JPH0687529B2 - 電荷増幅器 - Google Patents
電荷増幅器Info
- Publication number
- JPH0687529B2 JPH0687529B2 JP6416291A JP6416291A JPH0687529B2 JP H0687529 B2 JPH0687529 B2 JP H0687529B2 JP 6416291 A JP6416291 A JP 6416291A JP 6416291 A JP6416291 A JP 6416291A JP H0687529 B2 JPH0687529 B2 JP H0687529B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- frequency
- amplifier
- circuit
- operational amplifier
- charge amplifier
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Landscapes
- Measurement Of Current Or Voltage (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は容量性高インピーダンス
センサに発生した電荷または電圧を安定したアナログ電
圧に変換する電荷増幅器に関するものである。
センサに発生した電荷または電圧を安定したアナログ電
圧に変換する電荷増幅器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】容量性高インピーダンスセンサとは、具
体的には水晶振動子、セラミックス圧電素子およびロッ
シェル塩などを応用した圧電トランスデューサ、静電容
量式センサを挙げることができる。
体的には水晶振動子、セラミックス圧電素子およびロッ
シェル塩などを応用した圧電トランスデューサ、静電容
量式センサを挙げることができる。
【０００３】周知のように、図５の（ａ）に示した圧電
トランスデューサの等価回路は図５（ｂ）のように表す
ことができ、圧電トランスデューサに作用した力によっ
て発生する電荷ΔＱは、静電容量Ｃo と発生電圧ΔＶの
電源との直列回路と等価である。一般的にＣo はさほど
大きな静電容量ではないので、出力信号をシールド線な
どで引き廻すと図６に示すように出力電圧ΔＶがシール
ド線など浮遊容量Ｃsによって分圧され、大きな誤差を
生ずる。
トランスデューサの等価回路は図５（ｂ）のように表す
ことができ、圧電トランスデューサに作用した力によっ
て発生する電荷ΔＱは、静電容量Ｃo と発生電圧ΔＶの
電源との直列回路と等価である。一般的にＣo はさほど
大きな静電容量ではないので、出力信号をシールド線な
どで引き廻すと図６に示すように出力電圧ΔＶがシール
ド線など浮遊容量Ｃsによって分圧され、大きな誤差を
生ずる。
【０００４】よって、図７に示すように入力インピーダ
ンスが零に近い電流増幅器で受ければ浮遊容量の影響が
なくなる。
ンスが零に近い電流増幅器で受ければ浮遊容量の影響が
なくなる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】電荷増幅器の一例を図
８に示すが、反転入力端子（−）は仮想接地であり、先
に述べた入力インピーダンスは演算増幅器Ａの利得が大
きければ限りなく零に近づき理想的な動作をするが、出
力端子ＯＵＴと反転入力端子（−）の間に接続されてい
る帰還回路の抵抗Ｒf と静電容量Ｃf に着目すると、演
算増幅器Ａの帰還回路を抵抗Ｒf のみで形成するとき
は、出力電圧はトランスデューサ出力を微分したものと
なるため、静電容量Ｃf と並列接続することにより、入
力電流比を積分してΔＱに比例した出力として取り出し
ている。静電容量Ｃf の使用周波数におけるリアクタン
スは非常に大きいので、並列に接続する抵抗Ｒf を極め
て高抵抗とする必要があり、特殊な性能の演算増幅器で
なければならない。
８に示すが、反転入力端子（−）は仮想接地であり、先
に述べた入力インピーダンスは演算増幅器Ａの利得が大
きければ限りなく零に近づき理想的な動作をするが、出
力端子ＯＵＴと反転入力端子（−）の間に接続されてい
る帰還回路の抵抗Ｒf と静電容量Ｃf に着目すると、演
算増幅器Ａの帰還回路を抵抗Ｒf のみで形成するとき
は、出力電圧はトランスデューサ出力を微分したものと
なるため、静電容量Ｃf と並列接続することにより、入
力電流比を積分してΔＱに比例した出力として取り出し
ている。静電容量Ｃf の使用周波数におけるリアクタン
スは非常に大きいので、並列に接続する抵抗Ｒf を極め
て高抵抗とする必要があり、特殊な性能の演算増幅器で
なければならない。
【０００６】
【０００７】(2) 高インピーダンス回路を含むので、商
用周波数の誘導や外来雑音に弱い。 (3) 利得を上げるために静電容量Ｃf を極く小さくする
ことが不可能。 (4) 電荷増幅器の精度が低い。
用周波数の誘導や外来雑音に弱い。 (3) 利得を上げるために静電容量Ｃf を極く小さくする
ことが不可能。 (4) 電荷増幅器の精度が低い。
【０００８】電荷増幅器の負帰還回路は静電容量Ｃｆが
主体で、抵抗Ｒｆは演算増幅器Ａのバイアス電流を安定
に供給することが目的であり、特性上制約がなければ高
抵抗でないほうがよい。しかし電荷増幅器の周波数応答
は、 ｆL ＝１／（２・π・Ｃｆ・Ｒｆ） ‥‥(1) を低域遮断周波数としており、トランスデューサが広帯
域であっても、低域特性は電荷増幅器が制限を加える。
例えばＣｆ＝100pＦ，Ｒｆ＝10ＭΩのときｆL ≒159 Ｈ
ｚであり、これを改善するため静電容量Ｃｆを大きくす
ると、電荷増幅器の増幅度Ａｖが下記(2) 式のように Ａｖ＝−Ｃｏ／Ｃｆ ‥‥(2) となって、Ｃｏとの関係において増幅度の低下を免れな
い。
主体で、抵抗Ｒｆは演算増幅器Ａのバイアス電流を安定
に供給することが目的であり、特性上制約がなければ高
抵抗でないほうがよい。しかし電荷増幅器の周波数応答
は、 ｆL ＝１／（２・π・Ｃｆ・Ｒｆ） ‥‥(1) を低域遮断周波数としており、トランスデューサが広帯
域であっても、低域特性は電荷増幅器が制限を加える。
例えばＣｆ＝100pＦ，Ｒｆ＝10ＭΩのときｆL ≒159 Ｈ
ｚであり、これを改善するため静電容量Ｃｆを大きくす
ると、電荷増幅器の増幅度Ａｖが下記(2) 式のように Ａｖ＝−Ｃｏ／Ｃｆ ‥‥(2) となって、Ｃｏとの関係において増幅度の低下を免れな
い。
【０００９】すなわち、積（Ｃｆ・Ｒｆ）を適当に小さ
な値に保ちつつ、必要な周波数特性と増幅器の安定動作
を確保することが解決すべき問題点である。本発明は、
バイアス電流供給回路として適切な抵抗値のＲｆで直流
パスを得つつ、これによって低域遮断周波数ｆL が上昇
しないよう、信号電流が抵抗Ｒｆを通過することを防止
する。さらに位相特性変化のため生ずる周波数特性の乱
れや不安定を防止して、良好な電荷増幅器を提供するこ
とを目的とする。
な値に保ちつつ、必要な周波数特性と増幅器の安定動作
を確保することが解決すべき問題点である。本発明は、
バイアス電流供給回路として適切な抵抗値のＲｆで直流
パスを得つつ、これによって低域遮断周波数ｆL が上昇
しないよう、信号電流が抵抗Ｒｆを通過することを防止
する。さらに位相特性変化のため生ずる周波数特性の乱
れや不安定を防止して、良好な電荷増幅器を提供するこ
とを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明の電荷増幅器は、
差動入力演算増幅器の出力端子と反転入力端子の間に接
続される負帰還用静電容量素子と、これと並列に接続さ
れる直流バイアス電流供給回路として、抵抗および静電
容量よりなるＴ型の一次低域濾波器を接続したことを特
徴とする。
差動入力演算増幅器の出力端子と反転入力端子の間に接
続される負帰還用静電容量素子と、これと並列に接続さ
れる直流バイアス電流供給回路として、抵抗および静電
容量よりなるＴ型の一次低域濾波器を接続したことを特
徴とする。
【００１１】
【作用】この構成によると、バイアス電流供給回路とし
て適切な抵抗値のＲｆで直流パスを得つつ、これによっ
て低域遮断周波数ｆL が上昇しないよう、信号電流がＲ
ｆを通過することを防止する。さらに、位相特性変化の
ため生ずる周波数特性の乱れや不安定を防止する補償回
路を設けて、良好な電荷増幅器を実現している。
て適切な抵抗値のＲｆで直流パスを得つつ、これによっ
て低域遮断周波数ｆL が上昇しないよう、信号電流がＲ
ｆを通過することを防止する。さらに、位相特性変化の
ため生ずる周波数特性の乱れや不安定を防止する補償回
路を設けて、良好な電荷増幅器を実現している。
【００１２】
【実施例】以下、本発明の一実施例を図１〜図４に基づ
いて説明する。なお、従来例を示す図５〜図８と同様の
作用をなすものには、同一の符号を付けて説明する。
いて説明する。なお、従来例を示す図５〜図８と同様の
作用をなすものには、同一の符号を付けて説明する。
【００１３】本発明の荷重変換器用の電荷増幅器は、図
１に示すように荷重変換器Ｓは、演算増幅器Ａの反転入
力端子（−）に接続され、演算増幅器Ａの出力端子ＯＵ
Ｔと反転入力端子（−）間にＴ型の一次低域濾波器Ｆが
接続されている。
１に示すように荷重変換器Ｓは、演算増幅器Ａの反転入
力端子（−）に接続され、演算増幅器Ａの出力端子ＯＵ
Ｔと反転入力端子（−）間にＴ型の一次低域濾波器Ｆが
接続されている。
【００１４】この一次低域濾波器Ｆについて説明する。
まず抵抗Ｒｆの抵抗値を決定したら、図２に示すように
その抵抗値をＲ１とＲ１に２分して、Ｔ型の一次低域濾
波器（一次遅れ回路）を構成する。このＴ型回路は図６
と等価であるから、その遮断周波数ｆT は、 ｆT ＝ １／π・Ｃ１・Ｒ１ ‥‥(3) 一般的にｆT は使用周波数の下限値のさらに１／100 〜
１／1000を選べば、増幅器出力に現われる信号成分は大
きな減衰を受け、Ｒ１を通じて反転入力端子（−）へ帰
還される信号は微小であり、本来の直流バスの役目を果
たす。
まず抵抗Ｒｆの抵抗値を決定したら、図２に示すように
その抵抗値をＲ１とＲ１に２分して、Ｔ型の一次低域濾
波器（一次遅れ回路）を構成する。このＴ型回路は図６
と等価であるから、その遮断周波数ｆT は、 ｆT ＝ １／π・Ｃ１・Ｒ１ ‥‥(3) 一般的にｆT は使用周波数の下限値のさらに１／100 〜
１／1000を選べば、増幅器出力に現われる信号成分は大
きな減衰を受け、Ｒ１を通じて反転入力端子（−）へ帰
還される信号は微小であり、本来の直流バスの役目を果
たす。
【００１５】すなわち、直流を含む極く低い周波数域で
は抵抗Ｒｆを通じて演算増幅器Ａのバイアス電流を供給
し、電荷増幅器としてはＴ型回路の伝達アドミッタンス
が無視出来る周波数域で、Ｃｆによりその機能を分担、
発揮せしめる。
は抵抗Ｒｆを通じて演算増幅器Ａのバイアス電流を供給
し、電荷増幅器としてはＴ型回路の伝達アドミッタンス
が無視出来る周波数域で、Ｃｆによりその機能を分担、
発揮せしめる。
【００１６】一般的に汎用の演算増幅器の利得は、低周
波数、例えば10Ｈｚ程度に１次の極を持って居り、これ
以上の周波数では−６dB／ｏｃｔで利得は単調に減少し
ている。つまり、１次遅れの特性を有し、数百Ｈｚでは
ほぼ−（π／２）rad の位相回転を伴う。このことは、
先のＴ型回路の位相特性を考慮するとき位相遅れが−π
〔rad 〕にほぼ近くなり、かつループゲインが正となる
周波数が生ずる。すなわちループゲインベクトルが（Ｉ
・ｊｏ）に非常に近いところを通過し、その周波数が電
荷増幅器は利得の異常な上昇をみる。一般的にこの周波
数は100〔Ｈｚ〕〜400〔Ｈｚ〕となる。このためこの周
波数で位相補償を行うことにより周波数特性はなだらか
となり安定な増幅器をうることが出来る。位相補償はさ
きの異常利得を生じる点を中心に狭い周波数範囲で位相
の進み補償を行なう。図４は抵抗Ｒ１，Ｒ２と静電容量
Ｃ２からなるこのような位相補償回路Ｊを含めた新たな
帰還回路網であって、このＴ型の一次低域濾波器Ｆが演
算増幅器Ａの出力端子ＯＵＴと反転入力端子（−）間に
接続されている。
波数、例えば10Ｈｚ程度に１次の極を持って居り、これ
以上の周波数では−６dB／ｏｃｔで利得は単調に減少し
ている。つまり、１次遅れの特性を有し、数百Ｈｚでは
ほぼ−（π／２）rad の位相回転を伴う。このことは、
先のＴ型回路の位相特性を考慮するとき位相遅れが−π
〔rad 〕にほぼ近くなり、かつループゲインが正となる
周波数が生ずる。すなわちループゲインベクトルが（Ｉ
・ｊｏ）に非常に近いところを通過し、その周波数が電
荷増幅器は利得の異常な上昇をみる。一般的にこの周波
数は100〔Ｈｚ〕〜400〔Ｈｚ〕となる。このためこの周
波数で位相補償を行うことにより周波数特性はなだらか
となり安定な増幅器をうることが出来る。位相補償はさ
きの異常利得を生じる点を中心に狭い周波数範囲で位相
の進み補償を行なう。図４は抵抗Ｒ１，Ｒ２と静電容量
Ｃ２からなるこのような位相補償回路Ｊを含めた新たな
帰還回路網であって、このＴ型の一次低域濾波器Ｆが演
算増幅器Ａの出力端子ＯＵＴと反転入力端子（−）間に
接続されている。
【００１７】一般的に汎用の演算増幅器の利得は、低周
波数、例えば10Ｈｚ程度に１次の極を持って居り、これ
以上の周波数では−６dB／ｏｃｔで利得は単調に減少し
ている。つまり、１次遅れの特性を有し、数百Ｈｚでは
ほぼ−（π／２）rad の位相回転を伴う。このことは、
先のＴ型回路の位相特性を考慮するとき位相遅れが−π
〔rad 〕にほぼ近くなり、かつループゲインが正となる
周波数が生ずる。
波数、例えば10Ｈｚ程度に１次の極を持って居り、これ
以上の周波数では−６dB／ｏｃｔで利得は単調に減少し
ている。つまり、１次遅れの特性を有し、数百Ｈｚでは
ほぼ−（π／２）rad の位相回転を伴う。このことは、
先のＴ型回路の位相特性を考慮するとき位相遅れが−π
〔rad 〕にほぼ近くなり、かつループゲインが正となる
周波数が生ずる。
【００１８】すなわちループゲインベクトルが（Ｉ・ｊ
ｏ）に非常に近いところを通過し、その周波数が電荷増
幅器は利得の異常な上昇をみる。一般的にこの周波数は
100〔Ｈｚ〕〜400 〔Ｈｚ〕となる。このためこの周波
数で位相補償を行うことにより周波数特性はなだらかと
なり安定な増幅器をうることが出来る。位相補償はさき
の異常利得を生じる点を中心に狭い周波数範囲で位相の
進み補償を行なう。図４は抵抗Ｒ１，Ｒ２と静電容量Ｃ
２からなるこのような位相補償回路Ｊを含めた新たな帰
還回路網であって、このＴ型の一次低域濾波器Ｆが演算
増幅器Ａの出力端子ＯＵＴと反転入力端子（−）間に接
続されている。
ｏ）に非常に近いところを通過し、その周波数が電荷増
幅器は利得の異常な上昇をみる。一般的にこの周波数は
100〔Ｈｚ〕〜400 〔Ｈｚ〕となる。このためこの周波
数で位相補償を行うことにより周波数特性はなだらかと
なり安定な増幅器をうることが出来る。位相補償はさき
の異常利得を生じる点を中心に狭い周波数範囲で位相の
進み補償を行なう。図４は抵抗Ｒ１，Ｒ２と静電容量Ｃ
２からなるこのような位相補償回路Ｊを含めた新たな帰
還回路網であって、このＴ型の一次低域濾波器Ｆが演算
増幅器Ａの出力端子ＯＵＴと反転入力端子（−）間に接
続されている。
【００１９】ちなみに具体例を示せば、Ｃｆ＝30ｐＦの
ときにＲ１＝ 330ＫΩ，Ｃ１＝0.1μＦを選びＴ型の低
域炉波器Ｆのみを挿入すると、この炉波器の遮断周波数
は約9.6Ｈｚとなり、通常の演算増幅器では約 300Ｈｚ
で増幅度の異常な上昇をみる。そこで、Ｒ２＝33ＫΩ，
Ｃ２＝ 5.1ｎＦおよび追加のＲ１＝ 330ＫΩによる位相
補償回路Ｊを挿入すると、この回路網は約 95 Ｈｚより
950Ｈｚまでの１デカードで進相特性を持ち、中心周波
数が約 300Ｈｚで最も位相が進むので、先の増幅度以上
は解消され、平坦な周波数特性を得ることができる。
ときにＲ１＝ 330ＫΩ，Ｃ１＝0.1μＦを選びＴ型の低
域炉波器Ｆのみを挿入すると、この炉波器の遮断周波数
は約9.6Ｈｚとなり、通常の演算増幅器では約 300Ｈｚ
で増幅度の異常な上昇をみる。そこで、Ｒ２＝33ＫΩ，
Ｃ２＝ 5.1ｎＦおよび追加のＲ１＝ 330ＫΩによる位相
補償回路Ｊを挿入すると、この回路網は約 95 Ｈｚより
950Ｈｚまでの１デカードで進相特性を持ち、中心周波
数が約 300Ｈｚで最も位相が進むので、先の増幅度以上
は解消され、平坦な周波数特性を得ることができる。
【００２０】
【発明の効果】以上のように本発明によれば、差動入力
演算増幅器の出力端子と反転入力端子間にＴ型の一次低
域濾波器を接続したため、帰還抵抗値を過大にすること
なく安定な動作を確保することができ、つぎのような効
果が達成される。
演算増幅器の出力端子と反転入力端子間にＴ型の一次低
域濾波器を接続したため、帰還抵抗値を過大にすること
なく安定な動作を確保することができ、つぎのような効
果が達成される。
【００２１】 (1) ＣｆおよびＲｆの効果がそれぞれ本来の目的別に達
成され互いに干渉しあうことが非常に小さい。 (2) 非常に小さいＣｆでも有効に動作する。
成され互いに干渉しあうことが非常に小さい。 (2) 非常に小さいＣｆでも有効に動作する。
【００２２】 (3) 広い周波数範囲に亘って平坦な特性をもっているの
で矩形波パルス波等の増幅にも適している。 (4) 高精度である。
で矩形波パルス波等の増幅にも適している。 (4) 高精度である。
【００２３】 (5) 汎用の演算増幅器を使用できる。 (6) 誘導・雑音に強い。
【図１】本発明の電荷増幅器の構成図である。
【図２】同装置の演算増幅器の反転入力端子と出力端子
の間に介装した回路の説明図である。
の間に介装した回路の説明図である。
【図３】図２の回路の説明図である。
【図４】同装置の演算増幅器の反転入力端子と出力端子
の間に介装した回路図である。
の間に介装した回路図である。
【図５】圧電トランスデューサの回路図と等価回路図で
ある。
ある。
【図６】圧電トランスデューサの出力信号を増幅器に接
続したときの等価回路図である。
続したときの等価回路図である。
【図７】一般的な増幅器の構成図である。
【図８】従来の電荷増幅器の構成図である。
Ａ 演算増幅器〔差動入力演算増幅器〕 Ｆ 一次低域濾波器 Ｓ 荷重変換器 Ｊ 位相補償回路
Claims (1)
- 【請求項１】 差動入力演算増幅器の出力端子と反転入
力端子の間に接続される負帰還用静電容量素子と、これ
と並列に接続される直流バイアス電流供給回路として、
抵抗および静電容量よりなるＴ型の一次低域濾波器を接
続した電荷増幅器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6416291A JPH0687529B2 (ja) | 1991-03-28 | 1991-03-28 | 電荷増幅器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6416291A JPH0687529B2 (ja) | 1991-03-28 | 1991-03-28 | 電荷増幅器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04299607A JPH04299607A (ja) | 1992-10-22 |
| JPH0687529B2 true JPH0687529B2 (ja) | 1994-11-02 |
Family
ID=13250099
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6416291A Expired - Lifetime JPH0687529B2 (ja) | 1991-03-28 | 1991-03-28 | 電荷増幅器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0687529B2 (ja) |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH07167661A (ja) * | 1993-12-14 | 1995-07-04 | Murata Mfg Co Ltd | 振動ジャイロ |
| CN101443997A (zh) * | 2006-11-30 | 2009-05-27 | 松下电器产业株式会社 | 运算放大器 |
| JP5075930B2 (ja) | 2010-02-19 | 2012-11-21 | 本田技研工業株式会社 | 電荷変化型センサの出力回路 |
| US10914583B2 (en) | 2018-02-20 | 2021-02-09 | Analog Devices, Inc. | Sense amplifiers for gyroscopes and related systems and methods |
| CN108627686B (zh) * | 2018-06-27 | 2024-01-16 | 北京励芯泰思特测试技术有限公司 | 一种测量运放偏置电流的电路及方法和屏蔽控制单元 |
| CN111865225B (zh) * | 2020-07-28 | 2023-10-20 | 哈尔滨工业大学 | 一种微弱脉冲信号放大电路和微尘探测器 |
-
1991
- 1991-03-28 JP JP6416291A patent/JPH0687529B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH04299607A (ja) | 1992-10-22 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US4710861A (en) | Anti-ripple circuit | |
| US4543536A (en) | Charge amplifier with automatic zero | |
| US4291276A (en) | Equalizer amplifier | |
| JPH0687529B2 (ja) | 電荷増幅器 | |
| CN113890504A (zh) | 振动传感器信号调理电路拓扑结构 | |
| US4356451A (en) | Active band pass filter | |
| US4634986A (en) | Log amplifier with pole-zero compensation | |
| US4403196A (en) | Pulse width modulated power amplifier with differential connecting line voltage drop comparators | |
| CN114362753A (zh) | 信号处理电路及电子设备 | |
| JPH03171908A (ja) | 光受信回路 | |
| US4303889A (en) | Filter circuit | |
| US4491689A (en) | Amplifier for use with telephone transmitter mounted in hand held telephone unit | |
| US4437069A (en) | Low noise tuned amplifier | |
| JPH04304008A (ja) | 電荷増幅器 | |
| JP3161716B2 (ja) | 容量検出回路 | |
| JPH03743Y2 (ja) | ||
| JPS5822336Y2 (ja) | アクティブ・フィルタ−回路 | |
| US2960660A (en) | Feedback amplifier circuit | |
| JPH0522971Y2 (ja) | ||
| JPH0533062Y2 (ja) | ||
| JPS6121866Y2 (ja) | ||
| JPH0448009Y2 (ja) | ||
| JP2816343B2 (ja) | 容量マルチプライヤ回路 | |
| JPH054049Y2 (ja) | ||
| Pap et al. | SLEWING RATE IN OPERATIONAL AMPLIFIERS |