JPH07120207A - 歪み量測定回路 - Google Patents
歪み量測定回路Info
- Publication number
- JPH07120207A JPH07120207A JP26872393A JP26872393A JPH07120207A JP H07120207 A JPH07120207 A JP H07120207A JP 26872393 A JP26872393 A JP 26872393A JP 26872393 A JP26872393 A JP 26872393A JP H07120207 A JPH07120207 A JP H07120207A
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- Japan
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 歪みゲージを用いた歪み量測定回路に関する
ものであり、低コストで高性能化を目的とするものであ
る。 【構成】 交流電源に接続された歪みゲージブリッジ回
路１の出力信号を、交流増幅器３を介して互いに独立し
た２つのサンプルホールド回路４，５に供給し、このサ
ンプルホールド回路４，５で交流増幅器３の出力信号を
交流電源電圧の極性に一致するように各半サイクルごと
に交互にサンプルホールドし、この２つの出力の差を積
分機能を有する差動増幅器６で得るようにして低コスト
で低ドリフトの歪み量測定回路を実現したものである。
ものであり、低コストで高性能化を目的とするものであ
る。 【構成】 交流電源に接続された歪みゲージブリッジ回
路１の出力信号を、交流増幅器３を介して互いに独立し
た２つのサンプルホールド回路４，５に供給し、このサ
ンプルホールド回路４，５で交流増幅器３の出力信号を
交流電源電圧の極性に一致するように各半サイクルごと
に交互にサンプルホールドし、この２つの出力の差を積
分機能を有する差動増幅器６で得るようにして低コスト
で低ドリフトの歪み量測定回路を実現したものである。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、歪みゲージブリッジ回
路（以下、ブリッジ回路と称す）を用いた歪み量測定回
路に関するものである。
路（以下、ブリッジ回路と称す）を用いた歪み量測定回
路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来、この種の歪み量測定回路では、ブ
リッジ回路のバイアス電源に直流電源を用い、その出力
信号を高性能直流増幅器（チョッパ増幅器等）で増幅す
るものや、ブリッジ回路に正弦波交流電源を用いてその
出力信号を交流増幅した後、検波回路、平滑回路を用い
て復調するものがある。
リッジ回路のバイアス電源に直流電源を用い、その出力
信号を高性能直流増幅器（チョッパ増幅器等）で増幅す
るものや、ブリッジ回路に正弦波交流電源を用いてその
出力信号を交流増幅した後、検波回路、平滑回路を用い
て復調するものがある。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、前者は
コスト的に非常に高価であり、又後者についても検波回
路以降の零点変動や、回路が複雑になりノイズの影響を
受けやすい等の不都合があった。
コスト的に非常に高価であり、又後者についても検波回
路以降の零点変動や、回路が複雑になりノイズの影響を
受けやすい等の不都合があった。
【０００４】本発明はかかる不都合の無い歪み量測定回
路を提供することを目的とするものである。
路を提供することを目的とするものである。
【０００５】
【課題を解決するための手段】この課題を解決するため
に本発明の歪み量測定回路は、交流電源に接続された歪
みゲージブリッジ回路の出力信号を、交流増幅器を介し
て互いに独立した２つのサンプルホールド回路に供給
し、このサンプルホールド回路で交流増幅器の出力信号
を交流電源電圧の極性に一致するように各半サイクルご
とに交互にサンプルホールドし、この２つの出力の差を
積分機能を有する差動増幅器で得るように構成したもの
である。
に本発明の歪み量測定回路は、交流電源に接続された歪
みゲージブリッジ回路の出力信号を、交流増幅器を介し
て互いに独立した２つのサンプルホールド回路に供給
し、このサンプルホールド回路で交流増幅器の出力信号
を交流電源電圧の極性に一致するように各半サイクルご
とに交互にサンプルホールドし、この２つの出力の差を
積分機能を有する差動増幅器で得るように構成したもの
である。
【０００６】
【作用】以上の構成により、交流増幅された出力信号
は、独立した２つのサンプルホールド回路と積分機能を
有する差動増幅器によって、効率的にその振幅値と一致
した直流出力に復調されるため、低コストの比較的簡単
な回路で、零点変動がなく、耐ノイズ性能も良好な歪み
量測定回路を実現することができる。
は、独立した２つのサンプルホールド回路と積分機能を
有する差動増幅器によって、効率的にその振幅値と一致
した直流出力に復調されるため、低コストの比較的簡単
な回路で、零点変動がなく、耐ノイズ性能も良好な歪み
量測定回路を実現することができる。
【０００７】
【実施例】以下、本発明の一実施例を図面に基づいて説
明する。
明する。
【０００８】図１は本発明におけるブロック図であり、
１は方形波交流ブリッジ電源２に接続された機械的歪み
を受けることによって抵抗値変化を生じるブリッジ回
路、３は交流（差動）増幅器、４，５は位相の異なる同
一極性の方形波出力信号を、それぞれ独立してサンプル
ホールドするサンプルホールド回路、６は積分機能を有
する差動増幅器、７は方形波交流ブリッジ電源２の電圧
位相に同期してサンプリングパルスを発生するサンプリ
ングタイミング回路である。
１は方形波交流ブリッジ電源２に接続された機械的歪み
を受けることによって抵抗値変化を生じるブリッジ回
路、３は交流（差動）増幅器、４，５は位相の異なる同
一極性の方形波出力信号を、それぞれ独立してサンプル
ホールドするサンプルホールド回路、６は積分機能を有
する差動増幅器、７は方形波交流ブリッジ電源２の電圧
位相に同期してサンプリングパルスを発生するサンプリ
ングタイミング回路である。
【０００９】以上のように構成された歪み量測定回路に
ついて、図２（Ａ）〜（Ｆ）を用いてその動作を説明す
る。
ついて、図２（Ａ）〜（Ｆ）を用いてその動作を説明す
る。
【００１０】図２（Ａ）は方形波交流ブリッジ電源２の
電圧波形（周波数ｆ１）であり、ブリッジ回路１に対し
てそれぞれ１８０°位相の異なる同レベル（＋Ｖ）の方
形波バイアス電圧を与えている。機械的歪みの一例とし
て図２（Ｂ）のような正弦波状の歪み量（周波数ｆ０）
をブリッジ回路１が受け、その出力が交流（差動）増幅
器３で増幅されると図２（Ｃ）のようにｆ１がｆ０によ
って復調された方形波交流出力信号となり、サンプルホ
ールド回路４，５に入力される。
電圧波形（周波数ｆ１）であり、ブリッジ回路１に対し
てそれぞれ１８０°位相の異なる同レベル（＋Ｖ）の方
形波バイアス電圧を与えている。機械的歪みの一例とし
て図２（Ｂ）のような正弦波状の歪み量（周波数ｆ０）
をブリッジ回路１が受け、その出力が交流（差動）増幅
器３で増幅されると図２（Ｃ）のようにｆ１がｆ０によ
って復調された方形波交流出力信号となり、サンプルホ
ールド回路４，５に入力される。
【００１１】サンプルホールド回路４，５は、前記方形
波交流ブリッジ電源電圧と同期したサンプリングタイミ
ング回路７によって発生するサンプリングパルス図２
（Ｄ）によって、おのおの同相の方形波電圧のピーク値
をホールドし、図２（Ｅ）のような＋側包絡線及び−側
包絡線の波形出力信号となる。
波交流ブリッジ電源電圧と同期したサンプリングタイミ
ング回路７によって発生するサンプリングパルス図２
（Ｄ）によって、おのおの同相の方形波電圧のピーク値
をホールドし、図２（Ｅ）のような＋側包絡線及び−側
包絡線の波形出力信号となる。
【００１２】積分機能を有する差動増幅器６は、この２
つの出力値の差、即ち図２（Ｅ）の（１）−（２）の値
をシングルエンド出力する。
つの出力値の差、即ち図２（Ｅ）の（１）−（２）の値
をシングルエンド出力する。
【００１３】図３はサンプルホールド回路４，５及び差
動増幅器６の具体回路例であり、２個の差動ＡＭＰ（ゲ
イン＝２）の入力にＦＥＴＱ１，Ｑ２とコンデンサＣ
１，Ｃ２によるサンプルホールド回路を設け、Ｃ３，Ｒ
４によって積分回路を形成する極めてシンプルな回路構
成になっている。
動増幅器６の具体回路例であり、２個の差動ＡＭＰ（ゲ
イン＝２）の入力にＦＥＴＱ１，Ｑ２とコンデンサＣ
１，Ｃ２によるサンプルホールド回路を設け、Ｃ３，Ｒ
４によって積分回路を形成する極めてシンプルな回路構
成になっている。
【００１４】又、本実施例における前記ブリッジ電源周
波数（ｆ１）は、約１０ｋHzに設定されており、歪み力
の周波数（ｆ０＝０〜３００Hz）に対して十分に大きい
分解能を持つと共に、前記積分機能によってサンプリン
グノイズ及び外乱ノイズが極めて低いレベルに抑えられ
ている。
波数（ｆ１）は、約１０ｋHzに設定されており、歪み力
の周波数（ｆ０＝０〜３００Hz）に対して十分に大きい
分解能を持つと共に、前記積分機能によってサンプリン
グノイズ及び外乱ノイズが極めて低いレベルに抑えられ
ている。
【００１５】図４（Ａ），（Ｂ）は本発明における方形
波交流ブリッジ電源を模式的に表したものであり、前記
ｆ１なる周波数でスイッチＳが＋Ｖ（Ｓａ側）とＧＮＤ
（Ｓｂ側）に切り換わり、その信号がブリッジ回路へ供
給される。ブリッジ回路に歪み力が無い状態（無信号
時）ではブリッジを構成する各歪みゲージＲの抵抗値は
等しく、ｃ，ｄ出力点は零電位（以下、ＧＮＤとする）
に対して常に＋Ｖ／２値に保たれている。
波交流ブリッジ電源を模式的に表したものであり、前記
ｆ１なる周波数でスイッチＳが＋Ｖ（Ｓａ側）とＧＮＤ
（Ｓｂ側）に切り換わり、その信号がブリッジ回路へ供
給される。ブリッジ回路に歪み力が無い状態（無信号
時）ではブリッジを構成する各歪みゲージＲの抵抗値は
等しく、ｃ，ｄ出力点は零電位（以下、ＧＮＤとする）
に対して常に＋Ｖ／２値に保たれている。
【００１６】ブリッジ回路が歪み力を受け、相対する２
個の歪みゲージがＲ＋Δｒになった場合、その出力ｃ，
ｄは、＋Ｖ／２値を中心にＳａ，Ｓｂ点においてそれぞ
れΔｅｖ，−Δｅｖとなり、図１における交流増幅器３
の出力０は｛Δｅｖ−（−Δｅｖ）｝・Ａ＝２Δｅｖ
Ａ、即ち、従来の直流バイアス方式に対して２倍のブリ
ッジ出力が得られる。上記スイッチＳに相当する回路
は、言うまでもなく例えば出力反転型Ｃ−ＭＯＳ．ＩＣ
を用いて容易に実現できるものである。
個の歪みゲージがＲ＋Δｒになった場合、その出力ｃ，
ｄは、＋Ｖ／２値を中心にＳａ，Ｓｂ点においてそれぞ
れΔｅｖ，−Δｅｖとなり、図１における交流増幅器３
の出力０は｛Δｅｖ−（−Δｅｖ）｝・Ａ＝２Δｅｖ
Ａ、即ち、従来の直流バイアス方式に対して２倍のブリ
ッジ出力が得られる。上記スイッチＳに相当する回路
は、言うまでもなく例えば出力反転型Ｃ−ＭＯＳ．ＩＣ
を用いて容易に実現できるものである。
【００１７】尚、以上の実施例では片電源による回路構
成であるが、正・負２電源を用いた場合でも基本的な動
作は同じであり、基準となる電圧が異なるのみである。
成であるが、正・負２電源を用いた場合でも基本的な動
作は同じであり、基準となる電圧が異なるのみである。
【００１８】又、ブリッジ回路のバイアス電源として方
形波交流電圧を用いているが、サンプリングタイミング
をその交流波高値の定点に位置させる工夫をすれば、他
のいかなる交流波形であっても本発明の目的は達成され
る。
形波交流電圧を用いているが、サンプリングタイミング
をその交流波高値の定点に位置させる工夫をすれば、他
のいかなる交流波形であっても本発明の目的は達成され
る。
【００１９】
【発明の効果】以上のように本発明によれば、ブリッジ
回路の出力点がＧＮＤ（零電位）レベルに対して常に一
定レベルになるように、交流電圧をブリッジ回路に対し
て交叉的かつ対称に与えられるため、出力オフセットが
無く、ブリッジ出力感度が２倍になると言う特性に加
え、交流増幅及びシンプルな復調回路と言う構成から、
安価に低ドリフト、低ノイズの歪み量測定回路を実現で
きるものである。
回路の出力点がＧＮＤ（零電位）レベルに対して常に一
定レベルになるように、交流電圧をブリッジ回路に対し
て交叉的かつ対称に与えられるため、出力オフセットが
無く、ブリッジ出力感度が２倍になると言う特性に加
え、交流増幅及びシンプルな復調回路と言う構成から、
安価に低ドリフト、低ノイズの歪み量測定回路を実現で
きるものである。
【図１】本発明の歪み量測定回路の一実施例のブロック
図
図
【図２】同各ポイントにおける波形図
【図３】同図１要部の一具体回路図
【図４】同要部である方形波交流ブリッジ電源の模式図
１ 歪みゲージブリッジ回路 ２ 方形波交流ブリッジ電源 ３ 交流増幅器 ４，５ サンプルホールド回路 ６ 差動増幅器 ７ サンプリングタイミング回路
Claims (3)
- 【請求項１】 交流電源に接続された歪みゲージブリッ
ジ回路の出力信号を、交流増幅器を介して互いに独立し
た２つのサンプルホールド回路に供給し、このサンプル
ホールド回路で交流増幅器の出力信号を交流電源電圧の
極性に一致するように各半サイクルごとに交互にサンプ
ルホールドし、この２つの出力の差を積分する差動増幅
器で得るようにした歪み量測定回路。 - 【請求項２】 歪みゲージブリッジ回路の出力点が零電
位レベルに対して変動しないように、前記交流電源電圧
をブリッジに対して交叉的かつ対称に印加するように構
成した請求項１記載の歪み量測定回路。 - 【請求項３】 歪みゲージブリッジ回路に印加する交流
電源が方形波状の交流電圧である請求項１記載の歪み量
測定回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5268723A JP3002078B2 (ja) | 1993-10-27 | 1993-10-27 | 歪み量測定回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5268723A JP3002078B2 (ja) | 1993-10-27 | 1993-10-27 | 歪み量測定回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07120207A true JPH07120207A (ja) | 1995-05-12 |
| JP3002078B2 JP3002078B2 (ja) | 2000-01-24 |
Family
ID=17462456
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5268723A Expired - Fee Related JP3002078B2 (ja) | 1993-10-27 | 1993-10-27 | 歪み量測定回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3002078B2 (ja) |
Cited By (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007010444A (ja) * | 2005-06-30 | 2007-01-18 | Hitachi Ltd | ワイヤレスひずみ測定システム |
| CN1321315C (zh) * | 2005-05-27 | 2007-06-13 | 南京航空航天大学 | 柔性化应变信号现场采集系统 |
| JP2010517471A (ja) * | 2007-01-31 | 2010-05-20 | メドトロニック，インコーポレイテッド | インピーダンス測定のためのチョッパ安定型計装用増幅器 |
| US8265769B2 (en) | 2007-01-31 | 2012-09-11 | Medtronic, Inc. | Chopper-stabilized instrumentation amplifier for wireless telemetry |
| US8354881B2 (en) | 2007-01-31 | 2013-01-15 | Medtronic, Inc. | Chopper-stabilized instrumentation amplifier |
| US9615744B2 (en) | 2007-01-31 | 2017-04-11 | Medtronic, Inc. | Chopper-stabilized instrumentation amplifier for impedance measurement |
| US9706957B2 (en) | 2008-01-25 | 2017-07-18 | Medtronic, Inc. | Sleep stage detection |
| US9770204B2 (en) | 2009-11-11 | 2017-09-26 | Medtronic, Inc. | Deep brain stimulation for sleep and movement disorders |
| US9924904B2 (en) | 2014-09-02 | 2018-03-27 | Medtronic, Inc. | Power-efficient chopper amplifier |
| US10258798B2 (en) | 2007-09-26 | 2019-04-16 | Medtronic, Inc. | Patient directed therapy control |
-
1993
- 1993-10-27 JP JP5268723A patent/JP3002078B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN1321315C (zh) * | 2005-05-27 | 2007-06-13 | 南京航空航天大学 | 柔性化应变信号现场采集系统 |
| JP2007010444A (ja) * | 2005-06-30 | 2007-01-18 | Hitachi Ltd | ワイヤレスひずみ測定システム |
| JP4561500B2 (ja) * | 2005-06-30 | 2010-10-13 | 株式会社日立製作所 | ワイヤレスひずみ測定システム |
| JP2010517471A (ja) * | 2007-01-31 | 2010-05-20 | メドトロニック，インコーポレイテッド | インピーダンス測定のためのチョッパ安定型計装用増幅器 |
| US8265769B2 (en) | 2007-01-31 | 2012-09-11 | Medtronic, Inc. | Chopper-stabilized instrumentation amplifier for wireless telemetry |
| US8354881B2 (en) | 2007-01-31 | 2013-01-15 | Medtronic, Inc. | Chopper-stabilized instrumentation amplifier |
| US9615744B2 (en) | 2007-01-31 | 2017-04-11 | Medtronic, Inc. | Chopper-stabilized instrumentation amplifier for impedance measurement |
| US10258798B2 (en) | 2007-09-26 | 2019-04-16 | Medtronic, Inc. | Patient directed therapy control |
| US9706957B2 (en) | 2008-01-25 | 2017-07-18 | Medtronic, Inc. | Sleep stage detection |
| US10165977B2 (en) | 2008-01-25 | 2019-01-01 | Medtronic, Inc. | Sleep stage detection |
| US9770204B2 (en) | 2009-11-11 | 2017-09-26 | Medtronic, Inc. | Deep brain stimulation for sleep and movement disorders |
| US9924904B2 (en) | 2014-09-02 | 2018-03-27 | Medtronic, Inc. | Power-efficient chopper amplifier |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3002078B2 (ja) | 2000-01-24 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |