JPH0695623B2 - アクテイブフイルタ - Google Patents
アクテイブフイルタInfo
- Publication number
- JPH0695623B2 JPH0695623B2 JP20738586A JP20738586A JPH0695623B2 JP H0695623 B2 JPH0695623 B2 JP H0695623B2 JP 20738586 A JP20738586 A JP 20738586A JP 20738586 A JP20738586 A JP 20738586A JP H0695623 B2 JPH0695623 B2 JP H0695623B2
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- output
- circuit
- input terminal
- inverting input
- resistor
- Prior art date
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Description
【発明の詳細な説明】 （イ）産業上の利用分野 本発明は、オペアンプを使用したアクティブフィルタに
関するもので、特にIC（集積回路）化に適したアクティ
ブフィルタに関する。
関するもので、特にIC（集積回路）化に適したアクティ
ブフィルタに関する。
（ロ）従来の技術 オペアンプを使用することによりローパス出力、ハイパ
ス出力及びバンドパス出力が得られるアクティブフィル
タが、1981年８月１日付でCQ出版社から発行された雑誌
「トランジスタ技術」昭和56年８月号第292頁に記載さ
れている。第２図は、前記アクティブフィルタを示す回
路図で、（１）は入力端子、（２）はハイパス出力端
子、（３）はバンドパス出力端子及び、（４）はローパ
ス出力端子である。入力端子（１）は抵抗（５）を介し
て第１オペアンプ（６）の反転入力端子に接続される。
第１オペアンプ（６）は反転増幅回路を構成し、その出
力端子は抵抗（７）を介して第２オペアンプ（８）の反
転入力端子に接続される。第２オペアンプ（８）は積分
回路を構成するもので、その出力は、抵抗（９）及び
（10）により分圧されて第１オペアンプ（６）の非反転
入力端子に帰還されるとともに、抵抗（11）を介して第
３オペアンプ（12）の反転入力端子に印加される。第３
オペアンプ（12）も第２オペアンプ（８）と同様に積分
回路を構成するもので、第２オペアンプ（８）の出力を
更に積分し、抵抗（13）を介して第１オペアンプ（６）
の反転入力端子に帰還する構成となっている。
ス出力及びバンドパス出力が得られるアクティブフィル
タが、1981年８月１日付でCQ出版社から発行された雑誌
「トランジスタ技術」昭和56年８月号第292頁に記載さ
れている。第２図は、前記アクティブフィルタを示す回
路図で、（１）は入力端子、（２）はハイパス出力端
子、（３）はバンドパス出力端子及び、（４）はローパ
ス出力端子である。入力端子（１）は抵抗（５）を介し
て第１オペアンプ（６）の反転入力端子に接続される。
第１オペアンプ（６）は反転増幅回路を構成し、その出
力端子は抵抗（７）を介して第２オペアンプ（８）の反
転入力端子に接続される。第２オペアンプ（８）は積分
回路を構成するもので、その出力は、抵抗（９）及び
（10）により分圧されて第１オペアンプ（６）の非反転
入力端子に帰還されるとともに、抵抗（11）を介して第
３オペアンプ（12）の反転入力端子に印加される。第３
オペアンプ（12）も第２オペアンプ（８）と同様に積分
回路を構成するもので、第２オペアンプ（８）の出力を
更に積分し、抵抗（13）を介して第１オペアンプ（６）
の反転入力端子に帰還する構成となっている。
上述の様な構成によって、第１オペアンプ（６）のハイ
パス出力端子（２）、第２オペアンプ（８）のバンドパ
ス出力端子（３）及び、第３オペアンプ（12）のローパ
ス出力端子（４）には各々フィルタ出力が得られる。
パス出力端子（２）、第２オペアンプ（８）のバンドパ
ス出力端子（３）及び、第３オペアンプ（12）のローパ
ス出力端子（４）には各々フィルタ出力が得られる。
（ハ）発明が解決しようとする問題点 ところで、第２図の回路において、入力端子（１）に対
して各出力端子に発生する信号の利得（H0）を求めると
全ての出力端子について等しくなり、例えば抵抗
（９），（10），（13）及び（14）の値を等しくＲ、抵
抗（５）の値をRG、抵抗（７）及び（11）の値を等しく
設定すれば利得（H0）は となる。
して各出力端子に発生する信号の利得（H0）を求めると
全ての出力端子について等しくなり、例えば抵抗
（９），（10），（13）及び（14）の値を等しくＲ、抵
抗（５）の値をRG、抵抗（７）及び（11）の値を等しく
設定すれば利得（H0）は となる。
第（１）式から明らかな様に利得H0は、抵抗Ｒ及び抵抗
RGの比によって定まる。その為、第２図の回路をIC化
し、高い利得を得ようとすると、抵抗の比を大きくしな
ければならない。しかしながら、IC化に際しては抵抗の
バラツキがあるので、抵抗比を所定値以上大きくするこ
とが出来ない。その為、第２図の如き回路はIC化した場
合に利得を大きくする事が出来ないという問題がある。
RGの比によって定まる。その為、第２図の回路をIC化
し、高い利得を得ようとすると、抵抗の比を大きくしな
ければならない。しかしながら、IC化に際しては抵抗の
バラツキがあるので、抵抗比を所定値以上大きくするこ
とが出来ない。その為、第２図の如き回路はIC化した場
合に利得を大きくする事が出来ないという問題がある。
（ニ）問題点を解決するための手段 本発明は、上述の点に鑑み成されたもので、非反転入力
端子に入力信号が印加される第１積分回路と、非反転入
力端子に前記第１積分回路の出力信号が印加される第２
積分回路と、該第２積分回路の出力信号が得られる出力
端子と前記第１積分回路の反転入力端子との間に接続さ
れる第１帰還回路と、前記出力端子と前記第２積分回路
の反転入力端子との間に接続される第２帰還回路とから
成るアクティブフィルタにおいて、前記第２帰還回路
を、一端が基準電位に、他端が前記第２積分回路の反転
入力端子に接続された第１抵抗と、一端が前記第２積分
回路の反転入力端子に、他端が前記出力端子に接続され
た第２抵抗とによって構成し、前記第２抵抗の値を前記
第１抵抗の値よりも大とすることにより、前記第１積分
回路の出力端にハンドパス出力を得る様にしたことを特
徴とする。
端子に入力信号が印加される第１積分回路と、非反転入
力端子に前記第１積分回路の出力信号が印加される第２
積分回路と、該第２積分回路の出力信号が得られる出力
端子と前記第１積分回路の反転入力端子との間に接続さ
れる第１帰還回路と、前記出力端子と前記第２積分回路
の反転入力端子との間に接続される第２帰還回路とから
成るアクティブフィルタにおいて、前記第２帰還回路
を、一端が基準電位に、他端が前記第２積分回路の反転
入力端子に接続された第１抵抗と、一端が前記第２積分
回路の反転入力端子に、他端が前記出力端子に接続され
た第２抵抗とによって構成し、前記第２抵抗の値を前記
第１抵抗の値よりも大とすることにより、前記第１積分
回路の出力端にハンドパス出力を得る様にしたことを特
徴とする。
（ホ）作用 本発明に依れば第２積分回路の出力端子と反転入力端子
との間に挿入された第２帰還回路を構成する第２抵抗の
値を第１抵抗の値より大きくしているので、第１積分回
路の出力端子にバンドパス出力が得られる。
との間に挿入された第２帰還回路を構成する第２抵抗の
値を第１抵抗の値より大きくしているので、第１積分回
路の出力端子にバンドパス出力が得られる。
（ヘ）実施例 第１図は、本発明の一実施例を示す回路図で、（15）は
交流信号源、（16）は、第１オペアンプ（17）、第１コ
ンデンサ（18）、及び第１バッファ増幅回路（19）から
成る第１積分回路、（20）は第２オペアンプ（21）、第
２コンデンサ（22）、及び第２バッファ増幅回路（23）
から成る第２積分回路、（24）は前記第２積分回路（2
0）の出力信号を第１オペアンプ（17）の反転入力端子
に帰還させるための伝送路を構成する第１帰還回路、
（25）は前記第２積分回路（20）の出力端子と反転入力
端子との間に挿入され、第１及び第２抵抗（26）及び
（27）から成る第２帰還回路、（28）はバンドパス出力
を得る為の第１出力端子、（29）はローパス出力を得る
為の第２出力端子である。
交流信号源、（16）は、第１オペアンプ（17）、第１コ
ンデンサ（18）、及び第１バッファ増幅回路（19）から
成る第１積分回路、（20）は第２オペアンプ（21）、第
２コンデンサ（22）、及び第２バッファ増幅回路（23）
から成る第２積分回路、（24）は前記第２積分回路（2
0）の出力信号を第１オペアンプ（17）の反転入力端子
に帰還させるための伝送路を構成する第１帰還回路、
（25）は前記第２積分回路（20）の出力端子と反転入力
端子との間に挿入され、第１及び第２抵抗（26）及び
（27）から成る第２帰還回路、（28）はバンドパス出力
を得る為の第１出力端子、（29）はローパス出力を得る
為の第２出力端子である。
今、交流信号源（15）からの入力信号をV1、第１出力端
子（28）に発生する出力信号をV2、第２出力端子（29）
に発生する出力信号をV3、第１コンデンサ（18）の容量
をC1、第２コンデンサ（22）の容量をC2、第１及び第２
オペアンプ（17）及び（21）の相互コンダクタンスをg
m、抵抗（26）及び（27）の抵抗値をR1及びR2とする
と、第１出力端子（28）に発生する出力信号V2は 〔ただし、Ｓ＝ｊω（ωは角周波数）〕 となり、第２出力端子（29）に発生する出力信号V3は となる。そして、第（２）式及び第（３）式より交流信
号源（15）と第２出力端子（29）との間の伝達関数（V3
／V1）は となり、そのカットオフ周波数、fC1及び利得H01は となる。従って、第（４）式より第２出力端子（29）に
ローパス出力が得られる事が解かる。
子（28）に発生する出力信号をV2、第２出力端子（29）
に発生する出力信号をV3、第１コンデンサ（18）の容量
をC1、第２コンデンサ（22）の容量をC2、第１及び第２
オペアンプ（17）及び（21）の相互コンダクタンスをg
m、抵抗（26）及び（27）の抵抗値をR1及びR2とする
と、第１出力端子（28）に発生する出力信号V2は 〔ただし、Ｓ＝ｊω（ωは角周波数）〕 となり、第２出力端子（29）に発生する出力信号V3は となる。そして、第（２）式及び第（３）式より交流信
号源（15）と第２出力端子（29）との間の伝達関数（V3
／V1）は となり、そのカットオフ周波数、fC1及び利得H01は となる。従って、第（４）式より第２出力端子（29）に
ローパス出力が得られる事が解かる。
又、第（２）式及び第（３）式より交流信号源（15）と
第１出力端子（28）との間の伝達関数（V2／V1）は となり、第（７）式の第１項及び第２項から交流信号源
（15）と第１出力端子（28）との間にはローパスフィル
タとバンドパスフィルタが並列接続された回路があると
見なせる。そして、その時のバンドパス出力のカットオ
フ周波数fC2は第（７）式第１項より となり、その利得H02は H02＝（１＋R2／R1）C1／C2 ……（９） となる。又、ローパス出力のカットオフ周波数fC3は第
（７）式第２項より となり、その利得H03は H03＝R1／（R1＋R2） ……（11） となる。この状態でR1＜R2とすれば、第（９）式及び第
（11）式より、バンドパス出力の利得H02は上昇し、ロ
ーパス出力の利得H03は低下する事が解かる。例えば、R
1＝10KΩ、R2＝100KΩ、C1＝100F、C2＝10Fとすれば利
得H02＝110となり、利得H03＝0.09となる。従って、第
１出力端子（28）にはバンドパス出力が得られる。その
場合、抵抗比がIC化に際してのバラツキ防止の為に、高
々10倍程度に押さえられていても、バンドパス出力の利
得H02は抵抗の比とコンデンサの比を乗算した値である
為、コンデンサの比をわずかに高くするだけで高い利得
が得られる。
第１出力端子（28）との間の伝達関数（V2／V1）は となり、第（７）式の第１項及び第２項から交流信号源
（15）と第１出力端子（28）との間にはローパスフィル
タとバンドパスフィルタが並列接続された回路があると
見なせる。そして、その時のバンドパス出力のカットオ
フ周波数fC2は第（７）式第１項より となり、その利得H02は H02＝（１＋R2／R1）C1／C2 ……（９） となる。又、ローパス出力のカットオフ周波数fC3は第
（７）式第２項より となり、その利得H03は H03＝R1／（R1＋R2） ……（11） となる。この状態でR1＜R2とすれば、第（９）式及び第
（11）式より、バンドパス出力の利得H02は上昇し、ロ
ーパス出力の利得H03は低下する事が解かる。例えば、R
1＝10KΩ、R2＝100KΩ、C1＝100F、C2＝10Fとすれば利
得H02＝110となり、利得H03＝0.09となる。従って、第
１出力端子（28）にはバンドパス出力が得られる。その
場合、抵抗比がIC化に際してのバラツキ防止の為に、高
々10倍程度に押さえられていても、バンドパス出力の利
得H02は抵抗の比とコンデンサの比を乗算した値である
為、コンデンサの比をわずかに高くするだけで高い利得
が得られる。
ところで、コンデンサの値の変更は抵抗値と異なり、IC
製造後にもメタル変更によって簡単に行なう事が出来
る。そして、コンデンサはIC化するとそのチップ面積が
抵抗に比べ大きいので、マスクずれによるバラツキの影
響を受けにくく、精度の良い比が得られる。
製造後にもメタル変更によって簡単に行なう事が出来
る。そして、コンデンサはIC化するとそのチップ面積が
抵抗に比べ大きいので、マスクずれによるバラツキの影
響を受けにくく、精度の良い比が得られる。
又、第（５）式及び第（８）式から明らかな様にカット
オフ周波数は２つのフィルタ出力について等しくオペア
ンプの相互コンダクタンスとコンデンサの容量に応じて
決まる。第１図の第１及び第２オペアンプ（17）及び
（21）は電流出力型のオペアンプであり、その相互コン
ダクテンスgmはオペアンプに内蔵される差動対の共通エ
ミッタに接続される定電流源の電流に応じて定まる。そ
して、その電流量の調整を２つのオペアンプに対して同
時に行なう事は容易である。例えば、前記定電流源をト
ランジスタで構成すれば、そのトランジスタのベースを
共通接続し、１つの端子で電流量を調整出来る。その
為、相互コンダクタンスgmを増減すれば、２つのフィル
タ出力のカットオフ周波数はfCを同時にしかも簡単に調
整出来る。又、例えば相互コンダクタンスgmを減少させ
れば、第１及び第２コンデンサ（18）及び（22）の容量
を小さくすることが出来、IC化に際してチップ面積の縮
少を計る事が出来る。
オフ周波数は２つのフィルタ出力について等しくオペア
ンプの相互コンダクタンスとコンデンサの容量に応じて
決まる。第１図の第１及び第２オペアンプ（17）及び
（21）は電流出力型のオペアンプであり、その相互コン
ダクテンスgmはオペアンプに内蔵される差動対の共通エ
ミッタに接続される定電流源の電流に応じて定まる。そ
して、その電流量の調整を２つのオペアンプに対して同
時に行なう事は容易である。例えば、前記定電流源をト
ランジスタで構成すれば、そのトランジスタのベースを
共通接続し、１つの端子で電流量を調整出来る。その
為、相互コンダクタンスgmを増減すれば、２つのフィル
タ出力のカットオフ周波数はfCを同時にしかも簡単に調
整出来る。又、例えば相互コンダクタンスgmを減少させ
れば、第１及び第２コンデンサ（18）及び（22）の容量
を小さくすることが出来、IC化に際してチップ面積の縮
少を計る事が出来る。
（ト）発明の効果 以上述べた如く、本発明に依れば抵抗比の設定のみで正
しくバンドパス出力を得る事が出来る。又、本発明に依
れば、抵抗の比とコンデンサの比を乗算したものが、利
得となるので、前記抵抗の比を所定値以内に押さえ、前
記コンデンサの比によって利得を大とする事が出来、IC
化に好適である。又、コンデンサの容量値はメタル変更
で簡単に変える事が出来、IC製造後の利得変更にも簡単
に対応することが出来る。
しくバンドパス出力を得る事が出来る。又、本発明に依
れば、抵抗の比とコンデンサの比を乗算したものが、利
得となるので、前記抵抗の比を所定値以内に押さえ、前
記コンデンサの比によって利得を大とする事が出来、IC
化に好適である。又、コンデンサの容量値はメタル変更
で簡単に変える事が出来、IC製造後の利得変更にも簡単
に対応することが出来る。
第１図は、本発明の一実施例を示す回路図、第２図は従
来のアクティブフィルタを示す回路図である。 （15）…交流信号源、（16）…第１積分回路、（20）…
第２積分回路、（24）…第１帰還回路、（25）…第２帰
還回路、（26）…第１抵抗、（27）…第２抵抗。
来のアクティブフィルタを示す回路図である。 （15）…交流信号源、（16）…第１積分回路、（20）…
第２積分回路、（24）…第１帰還回路、（25）…第２帰
還回路、（26）…第１抵抗、（27）…第２抵抗。
Claims (1)
- 【請求項１】非反転入力端子に入力信号が印加される第
１積分回路と、非反転入力端子に前記第１積分回路の出
力信号が印加される第２積分回路と、該第２積分回路の
出力信号が得られる出力端子と前記第１積分回路の反転
入力端子との間に接続される第１帰還回路と、前記出力
端子と前記第２積分回路の反転入力端子との間に接続さ
れる第２帰還回路とから成るアクティブフィルタにおい
て、前記第２帰還回路を、一端が基準電位に、他端が前
記第２積分回路の反転入力端子に接続された第１抵抗
と、一端が前記第２積分回路の反転入力端子に、他端が
前記出力端子に接続された第２抵抗とによって構成し、
前記第２抵抗の値を前記第１抵抗の値よりも大とするこ
とにより、前記第１積分回路の出力端にバンドパス出力
を得る様にしたことを特徴とするアクティブフィルタ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20738586A JPH0695623B2 (ja) | 1986-09-03 | 1986-09-03 | アクテイブフイルタ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20738586A JPH0695623B2 (ja) | 1986-09-03 | 1986-09-03 | アクテイブフイルタ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6363211A JPS6363211A (ja) | 1988-03-19 |
| JPH0695623B2 true JPH0695623B2 (ja) | 1994-11-24 |
Family
ID=16538856
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP20738586A Expired - Lifetime JPH0695623B2 (ja) | 1986-09-03 | 1986-09-03 | アクテイブフイルタ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0695623B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2653474B2 (ja) * | 1988-06-15 | 1997-09-17 | 株式会社東芝 | アクティブフィルター回路 |
-
1986
- 1986-09-03 JP JP20738586A patent/JPH0695623B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6363211A (ja) | 1988-03-19 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |