JP3027692B2 - 位相差検出回路及び制御装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、動作レベルと交わる
傾斜を有する繰り返しの連続波形（三角波形，正弦波な
ど）であって、位相差が僅かな２信号を入力して、その
位相差を検出する位相差検出回路、及びその位相差検出
回路を用いた制御装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】一般に、カーナビゲイション等で角速度
を検出する手段として振動ジャイロが知られている。図
１１はその振動ジャイロによる発振回路の一例を示す回
路図である。この図１１に示す振動ジャイロによる発振
回路２０では、断面形状が四角形の振動体１の隣合う側
面に圧電素子２，３を貼着することによって振動子４が
構成されている。その圧電素子２，３には抵抗Ｒ１，Ｒ
２を介して増幅器５からの出力が供給され、これらの圧
電素子２，３に発生する電圧信号が混合器６によって混
合され、これがＡＧＣ回路７を介して増幅器５に入力さ
れる。これにより、振動子４は直交三次元座標系のＸ軸
方向に自励振動する。

【０００３】このように自励振動している振動子４がＺ
軸回りに回転されると、この振動子４はコリオリの力の
発生によってＹ軸方向に振動され、その振動に伴って圧
電素子２，３にそれぞれ発生する電圧信号に位相差が生
ずる。これらの圧電素子２，３に発生した電圧信号Ａ，
Ｂは、可変抵抗ＶＲ１により互いにレベルが等しくなる
ように調整されるため、いずれも動作レベルと交わる傾
斜を有する繰り返しの連続波形となり、位相差だけが上
記の回転に応じて僅かに異なる。

【０００４】従って、この信号Ａ，Ｂの位相差を検出す
れば、上記回転による角速度が求まる。しかし、この位
相差は極めて僅かであるため、仮にこの信号Ａ，Ｂをゼ
ロクロスコンパレータに通して汎用のマイクロコンピュ
ータ等に入力しても分解能が十分にとれないため、被制
御機器を制御することはできなかった。

【０００５】そのため、図１２に示すような位相差検出
回路３３を用いて、Ａ／Ｄ変換回路１４及びマイクロコ
ンピュータ１６と共に被制御機器４０を制御する制御装
置を構成していた。すなわち、図１１に示した発振回路
２０からの出力信号Ａ，Ｂを、増幅器８，９により増幅
して差動増幅器１０に入力し、信号Ａ，Ｂの差分を得
る。その差分を増幅器１１により増幅して同期検波回路
１２により同期検波し、抵抗Ｒ３とコンデンサＣ１から
なる積分回路により積分して増幅器１３により増幅し、
信号ＡとＢの位相差に応じた直流電圧を得る。この直流
電圧をＡ／Ｄ変換回路１４によりＡ／Ｄ変換し、マイク
ロコンピュータ１６に入力して被制御機器４０を制御す
る。

【０００６】この位相差検出回路３３の差動増幅器１０
から得られる信号は、信号Ａ，Ｂとは位相が９０°異な
る正弦波として表われる。これを上記のように直流に変
換するために、図１１の混合器６の出力信号Ｃによりタ
イミングパルス成形回路１５によって信号Ａ，Ｂの平均
された位相から９０°遅れたタイミングパルスを成形
し、これを同期検波器１２に供給して増幅器１１から入
力される信号を全波整流する。

【０００７】この同期検波器１２から出力される信号の
電圧は、上記のように積分され、Ａ／Ｄ変換回路１４の
入力条件を満たすように、増幅器１３により増幅及びオ
フセットされる。可変抵抗Ｒ４はそのオフセット調整用
のものである。

【０００８】この図１２に示す増幅器８，９と差動増幅
器１０の具体例として、インスツルメンテーションアン
プと称する図１３に示すように構成されたものがある。
この回路において、１７，１８，１９はオペアンプであ
り、これらの各オペアンプ１７，１８，１９のそれぞれ
の出力端子と反転入力端子との間には帰還抵抗Ｒ５，Ｒ
６，Ｒ７が接続され、オペアンプ１７と１８の反転入力
端子が直接接続されている。そしてオペアンプ１７，１
８の出力端子は抵抗Ｒ９，Ｒ１０をそれぞれ介してオペ
アンプ１９の反転入力端子と非反転入力端子に接続さ
れ、その非反転入力端子は抵抗Ｒ１１を介して接地され
ている。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】上述した振動ジャイロ
による発振回路の出力信号のように、電圧が互いに等し
い２信号の僅かな位相差を検出するために、従来はその
２信号のレベル差を求め、これを同期検波して直流電圧
として出力していた。したがって、同期検波のためのタ
イミングパルスを成形する必要があり、そのタイミング
パルス成形回路の温度特性により同期検波のタイミング
がずれることがあるので、位相差検出の精度が必ずしも
満足できるものではなかった。

【００１０】また、従来では、上記２信号のレベル差を
求め、これを同期検波して直流電圧とし、更にこの直流
をＡ／Ｄ変換してマイコンに入力するため、被制御機器
を制御するための制御装置の構成が複雑になるという問
題もあった。

【００１１】この発明は上記の問題点に鑑みてなされた
ものであり、充分な位相差検出精度が得られる位相差検
出回路を提供することを第１の目的とし、その位相差検
出回路を用いた構成の簡単な制御装置を提供することを
第２の目的とする。

【００１２】

【課題が解決するための手段】この発明による位相差検
出回路は上記第１の目的を達成するため、動作レベルと
交わる傾斜を有する繰り返しの連続波形であって、位相
差が僅かである２信号を入力して、その２信号の位相差
を増幅する位相差増幅回路と、その位相差増幅回路から
出力される位相差が増幅された２つの信号をそれぞれ方
形波信号に変換する波形変換回路とからなることを特徴
とする。

【００１３】そして、好ましくは上記位相差増幅回路
を、それぞれ出力端子と反転入力端子との間に帰還抵抗
が接続された２個のオペアンプと、その各オペアンプの
反転入力端子の間に接続した抵抗とからなり、各オペア
ンプの非反転入力端子にそれぞれ上記２信号の一方の信
号と他方の信号を入力させることにより、一方のオペア
ンプの出力端子から上記２信号の位相差に応じて位相が
進んだ信号が出力され、他方のオペアンプの出力端子か
ら上記２信号の位相差に応じて位相が遅れた信号が出力
される回路で構成し、上記波形変換回路を、上記２個の
オペアンプの各出力信号を入力してそれぞれ方形波信号
に変換するゼロクロスコンパレータによって構成すると
よい。

【００１４】この発明による制御装置は上記第２の目的
を達成するため、上記各位相差検出回路と、その位相差
検出回路から得られる位相差のある２つの方形波信号を
各入力ポートに入力して、その位相差に応じて被制御機
器を制御するマイクロコンピュータとからなることを特
徴とする。

【００１５】

【作用】上記のように構成された位相差検出回路では、
２個のオペアンプにそれぞれ入力された２信号の位相差
が増幅され、この位相差が増幅された２つの信号がそれ
ぞれ方形波信号に変換される。したがって、振動ジャイ
ロによる発振回路の出力信号ように、僅かな位相差を有
する２信号の位相差を上記方形波信号の位相差として精
度よく検出することができる。

【００１６】また、上記のように構成された制御装置で
は、位相差検出回路で方形波信号に変換された２つの信
号が直接マイクロコンピュータに入力ポートに入力さ
れ、そのマイクロコンピュータにより被制御機器を制御
するので、制御装置の構成が簡単になり、且つ上記２信
号の位相差に応じた制御を精度よく行なうことができ
る。

【００１７】

【実施例】以下に、この発明の一実施例を図面に基づい
て具体的に説明する。図１はこの発明の基本的実施例を
示すブロック図であり、発振回路２０は、図１１に示し
た振動子４や増幅器５等からなる振動ジャイロによる発
振回路２０と同じである。その発振回路２０から出力さ
れる前述のように僅かな位相差を有する２信号Ａ，Ｂの
位相差を検出する位相差検出回路２３を、位相差増幅回
路２１と波形変換回路２２によって構成している。

【００１８】そして、発振回路２０からの出力信号Ａ，
Ｂが位相差増幅回路２１に入力され、相互の位相差が増
幅される。この位相差増幅回路２１の２つの出力信号は
それぞれ波形変換回路２２によって方形波に変換され
る。この位相差検出回路２３とマイクロコンピュータ１
６とによって被制御機器４０に対する制御装置を構成し
ており、位相差検出回路２３の波形変換回路２２によっ
て方形波に変換された２つの方形波信号をそれぞれマイ
クロコンピュータ１６の入力ポートにｐ１，ｐ２に入力
させ、そのマイクロコンピュータ１６によって信号Ａ，
Ｂの位相差に応じて被制御機器４０を制御する。

【００１９】位相差増幅回路２１は、その具体例を図２
に示すように、各別の帰還抵抗Ｒ１２，Ｒ１３が出力と
反転入力との間に接続され、かつ互いの反転入力端子が
抵抗Ｒ１４を介して接続された２個のオペアンプ２４，
２５を有する。そして、オペアンプ２４，２５の非反転
入力端子には、発振回路２０から出力される２信号Ａ，
Ｂが入力される。この２信号Ａ，Ｂは前述したように、
正弦波あるいは三角波のように動作レベルと交わる傾斜
を有する繰り返しの連続波形であって、僅かな位相差を
有する信号である。

【００２０】図２の例では、オペアンプ２４の非反転入
力端子には信号Ａが直接、反転入力端子には信号Ｂがオ
ペアンプ２５と帰還抵抗Ｒ１３及び可変抵抗Ｒ１４を介
してそれぞれ入力され、このオペアンプ２４の出力端子
からは、信号Ａ，Ｂの位相差に応じて位相が進んだ信号
Ａ１が出力される。一方、オペアンプ２５の非反転入力
端子には信号Ｂが直接、反転入力端子には信号Ａがオペ
アンプ２４と帰還抵抗Ｒ１２及び可変抵抗Ｒ１４を介し
て入力され、このオペアンプ２５の出力端子からは、信
号Ａ，Ｂの位相差に応じて位相が遅れた信号Ｂ１が出力
される。

【００２１】この位相差増幅回路２１の入力信号Ａ，Ｂ
とオペアンプ２４の出力信号Ａ１との位相関係を図４の
波形図に、入力信号Ａ，Ｂとオペアンプ２５の出力信号
Ｂ１との位相関係を図５の波形図にそれぞれ示す。これ
は、入力信号ＡとＢの位相差が１０°の場合であって、
出力信号Ａ１とＢ１は入力信号Ａ，Ｂの平均位相に対し
て９０°近くまで位相がずれていることが分かる。な
お、図４，図５におけるＶL は動作レベルを示す。この
ように、オペアンプ２４と２５では、それぞれ上記のよ
うに２つの入力信号の位相差に応じて位相が進んだ信号
と遅れた信号とが出力され、これらの出力信号相互の位
相差が入力信号ＡとＢの位相差を増幅したものになる。
このことは、次の数１の計算式からも明確である。

【００２２】

【数１】

【００２３】上記数１の式において、θＬ，θＲはオペ
アンプ２４，２５に入力される信号Ａ，Ｂの位相、θ
ａ，θｂは前記オペアンプ２４，２５から出力される信
号Ａ１，Ｂ１の位相である。このオペアンプ２４，２５
から出力される信号Ａ１，Ｂ１の位相差は、可変抵抗Ｒ
１４によって調整することができる。そして、これらの
オペアンプ２４，２５の出力信号Ａ１，Ｂ１は、それぞ
れ図１の波形変換回路２２に入力される。

【００２４】この波形変換回路２２は、図３に示すよう
にそれぞれ反転入力端子に入力信号に対するゼロクロス
点の電位であるＶcc／２が印加された２個のゼロクロス
コンパレータ２６，２７により構成されている。そし
て、このゼロクロスコンパレータ２６，２７の非反転入
力には、上記位相差増幅回路２１のオペアンプ２４，２
５の各出力信号Ａ１，Ｂ１がそれぞれ直流分カット用の
コンデンサＣ１０，Ｃ１１を介して入力され、抵抗Ｒ１
５，Ｒ１６を介して直流電圧Ｖccが印加された出力端子
には、信号Ａ１，Ｂ１の各ゼロクロス点で立ち上り又は
立ち下がる方形波に変換された信号Ａ２，Ｂ２が得られ
る。

【００２５】図１に示した実施例では、この波形変換回
路２２のはゼロクロスコンパレータ２６，２７から出力
される位相が異なる２つの方形波信号Ａ２，Ｂ２をその
ままマイクロコンピュータ１６の入力ポートｐ１，ｐ２
に入力して、被制御機器４０を制御するようにしてい
る。

【００２６】図６はこの発明の他の実施例を示し、その
位相差検出回路２３′は、図１の実施例と同じ位相差増
幅回路２１及び波形変換回路２２に加えて、その出力側
にＣＭＯＳバッファ２８及びＣＭＯＳインバータ２９
と、コンデンサＣ２と抵抗Ｒ１７及びコンデンサＣ３と
抵抗Ｒ１８よりなる一対の微分回路と、一対のＣＭＯＳ
バッファ３０，３１と、１個のＲＳフリップフロップ回
路３２とを設けている。

【００２７】そして、波形成形回路２２の図３に示した
ゼロクロスコンパレータ２６から出力される方形波信号
Ａ２をＣＭＯＳバッファ２８によって波形成形及びイン
ピーダンス変換し、またゼロクロスコンパレータ２７か
ら出力される方形波信号Ｂ２をＣＭＯＳインバータ２９
によって波形成形及びインピーダンス変換と極性反転し
て、コンデンサＣ２と抵抗Ｒ１７よりなる微分回路及び
コンデンサＣ３と抵抗Ｒ１８よりなる微分回路によりそ
れぞれ微分し、さらにＣＭＯＳバッファ３０，３１によ
って波形成形した後、ＲＳフリップフロップ３２に入力
する。

【００２８】図７の（ａ）はコンデンサＣ２と抵抗Ｒ１
７からなる微分回路の出力信号Ａ３の微分パルス波形
を、（ｂ）はコンデンサＣ３と抵抗Ｒ１８からなる微分
回路の出力信号Ｂ３の微分パルス波形をそれぞれ示す。
さらに、図８の（ａ）はバッファ３０の出力信号Ａ４の
波形を、（ｂ）はバッファ３１の出力信号Ｂ４の波形を
それぞれ示す。

【００２９】そして、図９の(ａ)，(ｂ)はそれぞれＲＳ
フリップフロップ３２のＱ１出力及びＱ２出力の信号波
形を示し、破線及び矢印はこれらの波形のデューディ比
（ｗ／Ｔ）が図８の(ａ)，(ｂ)に示した信号Ａ４とＢ４
の位相差に応じて変化することを示している。このＲＳ
フリップフロップ３２のＱ１出力又はＱ２出力を、図示
していないマイクロコンピュータの入力ポートに直接入
力して、その信号のデューティ比をマイクロコンピュー
タに認識させることによって、図１の実施例と同様にそ
のマイクロコンピュータによって信号ＡとＢの位相差に
応じて被制御機器を制御させることができる。

【００３０】あるいは、図６に示すようにこのＲＳフリ
ップフロップ３２のＱ１出力又はＱ２出力を、抵抗Ｒ１
９とコンデンサＣ４とにより構成された積分回路により
積分して直流に変換し、この直流信号によりマイクロコ
ンピュータを用いずに直接被制御機器を制御することも
可能である。

【００３１】図９の（ｃ）は抵抗Ｒ１９とコンデンサＣ
４からなる積分回路の出力信号波形を示すものであり、
その電圧レベルが同図の(ａ)，(ｂ)に示したＲＳフリッ
プフロップ３２のＱ１出力又はＱ２出力のデューティ比
に応じて変化する直流であるが、そのデューティ比が５
０％の時には電圧レベルがＶcc／２になることが示され
ている。

【００３２】さらに、上記積分回路により変換された直
流信号を、マイクロコンピュータのＡ／Ｄコンバータ付
き入力端子に入力させて、デジタル信号に変換して被制
御機器を制御させるようにしてもよい。なお、図６にお
ける波形変換回路２２の図３に示したゼロクロスコンパ
レータ２７の反転入力端子と非反転入力端子の接続を入
れ換えることにより、インバータ２９に代えてバッファ
２８と同様なバッファを用いることができる。

【００３３】また、図２及び図６における位相増幅回路
２１を図１０に示すように変更して、信号Ａ，Ｂをそれ
ぞれオペアンプ２４，２５の非反転入力端子にコンデン
サＣ２０，Ｃ２１を介して入力させるようにし、その両
非反転入力端子を抵抗Ｒ２０とＲ２１の直列回路で接続
してその中点にＶcc／２の電圧を印加するようにし、こ
れらの素子の組み合せによって位相差増幅回路２１の特
性、ひいては位相差検出回路２３，２３′の特性を変化
させるようにすこともできる。

【００３４】ところで、このような位相増幅回路２１
に、動作レベルと交わる傾斜を有しない信号、即ち方形
波のような２信号を直接入力しても位相差を増幅するこ
とはできないが、その方形波のような２信号をそれぞれ
三角波等又は正弦波のように動作レベルと交わる傾斜を
有する繰り返し連続波形の信号に変換して入力すること
により、その僅かな位相差を増幅することができる。

【００３５】これまでの説明では、位相差を検出すべき
２信号を、動作レベルと交わる傾斜を有する繰り返し連
続波形の信号としたが、これらの信号は連続相似波形の
信号であることが望ましい。上記各実施例では、この発
明を振動ジャイロに適用した例について説明したが、周
波数が互いに等しく且つ位相が僅かに異なる２信号の位
相差を測定する測定機器や、その位相差に応じて各種の
被制御機器制御する制御装置等にもこの発明を適用する
ことができる。

【００３６】

【発明の効果】以上説明してきたように、この発明によ
る位相差検出回路は、動作レベルと交わる傾斜を有する
繰り返しの連続波形であって、位相差が僅かである２信
号の位相差を増幅し、それを位相差が拡大された２つの
方形波信号として出力するので、上記２信号の僅かな位
相差を精度よく検出することができる。

【００３７】また、この発明による制御装置は、上記位
相差検出回路によって出力される位相差が拡大された２
つの方形波信号をマイクロコンピュータの入力ポートに
入力して、その位相差に応じて被制御機器を制御させる
ようにしたので、制御装置の構成が簡単になり、しかも
上記２信号の僅かな位相差に応じた高精度な制御を行な
うことができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の基本的実施例を示すブロック図であ
る。

【図２】図１における位相差増幅回路の具体例を示す回
路図である。

【図３】図１における波形変換回路の具体例を示す回路
図である。

【図４】図２に示した位相差増幅回路の入力信号Ａ，Ｂ
と一方の出力信号Ａ１の位相関係を示す波形図である。

【図５】図２に示した位相差増幅回路の入力信号Ａ，Ｂ
と他方の出力信号Ｂ１の位相関係を示す波形図である。

【図６】この発明の他の実施例を示すブロック回路図で
ある。

【図７】図６の実施例における各微分回路の出力信号の
波形図である。

【図８】同じく図６の実施例のバッファ３０，３１の出
力信号の波形図である。

【図９】同じく図６の実施例におけるＲＳフリップフロ
ップ３２のＱ１出力及びＱ２出力の信号波形とそれを積
分して直流に変換した信号を示す波形図である。

【図１０】図１又は図６に示した実施例における位相差
増幅回路２１の図２と異なる例を示す回路図である。

【図１１】振動ジャイロによる発振回路の一例を示す回
路図である。

【図１２】図１１の発振回路の出力信号Ａ，Ｂの位相差
に応じて被制御機器を制御するための従来の位相差検出
回路及び制御装置の例を示すブロック回路図である。

【図１３】図１２における増幅器８，９と差動増幅器１
０の具体例を示す回路図である。

【符号の説明】

１：振動体 ２，３：圧電素子 ４：振動子 ５：増幅器 ６：混合器 ７：ＡＧＣ回路 １６：マイクロコンピュータ ２０：発振回路 ２１：位相差増幅回路 ２２：波形変換回路 ２３，２３′：位相差検出回路 ２４，２５：オペア
ンプ ２６，２７：ゼロクロスコンパレータ ２８，３０，３１：ＣＭＯＳバッファ ２９：ＣＭＯＳインバータ ３２：ＲＳフリップフロ
ップ

Claims (4)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 動作レベルと交わる傾斜を有する繰り返
   しの連続波形であって、位相差が僅かである２信号を入
   力して、その２信号の位相差を増幅する位相差増幅回路
   と、その位相差増幅回路から出力される位相差が増幅さ
   れた２つの信号をそれぞれ方形波信号に変換する波形変
   換回路とからなることを特徴とする位相差検出回路。
2. 【請求項２】 請求項１記載の位相差検出回路におい
   て、 前記位相差増幅回路を、それぞれ出力端子と反転入力端
   子との間に帰還抵抗が接続された２個のオペアンプと、
   その各オペアンプの反転入力端子の間に接続した抵抗と
   からなり、各オペアンプの非反転入力端子にそれぞれ前
   記２信号の一方の信号と他方の信号を入力させることに
   より、一方のオペアンプの出力端子から上記２信号の位
   相差に応じて位相が進んだ信号が出力され、他方のオペ
   アンプの出力端子から上記２信号の位相差に応じて位相
   が遅れた信号が出力される回路で構成し、前記波形変換
   回路を、前記２個のオペアンプの各出力信号を入力して
   それぞれ方形波信号に変換するゼロクロスコンパレータ
   で構成したことを特徴とする位相差検出回路。
3. 【請求項３】 動作レベルと交わる傾斜を有する繰り返
   しの連続波形であって、位相差が僅かである２信号を入
   力して、その２信号の位相差を増幅する位相差増幅回路
   と、その位相差増幅回路から出力される位相差が増幅さ
   れた２つの信号をそれぞれ方形波信号に変換する波形変
   換回路とからなる位相差検出回路と、その位相差検出回
   路から得られる位相差のある２つの方形波信号をそれぞ
   れ入力ポートに入力して、その位相差に応じて被制御機
   器を制御するマイクロコンピュータとからなることを特
   徴とする制御装置。
4. 【請求項４】 請求項３記載の制御装置において、 前記位相差検出回路を、それぞれ出力端子と反転入力端
   子との間に帰還抵抗が接続された２個のオペアンプと、
   その各オペアンプの反転入力端子の間に接続した抵抗と
   からなり、前記各オペアンプの非反転入力端子にそれぞ
   れ前記２信号の一方の信号と他方の信号を入力させこと
   により、前記一方のオペアンプの出力端子から前記２信
   号の位相差に応じて位相が進んだ信号が出力され、前記
   他方のオペアンプの出力端子から前記２信号の位相差に
   応じて位相が遅れた信号が出力される位相差増幅回路
   と、前記２個のオペアンプの各出力信号を入力してそれ
   ぞれ方形波信号に変換するゼロクロスコンパレータから
   なる波形変換回路とによって構成したことを特徴とする
   制御装置。