ電圧を変換器がＬＣフィルタを介して出力することが
容易となり、直接、交流電源と変換器間に流れる電流を
制御でき、電圧制御増幅器２０９が電流制御系に対する
外乱の影響を除去するように動作するので、高精度に電
流を制御できるのに加え、さらに、交流電源４の電圧Ｖ
_B をフィードフォーワードすることにより、電流制御増
幅器はリアクトル５に印加する電圧分を出力するだけと
なり、電流制御増幅器の設計が容易になる。

【００８２】図１６は実施例２、実施例４と実施例５と
を組合せた場合のもので、図１６において、図１５と対
応する部分には同一符号を付し、その詳細説明は省略す
る。図１５の場合と異なるのは、ＬＣフィルタの共振周
波数帯のみ通過させるバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２
０６を追加した点であり、その他は図１５の場合と同様
である。

【００８３】図１６において、インバータ電流Ｉ_A は、
電流検出器１０１により検出し、ＬＣフィルタの共振周
波数帯のみ通過させるバンドパスフィルタ２０６を通し
て、増幅器２０５に入力し、その出力は電圧制御増幅器
２０９の出力から加減算器３０２で減算され、加減算器
３０２の出力をＰＷＭ電圧指令Ｖ_A ^*としている。

【００８４】増幅器２０５は、図１５の場合と同様に、
Ｖ_C ^*からＶ_C までの伝達関数のダンピングを改善する回
路になっている。バンドパスフィルタ２０６は、ＬＣフ
ィルタ共振周波数帯の成分をそのまま通過させるので、
ダンピングの改善動作に関しては、なにも変わらない。
一方、ＬＣフィルタ共振周波数以外の帯域では、増幅器
２０５に入力される信号が、バンドパスフィルタ２０６
により除去されているので、増幅器２０５の出力は０と
なる。

【００８５】この構成では、図１５の場合と同様に、仮
想的な抵抗がリアクトル２に直列に接続され、Ｖ_C ^*から
Ｖ_C までの伝達関数のダンピングが改善し、ＬＣフィル
タの共振に対する特別な考慮が不要となり、交流電源と
変換器間に流れる電流を制御するために必要なコンデン
サ電圧を変換器がＬＣフィルタを介して出力することが
容易となり、直接、交流電源と変換器間に流れる電流を
制御でき、電圧制御増幅器２０９が電流制御系に対する
外乱の影響を除去するように動作するので、高精度に電
流を制御でき、交流電源４の電圧Ｖ_B をフィードフォワ
ードすることにより、電流制御増幅器はリアクトル５に
印加する電圧分を出力するだけとなり、電流制御増幅器
の設計が容易になるのに加え、さらにＬＣフィルタの共
振周波数以外の帯域では仮想的な抵抗の抵抗値を０にす
るように動作するので、電流制御増幅器２０３は仮想的
な抵抗での電圧降下分（Ｒ×Ｉ_A）を補償する必要がな
く、電流制御系の応答が改善される。

【００８６】図１７は実施例３、実施例４と実施例５と
を組合せた場合のもので、図１７において、図１３と対
応する部分には同一符号を付し、その詳細説明は省略す
る。上記実施例１１と異なるのは、電圧検出器１０３、
加減算器３０４を追加した点であり、その他は図１３と
同様である。

【００８７】図１７において、電流指令値発生回路２０
４はリアクトル５に流す電流指令Ｉ_B ^*を出力し、この電
流指令Ｉ_B ^*と電流検出器１０２で検出したリアクトル５
の電流Ｉ_B との偏差を加減算器３０１より求め、この電
流偏差を零にするために、リアクトル５に印加すべき電
圧Ｖ_L ^*を電流制御増幅器２０３で求める。一方、交流電
源４の電圧Ｖ_B を電圧検出器１０３にて検出し、加減算
器３０４にて電流制御増幅器２０３の出力と電圧検出器
１０３の出力を加算し、コンデンサ３に発生すべき電圧
指令Ｖ_C ^*を得る。交流電源４の電圧Ｖ_B をフィードフォ
ワードすることにより、電流制御増幅器はリアクトル５
に印加する電圧分を出力するだけとなり、簡単な比例制
御でもよい。

【００８８】この構成では、図１３の場合と同様に、仮
想的な抵抗がリアクトル２に直列に接続され、Ｖ_C ^*から
Ｖ_C までの伝達関数のダンピングが改善し、ＬＣフィル
タの共振に対する特別な考慮が不要となり、交流電源と
変換器間に流れる電流を制御するために必要なコンデン
サ電圧を変換器がＬＣフィルタを介して出力することが
容易となり、直接、交流電源と変換器間に流れる電流を
制御でき、電圧制御増幅器２０９が電流制御系に対する
外乱の影響を除去するように動作するので、高精度に電
流を制御でき、インバータ電流Ｉ_A の瞬時値が制限回路
２０７の設定値を越えると、ＰＷＭ電圧指令Ｖ_A ^*を垂下
させるので、インバータ電流Ｉ_A を制限回路２０７の設
定値以上流さないよう、高速に制限することができるの
に加え、さらに、交流電源４の電圧Ｖ_B をフィードフォ
ーワードすることにより、電流制御増幅器はリアクトル
５に印加する電圧分を出力するだけとなり、電流制御増
幅器の設計が容易となる。

【００８９】図１８は実施例２、実施例３、実施例４と
実施例５とを組合せた場合のもので、図１８において、
図１７と対応する部分には同一符号を付し、その詳細説
明は省略する。図１７の場合と異なるのは、ＬＣフィル
タの共振周波数帯のみ通過させるバンドパスフィルタ
（ＢＰＦ）２０６を追加した点であり、その他は図１７
の場合と同様である。

【００９０】図１８において、インバータ電流Ｉ_A は、
電流検出器１０１により検出し、ＬＣフィルタの共振周
波数帯のみ通過させるバンドパスフィルタ２０６を通し
て、増幅器２０５に入力し、その出力は加減算器３０３
の出力から、加減算器３０２で減算され、加減算器３０
２の出力をＰＷＭ電圧指令Ｖ_A ^*としている。

【００９１】増幅器２０５は、図１７の場合と同様に、
Ｖ_C ^*からＶ_C までの伝達関数のダンピングを改善する回
路になっている。バンドパスフィルタ２０６は、ＬＣフ
ィルタ共振周波数帯の成分をそのま通過させるので、ダ
ンピングの改善動作に関しては、なにも変わらない。一
方、ＬＣフィルタ共振周波数以外の帯域では、増幅器２
０５に入力される信号が、バンドパスフィルタ２０６に
より除去されているので、増幅器２０５の出力は０とな
る。

【００９２】この構成では、図１７の場合と同様に、仮
想的な抵抗がリアクトル２に直列に接続され、Ｖ_C ^*から
Ｖ_C までの伝達関数のダンピングが改善し、ＬＣフィル
タの共振に対する特別な考慮が不要となり、交流電源と
変換器間に流れる電流を制御するために必要なコンデン
サ電圧を変換器がＬＣフィルタを介して出力することが
容易となり、直接、交流電源と変換器間に流れる電流を
制御でき、電圧制御増幅器２０９が電流制御系に対する
外乱の影響を除去するように動作するので、高精度に電
流を制御でき、インバータ電流Ｉ_A の瞬時値が制御回路
２０７の設定値を越えると、ＰＷＭ電圧指令Ｖ_A ^*を垂下
させるので、インバータ電流Ｉ_A を制限回路２０７の設
定値以上流さないよう、高速に制限することができ、交
流電源４の電圧Ｖ_B をフィードフォワードすることによ
り、電流制御増幅器はリアクトル５に印加する電圧分を
出力するだけとなり、電流制御増幅器の設計が容易にな
るのに加え、さらに、ＬＣフィルタの共振周波数以外の
帯域では仮想的な抵抗の抵抗値を０にするように動作す
るので、電流制御増幅器２０３は仮想的な抵抗での電圧
降下分（Ｒ×Ｉ_A）を補償する必要がなく、電流制御系
の応答が改善される。

【００９３】

【発明の効果】以上のように、第１発明によれば、仮想
的な抵抗がリアクトルに直列に接続され、ＬＣフィルタ
のダンピングが改善し、ＬＣフィルタの共振に対する特
別な考慮が不要となり、交流電源と変換器間に流れる電
流を制御するために必要なコンデンサ電圧を変換器がＬ
Ｃフィルタを介して出力することが容易となり、直接、
交流電源と変換器間に流れる電流を制御できる効果があ
る。

【００９４】また、第２発明によれば、仮想的な抵抗が
リアクトルに直列に接続され、ＬＣフィルタのダンピン
グが改善し、ＬＣフィルタの共振に対する特別な考慮が
不要となり、交流電源と変換器間に流れる電流を制御す
るために必要なコンデンサ電圧を変換器がＬＣフィルタ
を介して出力することが容易となり、直接、交流電源と
変換器間に流れる電流を制御できるのに加え、ＬＣフィ
ルタの共振周波数以外の帯域では仮想的な抵抗の抵抗値
を０にするように動作するので、電流制御増幅器は仮想
的な抵抗での電圧降下分（Ｒ×Ｉ_A）を補償する必要が
なく、電流制御系の応答が改善される効果がある。

【００９５】また、第３発明によれば、仮想的な抵抗が
リアクトルに直列に接続され、ＬＣフィルタのダンピン
グが改善し、ＬＣフィルタの共振に対する特別な考慮が
不要となり、交流電源と変換器間に流れる電流を制御す
るために必要なコンデンサ電圧を変換器がＬＣフィルタ
を介して出力することが容易となり、直接、交流電源と
変換器間に流れる電流を制御できるのに加え、インバー
タ電流Ｉ_A の瞬時値が制限回路の設定値を越えると、Ｐ
ＷＭ電圧指令Ｖ_A ^*を垂下させるので、インバータ電流Ｉ
_A を制限回路の設定値以上流さないよう、高速に制限す
ることができる効果がある。

【００９６】また、第４発明によれば、仮想的な抵抗が
リアクトルに直列に接続され、ＬＣフィルタのダンピン
グが改善し、ＬＣフィルタの共振に対する特別な考慮が
不要となり、交流電源と変換器間に流れる電流を制御す
るために必要なコンデンサ電圧を変換器がＬＣフィルタ
を介して出力することが容易となり、直接、交流電源と
変換器間に流れる電流を制御できるのに加え、交流電源
の電圧Ｖ_B をフィードフォワードすることにより、電流
制御増幅器はリアクトルに印加する電圧分を出力するだ
けとなり、電流制御増幅器の設計が容易になる効果があ
る。

【００９７】また、第５発明によれば、仮想的な抵抗が
リアクトルに直列に接続され、ＬＣフィルタのダンピン
グが改善し、ＬＣフィルタの共振に対する特別な考慮が
不要となり、交流電源と変換器間に流れる電流を制御す
るために必要なコンデンサ電圧を変換器がＬＣフィルタ
を介して出力することが容易となり、直接、交流電源と
変換器間に流れる電流を制御できるのに加え、電圧制御
増幅器が電流制御系に対する外乱の影響を除去するよう
に動作するので、高精度に電流を制御できる効果があ
る。

【００９８】なお、第２発明〜第５発明を組合せれば、
組合せた各発明の効果がそれぞれ発揮できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】第１発明に係る実施例１を示すブロック図であ
る。

【図２】本発明に用いる変換器の実施例を示す回路図で
ある。

【図３】第１発明の動作原理を説明するブロック図であ
る。

【図４】第２発明に係る実施例２を示すブロック図であ
る。

【図５】第３発明に係る実施例３を示すブロック図であ
る。

【図６】第４発明に係る実施例４を示すブロック図であ
る。

【図７】第５発明に係る実施例５を示すブロック図であ
る。

【図８】第２発明と第３発明を組合せた場合の示すブロ
ック図である。

【図９】第２発明と第４発明を組合せた場合の示すブロ
ック図である。

【図１０】第３発明と第４発明を組合せた場合の示すブ
ロック図である。

【図１１】第２発明、第３発明と第４発明を組合せた場
合の示すブロック図である。

【図１２】第２発明と第５発明を組合せた場合の示すブ
ロック図である。

【図１３】第３発明と第５発明を組合せた場合の示すブ
ロック図である。

【図１４】第２発明、第３発明と第５発明を組合せた場
合の示すブロック図である。

【図１５】第４発明と第５発明を組合せた場合の示すブ
ロック図である。

【図１６】第２発明、第４発明と第５発明を組合せた場
合の示すブロック図である。

【図１７】第３発明、第４発明と第５発明を組合せた場
合の示すブロック図である。

【図１８】第２発明、第３発明、第４発明と第５発明を
組合せた場合の示すブロック図である。

【図１９】本発明に用いる他の変換器の実施例を示す回
路図である。

【図２０】従来方式の構成を示すブロック図である。

【図２１】ＰＷＭ変調回路を示すブロック図である。

【図２２】従来方式の構成を示すブロック図である。

【符号の説明】

１インバータ主回路２、５リアクトル３、６コンデンサ４交流電源７負荷１０１、１０２電流検出器１０３、０１４電圧検出器２０１ドライブ回路２０２ＰＷＭ変調回路２０３電流制御増幅器２０４電流指令値発生回路２０５増幅器２０６バンドパスフィルタ２０７制限回路２０８伝達関数Ｚ（Ｓ）２０９電圧制御増幅器３０１〜３０５加減算器７０１、７０２電流検出器７０３電圧検出器

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】電気弁の開閉制御により、任意の交流出
力を発生するように構成された変換器のうち、第１のリ
アクタンス成分とコンデンサから構成される出力フィル
タを有し、該出力フィルタの他端を第２のリアクタンス
成分を介して交流電源に接続されたものにおいて、上記
第２のリアクタンス成分の電流を制御する電流制御増幅
器を設け、上記第１のリアクタンス成分の電流に応じた
信号と上記電流制御増幅器の出力信号よりＰＷＭ電圧指
令値を生成したことを特徴とする変換器の制御回路。
【請求項２】電気弁の開閉制御により、任意の交流出
力を発生するように構成された変換器のうち、第１のリ
アクタンス成分とコンデンサから構成される出力フィル
タを有し、該出力フィルタの他端を第２のリアクタンス
成分を介して交流電源に接続されたものにおいて、上記
第２のリアクタンス成分の電流を制御する電流制御増幅
器と上記第１のリアクタンス成分の電流から特定の周波
数帯成分のみを通過させるフィルタを設け、該フィルタ
の出力信号と上記電流制御増幅器の出力信号よりＰＷＭ
電圧指令値を生成したことを特徴とする変換器の制御回
路。
【請求項３】電気弁の開閉制御により、任意の交流出
力を発生するように構成された変換器のうち、第１のリ
アクタンス成分とコンデンサから構成される出力フィル
タを有し、該出力フィルタの他端を第２のリアクタンス
成分を介して交流電源に接続されたものにおいて、上記
第２のリアクタンス成分の電流を制御する電流制御増幅
器を設け、上記第１のリアクタンス成分の電流に応じた
信号と電流制御増幅器の出力信号よりＰＷＭ電圧指令値
を生成し、設定値以上の電流が上記第１のリアクタンス
成分に流れたときに上記ＰＷＭ電圧指令値を上記第１の
リアクタンス成分の電流に応じて変化させたことを特徴
とする変換器の制御回路。
【請求項４】電気弁の開閉制御により、任意の交流出
力を発生するように構成された変換器のうち、第１のリ
アクタンス成分とコンデンサから構成される出力フィル
タを有し、該出力フィルタの他端を第２のリアクタンス
成分を介して交流電源に接続されたものにおいて、第２
のリアクタンス成分の電流を制御する電流制御増幅器を
設け、上記第１のリアクタンス成分の電流に応じた信号
と上記電流制御増幅器の出力信号と上記交流電源の電圧
よりＰＷＭ電圧指令値を生成したことを特徴とする変換
器の制御回路。
【請求項５】電気弁の開閉制御により、任意の交流出
力を発生するように構成された変換器のうち、第１のリ
アクタンス成分とコンデンサから構成される出力フィル
タを有し、出力フィルタの他端を第２のリアクタンス成
分を介して交流電源に接続されたものにおいて、第２の
リアクタンス成分の電流を制御する電流制御増幅器と上
記コンデンサの電圧を制御する電圧制御増幅器を設け、
上記第１のリアクタンス成分の電流に応じた信号と上記
電圧制御増幅器の出力信号よりＰＷＭ電圧指令値を生成
したことを特徴とする変換器の制御回路。