JPH0698402A - Ｐｗｍコンバータ制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 この発明は、周辺磁界等の影響を受けること
がなく、制御誤差を低減して制御精度及び電力変換率を
向上させたＰＷＭコンバータ制御装置を得る。 【構成】 誘導集電コイル１からＰＷＭコンバータ11に
供給される三相電流I_U〜Ｉ_W及び三相電圧Ｖ_U〜Ｖ_Wに基
づいて、誘導集電コイル内の誘起電圧Ｖ_SU、Ｖ_SV及びＶ
_SWを瞬時演算により求める内部誘起電圧検出回路20を設
けた。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、磁気浮上式列車等に
搭載される誘導集電用のＰＷＭコンバータ制御装置に関
し、特に制御精度及び電力変換率を向上させたＰＷＭコ
ンバータ制御装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】従来より、磁気浮上式のリニアモータカ
ーにおいては、地上側からの誘導磁界を利用して、車両
側の誘導集電コイルに誘起される電圧により種々の直流
負荷を駆動している。この場合、誘導集電コイルからの
交流電力はＰＷＭコンバータを介して直流電力に変換さ
れるが、誘起電力を高効率に利用するため、ＰＷＭコン
バータ内のスイッチング素子を最適にオンオフ制御する
必要がある。

【０００３】図４は例えば第22回鉄道サイバネシンポジ
ウム第603号第475頁〜第479頁「ＰＷＭコンバータによる
非接触集電有効電力の向上」に記載された従来のＰＷＭ
コンバータ制御装置を示す構成図である。図において、
１は地上側の一次コイル(図示せず)に対向する誘導集電
コイルであり、内部インピーダンスＲ(抵抗器)及びＬ
(インダクタンス)を介して、誘起電圧Ｖ_SU、Ｖ_SV及びＶ
_SWに基づく三相電圧Ｖ_U、Ｖ_V及びＶ_W並びに三相電流
Ｉ_U、Ｉ_V及びＩ_Wを出力する。

【０００４】11は誘導集電コイル１からの三相電圧Ｖ_U、
Ｖ_V及びＶ_W並びに三相電流Ｉ_U、Ｉ_V及びＩ_Wが入力され
るＰＷＭコンバータであり、トランジスタブリッジから
なるインバータで構成され、交流電力を直流電力に変換
する。尚、誘導集電コイル１とＰＷＭコンバータ11との
間のラインには、三相電流Ｉ_U、Ｉ_V及びＩ_Wを検出するた
めの変流器が設けられている。12はＰＷＭコンバータ11
の直流出力端子間に接続されたフィルタコンデンサ、13
はフィルタコンデンサ12の両端間に接続された負荷であ
る。

【０００５】２は誘導集電コイル１の近傍に配置されて
誘起電圧Ｖ_SU、Ｖ_SV及びＶ_SWとほぼ同位相の三相電圧Ｖ
_SU′、Ｖ_SV′及びＶ_SW′を検出するピックアップコイ
ル、３は三相電圧Ｖ_SU′、Ｖ_SV′及びＶ_SW′から誘起電
圧Ｖ_SU、Ｖ_SV及びＶ_SWの位相を検出してＰＷＭコンバー
タ11の制御に必要な正弦波信号sinωt及びcosωtを生成
する同期位相検出回路、４は正弦波信号sinωt及びcos
ωｔ並びに三相電流Ｉ_U、Ｉ_V及びＩ_Wに基づいて三相電
流Ｉ_U、Ｉ_V及びＩ_Wの有効分Ｉ_P及び無効分Ｉ_Qを検出する
３相／２相変換回路である。

【０００６】５は無効分Ｉ_Qと無効電力基準Ｑ_Rとの偏差
に基づいて無効電力指令Ｑを生成するＱコントローラ、
６はフィルタコンデンサ12の出力電圧Ｖ_Fと出力電圧基
準Ｆ_Rとの偏差に基づいて電圧指令Ｖを生成するＶコン
トローラ、７は有効分Ｉ_Pと電圧指令Ｖとの偏差に基づい
て有効電力指令Ｐを生成するＰコントローラである。

【０００７】８は無効電力指令Ｑ及び有効電力指令Ｐ並
びに正弦波信号sinωt及びcosωtに基づいてＰＷＭコン
バータ11が出力すべき正弦波電圧ｅ_U、ｅ_V及びｅ_Wを決定
する２相／３相変換回路、９は正弦波電圧ｅ_U、ｅ_V及び
ｅ_Wに基づいてＰＷＭコンバータ11に対する制御パルスC
_Pを決定するＰＷＭパルス発生回路、10は制御パルスC_P
を増幅してＰＷＭコンバータ11内のトランジスタを実際
にオンオフするゲート回路である。

【０００８】次に、図４を参照しながら、従来のＰＷＭ
コンバータ制御装置の動作について説明する。まず、誘
導集電コイル１は、地上側からの誘導磁界により集電さ
れた三相の誘起電圧Ｖ_SU、Ｖ_SV及びＶ_SWを、それぞれ内
部インピーダンスＲ及びＬを介して三相電圧Ｖ_U、Ｖ_V及
びＶ_W並びに三相電流Ｉ_U、Ｉ_V及びＩ_Wとし、ＰＷＭコン
バータ11に供給する。

【０００９】ＰＷＭコンバータ11は、入力された三相の
交流電力を直流電力に変換し、フィルタコンデンサ12を
介して平滑された電力を負荷13に供給する。このとき、
ＰＷＭコンバータ11のトランジスタをオンオフさせて出
力電圧及び位相を制御することにより、有効電力及び無
効電力を制御し、力率が１となるような高効率運転を実
現させる。

【００１０】通常、誘導集電コイル１の内部インピーダ
ンスとなるインダクタンスＬは非常に大きく、％インピ
ーダンスが300％〜500％となるため、最大限に有効電力
を取得するためには、インダクタンスＬが発生する無効
電力を相殺するように、ＰＷＭコンバータ11から無効電
力を発生させる必要がある。又、力率＝１となるように
ＰＷＭコンバータ11を制御するためには、誘起電圧
Ｖ_SU、Ｖ_SV及びＶ_SWの位相の零点を正確に知る必要があ
る。

【００１１】従って、ピックアップコイル２、誘導集電
コイル１の誘起電圧Ｖ_SU、Ｖ_SV及びＶ_SWによる磁束変化
を検出して誘起電圧とほぼ同位相の三相電圧Ｖ_SU′、Ｖ
_SV′及びＶ_SW′を取得し、同期位相検出回路３は、共に
波高値＝１で検出電圧Ｖ_SU′と同位相の正弦波信号sin
ωtと90°位相差の正弦波信号cosωtとを生成する。又、
３相／２相変換回路４は、正弦波信号sinωt及びcosωt
並びに三相電流Ｉ_U、Ｉ_V及びＩ_Wに基づく演算により、電
流の有効分Ｉ_P及び無効分Ｉ_Qを検出する。

【００１２】Ｑコントローラ５は、無効分Ｉ_Qと無効電
力基準Ｑ_Rとの偏差を増幅することにより無効電力制御
用の無効電力指令Ｑを生成し、又、Ｖコントローラ６
は、フィルタコンデンサ12からフィードバックされた出
力電圧Ｖ_Fと出力電圧基準Ｆ_Rとの偏差に基づいて電圧制
御用の電圧指令Ｖを演算し、Ｐコントローラ７は、有効
分Ｉ_Pと電圧指令Ｖとの偏差に基づいて、有効電力制御用
の有効電力指令Ｐを生成する。

【００１３】２相／３相変換回路８は、無効電力指令Ｑ
及び有効電力指令Ｐ並びに正弦波信号sinωt及びcosωt
に基づいて、ＰＷＭコンバータ11が出力すべき電圧及び
位相の正弦波瞬時波形を決定し、正弦波電圧ｅ_U、ｅ_V及
びｅ_Wとして出力する。ＰＷＭパルス発生回路９は、正
弦波電圧ｅ_U、ｅ_V及びｅ_Wを例えば三角波キャリアと比較
し、ＰＷＭコンバータ11が出力すべきパルス波形を制御
パルスＣ_Pとして生成する。

【００１４】最後に、ゲート回路10は、制御パルスＣ_Pを
増幅してＰＷＭコンバータ11内のトランジスタをオンオ
フ制御する。これにより、ＰＷＭコンバータ11の直流出
力端子から所要の直流電圧が出力され、フィルタコンデ
ンサ12は、直流リップルを吸収した出力電圧Ｖ_Fを負荷1
3に印加する。このように、ピックアップコイル２から
の三相電圧Ｖ_SU′、Ｖ_SV′及びＶ_SW′に基づいて、ＰＷ
Ｍコンバータ11に対する制御パルスＣ_Pの基準位相を決
定している。

【００１５】しかしながら、周辺磁界等の影響を受けた
場合、ピックアップコイル２で検出される三相電圧
Ｖ_SU′、Ｖ_SV′及びＶ_SW′の位相は、誘導集電コイル１
内の誘起電圧Ｖ_SU、Ｖ_SV及びＶ_SWの位相と大きく異なる
ことがある。このため、ＰＷＭコンバータ11に対する制
御誤差が増大し、例えば、直流出力端子側の電圧が変動
したり、負荷13に対する供給電力が低下する現象が発生
するおそれがある。従って、このような制御誤差が生じ
ると、高効率運転を実現することはできない。

【００１６】

【発明が解決しようとする課題】従来のＰＷＭコンバー
タ制御装置は以上のように、誘導集電コイル１内の誘起
電圧Ｖ_SU、Ｖ_SV及びＶ_SWを検出する手段としてピックア
ップコイル２を用いているので、周辺磁界等の影響によ
り誘導集電コイル１とピックアップコイル２との位相差
が大きくなり、制御誤差が増大して所要の直流電力を取
得することができないという問題点があった。

【００１７】この発明は上記のような問題点を解決する
ためになされたもので、制御誤差を低減し、制御精度及
び電力変換率を向上させたＰＷＭコンバータ制御装置を
得ることを目的とする。

【００１８】

【課題を解決するための手段】この発明に係るＰＷＭコ
ンバータ制御装置は、誘導集電コイルからＰＷＭコンバ
ータに供給される三相電流及び三相電圧に基づいて、誘
導集電コイル内の誘起電圧を演算により求める内部誘起
電圧検出回路を設けたものである。

【００１９】

【作用】この発明においては、ＰＷＭコンバータに入力
される三相電流及び三相電圧に基づく瞬時演算により、
集電コイルの誘導電圧を検出する。

【００２０】

【実施例】実施例１．以下、この発明の実施例１を図に
ついて説明する。図１はこの発明の実施例１を示す構成
図であり、１及び３〜13は前述と同様のものである。20
は誘導集電コイル１内の誘起電圧Ｖ_SU、Ｖ_SV及びＶ_SWを
検出するための内部誘起電圧検出回路であり、誘導集電
コイル１からＰＷＭコンバータ11に供給される三相電流
Ｉ_U、Ｉ_V及びＩ_W並びに三相電圧Ｖ_U、Ｖ_V及びＶ_Wに基づい
て、誘起電圧Ｖ_SU、Ｖ_SV及びＶ_SWに相当した三相電圧Ｖ
_SU′、Ｖ_SV′及びＶ_SW′を演算により求める。尚、誘導
集電コイル１とＰＷＭコンバータ11との間のラインに
は、三相電圧Ｖ_U、Ｖ_V及びＶ_Wを検出するための電圧セン
サ(図示せず)が設けられている。

【００２１】図２は図１内の内部誘起電圧検出回路20の
１相(Ｕ相)分の構成を示す回路図であり、21はＰＷＭコ
ンバータ11のＵ相入力電流Ｉ_Uの入力端子と演算増幅器
(後述する）の入力端子との間に挿入されて比例ゲイン
を決定するための抵抗器、22は演算増幅器の入出力端子
間に接続されて微分係数を決定するための抵抗器、23は
抵抗器21の両端間に並列接続されて微分係数を決定する
ためのコンデンサ、24は抵抗器21及びコンデンサ23とＵ
相検出電圧Ｖ_SU′の出力端子との間に挿入された演算増
幅器である。尚、Ｕ相検出電圧Ｖ_SU′は、演算増幅器24
の出力電圧Ｖ_Aと誘ＰＷＭコンバータ11のＵ相入力電圧
Ｖ_Uとの和により与えられる。

【００２２】次に、図２を参照しながら、図１に示した
この発明の実施例１の動作について説明する。尚、内部
誘起電圧検出回路20以外の動作は前述と同様なので、こ
こでは省略する。内部誘起電圧検出回路20は、ＰＷＭコ
ンバータ11の三相入力電流Ｉ_U、Ｉ_V及びＩ_W並びに三相
入力電圧Ｖ_U、Ｖ_V及びＶ_Wに基づいて、誘導集電コイル
１内の誘起電圧Ｖ_SU、Ｖ_SV及びＶ_SWに相当した三相電圧
Ｖ_SU′、Ｖ_SV′及びＶ_SW′を演算する。

【００２３】ここで、誘導集電コイル１の等価回路は、
図１のように内部インピーダンスＲ及びＬを含む電圧源
と考えることができる。従って、例えばＵ相について考
慮すると、Ｕ相誘起電圧Ｖ_SU、ＰＷＭコンバータ11のＵ
相入力電圧Ｖ_U及びＵ相入力電流Ｉ_Uの間に、以下の関係
が成り立つ。

【００２４】 Ｖ_SU＝Ｖ_U＋Ｒ・Ｉ_U＋Ｌ(ｄＩ_U／ｄｔ) …

【００２５】但し、式は各入力電圧及び入力電流等の
瞬時値に対して成立する。従って、式より、Ｕ相入力
電圧Ｖ_U及びＵ相入力電流Ｉ_U等の各瞬時値と、内部イン
ピーダンスＲ及びＬの値とに基づいて、Ｕ相誘起電圧Ｖ
_SUの瞬時波形を取得可能なことが分かる。

【００２６】ここで、誘導集電コイル１の内部インピー
ダンスとなる抵抗値Ｒ及びインダクタンスＬの値が固定
されているものとすると、内部インピーダンスの値Ｚ
は、以下のように表わされる。

【００２７】Ｚ＝Ｒ＋ｊωＬ …

【００２８】但し、式において、角周波数ωは周波数
ｆを用いて、ω＝２πｆで表わされる。式より、式
は以下のように変形される。

【００２９】Ｖ_SU＝Ｖ_U＋(Ｒ＋ｊωＬ)Ｉ_U …

【００３０】従って、式を実現するための回路とし
て、図２のように演算増幅器24を用いた回路が構成され
る。図２より、内部誘起電圧検出回路20から出力される
Ｕ相誘起電圧Ｖ_SU′は、以下のように表わされる。

【００３１】 Ｖ_SU′＝Ｖ_U＋(Ｒ₂／Ｒ₁＋ｊωＣＲ₂)Ｉ_U …

【００３２】式及び式より、以下のように抵抗器2
1、22及びコンデンサ23の回路定数を選択すれば、式
が式と一致し、式の演算を各瞬時値に対して行うこ
とができる。

【００３３】Ｒ＝Ｒ₂／Ｒ₁ ； Ｌ＝ＣＲ₂ …

【００３４】従って、図２と同一構成の回路を３相分設
置することにより、誘導集電コイル１内の誘起電圧
Ｖ_SU、Ｖ_SV及びＶ_SWの瞬時波形に相当した三相電圧
Ｖ_SU′、Ｖ_SV′及びＶ_SW′を得ることができる。以下、
前述と同様に、三相電圧Ｖ_SU′、Ｖ_SV′及びＶ_SW′を基
準として、周辺磁界等に影響されない高精度の制御パル
スＣ_Pを得ることができる。

【００３５】このように、内部誘起電圧検出回路20を設
けることのみで、誘導集電コイル１内の三相誘起電圧を
求めることができる。従って、図４のように誘導集電コ
イル１の近傍にピックアップコイルを設置する必要がな
く、長い配線を設置する必要もない。又、内部誘起電圧
検出回路20は、ＰＷＭコンバータ11内に内蔵させること
ができるので、更に小形で且つ安価に構成することがで
きる。

【００３６】実施例２．尚、上記実施例１では、内部誘
起電圧検出回路20を図２のようなアナログ回路で構成し
たが、図３のようにマイクロコンピュータで構成しても
よい。

【００３７】図３において、25はＰＷＭコンバータ11の
Ｕ相入力電流Ｉ_Uをデジタル信号に変換するＡＤコンバ
ータ、26はＵ相入力電圧Ｖ_Uをデジタル信号に変換するＡ
Ｄコンバータ、27はデジタル信号に変換されたＵ相入力
電流Ｉ_U及びＵ相入力電圧Ｖ_Uを取り込みＵ相誘起電圧Ｖ
_SU′を演算するマイクロコンピュータ、28は演算された
Ｕ相誘起電圧Ｖ_SU′をアナログ信号に変換するＤＡコン
バータである。

【００３８】マイクロコンピュータ27は、ＡＤコンバー
タ25を介したＵ相入力電流Ｉ_Uを微分する微分機能27a
と、微分されたＵ相入力電流Ｉ_Uに内部インダクタンス
の値Ｌを乗算する乗算機能27bと、ＡＤコンバータ25を
介したＵ相入力電流Ｉ_Uに内部抵抗値Ｒを乗算する乗算
機能27ｃと、乗算機能27ｂ及び27ｃの各演算結果並びに
ＡＤコンバータ26からのＵ相入力電圧Ｖ_Uを加算する加
算機能27ｄとを含む。

【００３９】図３内のマイクロコンピュータ17の演算に
より、式に相当しするＵ相誘起電圧Ｖ_SU′が得られる
ことは明らかであり、実施例２の場合も実施例１と同様
の効果を奏することが分かる。又、上記各実施例では、
ＰＷＭコンバータ11内のスイッチング素子としてトラン
ジスタを用いたが、ＧＴＯサイリスタ、又はＩＧＢＴ等
を用いてもよい。

【００４０】

【発明の効果】以上のようにこの発明によれば、誘導集
電コイルからＰＷＭコンバータに供給される三相電流及
び三相電圧に基づいて、誘導集電コイル内の誘起電圧を
瞬時演算により求める内部誘起電圧検出回路を設けたの
で、周辺磁界等の影響を受けることがなく、制御誤差を
低減して制御精度及び電力変換率を向上させたＰＷＭコ
ンバータ制御装置が得られる効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の実施例１を示す構成図である。

【図２】図１内の内部誘起電圧検出回路を示す回路図で
ある。

【図３】図１内の内部誘起電圧検出回路の他の構成例を
示す回路図である。

【図４】従来のＰＷＭコンバータ制御装置を示す構成図
である。

【符号の説明】

１ 誘導集電コイル ３ 同期位相検出回路 ４ ２相／３相変換回路 ５ Ｑコントローラ ７ Ｐコントローラ ８ ３相／２相変換回路 ９ ＰＷＭパルス発生回路 11 ＰＷＭコンバータ 13 負荷 20 内部誘起電圧検出回路 Ｉ_U、Ｉ_V、Ｉ_W 三相電流 Ｖ_U、Ｖ_V、Ｖ_W 三相電圧 Ｖ_SU、Ｖ_SV、Ｖ_SW 誘起電圧 Ｖ_SU′、Ｖ_SV′、Ｖ_SW′ 演算された誘起電圧 sinωt、cosωt 正弦波信号 Ｉ_P 有効分 Ｉ_Q 無効分 Ｖ_F ＰＷＭコンバータの出力電圧 Ｆ_R 出力電圧基準 Ｐ 有効電力指令 Ｑ_R 無効電力基準 Ｑ 無効電力指令 ｅ_U、ｅ_V、ｅ_W ＰＷＭコンバータが出力すべき電圧 Ｃ_P 制御パルス

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 松浦 敏明 神戸市兵庫区和田崎町１丁目１番２号 三 菱電機株式会社神戸製作所内

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 誘導集電コイルからの交流電力を直流電
   力に変換して負荷に供給するＰＷＭコンバータの制御装
   置であって、 前記ＰＷＭコンバータに入力される電流及び電圧に基づ
   いて前記誘導集電コイル内の誘起電圧を演算により求め
   る内部誘起電圧検出回路と、 前記誘起電圧に基づいて正弦波信号を生成する同期位相
   検出回路と、 前記ＰＷＭコンバータに入力される電流及び前記正弦波
   信号に基づいて前記電流の有効分及び無効分を検出する
   第１の変換回路と、 前記ＰＷＭコンバータの出力電圧、出力電圧基準及び前
   記有効分に基づいて有効電力指令を生成するＰコントロ
   ーラと、 無効電力基準及び前記無効分に基づいて無効電力指令を
   生成するＱコントローラと、 前記正弦波信号、前記有効電力指令及び前記無効電力指
   令に基づいて前記ＰＷＭコンバータが出力すべき電圧を
   生成する第２の変換回路と、 前記ＰＷＭコンバータが出力すべき電圧に基づいて前記
   ＰＷＭコンバータ内のスイッチング素子開閉用の制御パ
   ルスを生成するＰＷＭパルス発生回路と、 を備えたＰＷＭコンバータ制御装置。