JPH03743Y2 - - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 本考案は増幅回路、とくに平衡型出力増幅器に
関する。

従来、放送局や録音スタジオ等で主に用いられ
る増幅器の入力及び出力部分には、インピーダン
スのマツチングをとると同時に、ハムなどの同相
雑音を除去する為に、第１図に示す様に、変成器
TRが用いられて来た。しかし、変成器を用いる
と、周波数特性や位相特性、歪率等の伝達特性が
劣下する為、最近は、第２図に示す様に、トラン
ジスターやIC等の能動素子を用いて平衡出力を
得る増幅器が用いられるようになつて来た。

第２図は、演算増幅器A₂，A₃，A₄で構成さ
れ、演算増幅器A₃，A₄から平衡出力e₄，e₅を得
る最近の平衡型出力増幅器の一例であるが、この
様な構成の平衡型出力増幅器は、変成器を用いた
それ以前の平衡型出力増幅器と比較すると、周波
数特性、位相特性、歪率等の面で大きく改良され
てはいるが、温度安定性を含む平衡性の面で、実
用上大きな欠陥を有するものであつた。

すなわち、第２図に平衡型出力増幅器の出力e₄
とe₅は、振幅が等しく、位相が逆相であるのが理
想であるが、回路素子のバラツキによる影響が大
きく（例えば、第２図の回路の抵抗器R₂₀の値の
理論値からの１％のズレは、出力｜e₄｜，｜e₅｜
の振幅間に２倍以上の差異をもたらせてしま
う。）、また、プリント基板等へ実装した際に生じ
る浮遊容量の為に、出力e₄と出力e₅の周波数特性
が異なつてしまう等、両出力間の平衡バランスを
とりにくいという欠点があつた。

これらの欠点を取り除くために、従来、第２図
回路の抵抗器R₁₆を可変抵抗器、コンデンサC₁₂を
可変コンデンサにし、両出力e₄，e₅間の振幅と位
相のバランスを調整する試みがなされて来た。し
かし、この様な調整は、生産品１台ごとに調整し
なければならず、手間がかかる上に、周囲の温度
の変化による不安定さは何ら解消するものではな
く、根本的解決となるものではなかつた。

例えば、第２図の回路において、抵抗器R₂₀の
値が周囲温度の影響、あるいは、固有抵抗値のバ
ラツキ等で、論理値よりわずかに小さくなつたと
仮定すると、出力e₅から演算増幅器A₃の非反転
入力端子への負帰還量が増大し、出力e₄は小さく
なる。従つて演算増幅器A₄の非反転入力端子へ
の負帰還量は減少し、出力e₅が大きくなる。出力
e₅が大きくなる為に、演算増幅器A₃の非反転入
力端子への負帰還量は更に増大し、出力e₄は一層
小さくなつてしまう。この様に、第２図の様な回
路構成では、当該回路を構成する回路素子のわず
かな値のバラツキが、出力間の平衡バランスを大
きくみだし、平衡性の面で極めて不安定であつ
た。

本考案は以上の様な従来の欠点を取り除くため
になされたものであり、簡単な構成で、周波数特
性、位相特性、歪率等の伝達特性の良い、かつ、
平衡バランスの面で安定度の高い、平衡型出力増
幅器を提供するものである。

以下図面に従つて本考案の実施例を説明する。

第３図は本考案の一実施例を示す回路図であ
る。第３図に於いて、e₆は入力信号であり、一端
を接地された抵抗器R₃₁及び演算増幅器A₅の非反
転入力端子に接続されている。演算増幅器A₅の
反転入力端子には一端を接地された抵抗器R₃₂、
及び抵抗器R₃₃が接続されている。抵抗器R₃₃の
他端は演算増幅器A₅の出力端及び抵抗器R₃₄，
R₃₇に接続されている。抵抗器R₃₄の他端は演算
増幅器A₆の反転入力端子及び抵抗器R₃₅に接続さ
れている。演算増幅器A₆の非反転入力端子は抵
抗器R₃₆を介して接地されている。抵抗器R₃₅の
他端は演算増幅器A₆の出力端、及び抵抗器R₃₈を
介して演算増幅器A₈の非反転入力端子に接続さ
れている。

抵抗器R₃₇の他端は演算増幅器A₇の非反転入力
端子及び抵抗器R₃₆に接続されている。抵抗器
R₃₉の他端は抵抗器R₄₄を介して演算増幅器A₈の
出力端子に接続されると同時に、一方の出力端子
（この出力端子には出力e₁₀が出力される）に接続
されている。演算増幅器A₇，A₈の反転入力端子
は相互に接続されており、かつ、夫々抵抗器
R₄₁，R₄₂を介して夫々の出力端子に接続されて
いる。演算増幅器A₄の出力端子には、更に抵抗
器R₄₃が接続されており、抵抗器R₄₃の他端は、
抵抗器R₄₀を介して演算増幅器A₈の非反転入力端
子、及び出力端子の他方（この出力端子には出力
e₉が出力される）に接続されている。出力e₉，
e₁₀が出力される出力端子には種々の負荷が接続
される訳だが、本実施例では、仮に、抵抗器
R₄₅，R₄₆が夫々の出力端子に接続され、かつお
互いの接続点を接地した場合を例示しておく。

次に本実施例の動作を説明する。

入力信号e₆は緩衝増幅器A₅により増幅され出
力e₇となる。出力e₇は位相反転増幅器A₆により位
相反転され出力e₈となる。出力e₇及びe₈は２つの
増幅器A₇，A₈により以下に示すように増幅され
る。

まず、抵抗器R₃₇，R₃₉を流れる電流をi₅、増幅
器A₇の非反転入力端子の入力電圧をe₁₁とすると、 e₇−e₁₁＝i₅R₃₇ … e₁₁−e₁₀＝i₅R₃₉ … が成り立ち、，式より e₁₁＝R₃₉e₇＋R₃₇e₁₀／R₃₇＋R₃₉ … 次に、抵抗器R₃₈，R₄₀を流れる電流をi₂、増幅
器A₈の非反転入力端子の入力電圧をe₁₂とすると、 e₈−e₁₂＝i₂R₃₈ … f₁₂−e₉＝i₂R₄₀ … が成り立ち、，式より e₁₂＝R₄₀e₈＋R₃₈e₉／R₃₈＋R₄₀ … 次に、抵抗器R₄₁，R₄₂を流れる電流をi₇、増幅
器A₇，A₈の反転入力端子の端子電圧をe₁₃とすれ
ば、 e₁₄−e₁₃＝i₇R₄₁ … e₁₃−e₁₅＝i₇R₄₂ … が成り立ち、，式より e₁₃＝R₄₂e₁₄＋R₄₁e₁₅／R₄₁＋R₄₂ … ここで、演算増幅器A₇，A₈の反転、非反転両
入力端子の電圧は等しいからe₁₁＝e₁₃＝e₁₂、一
方、演算増幅器A₆は、利得が１で極性のみ反転
するのでe₈＝−e₇であるから、R₃₇＝R₃₈、R₃₉＝
R₄₀、R₄₁＝R₄₂、R₄₃＝R₄₄と設定すると、，
式より、 e₉＝（R₃₈＋R₄₀）e₁₂−R₄₀e₈／R₃₈＝（R₃₇＋R₃₉）e
₁₁＋R₃₉e₇／R₃₇… e₁₀＝（R₃₇＋R₃₉）e₁₁−R₃₉e₇／R₃₇ … が得られ、，式より、 e₉−e₁₀＝２R₃₉／R₃₇e₇ … が得られる。この式は、出力e₉，e₁₀の負荷条
件に関わらず、増幅器A₇，A₈が非飽和の能動状
態にあるかぎり成立する。

いま、演算増幅器A₇の入力電圧e₁₁＝ο〔υ〕と
のときは、式より、 e₁₄＝−e₁₅ … ，式より e₉＝−e₁₀＝R₃₉／R₃₇・e₇ … が得られ、，式より、抵抗器R₄₃，R₄₄を流
れる電流i₁，i₄の間には、 i₁＝−i₄ … の関係があり、また、演算増幅器A₇，A₈の両非
反転入力端子の端子電圧が等しく（e₁₁＝e₁₂）、
かつ、R₃₉＝R₄₀、及び式より、抵抗器R₄₀，
R₃₉を流れる電流i₂，i₅の間には、 i₂＝−i₅ … の関係があり、一方、上記各電流及び出力e₉，
e₁₀より流入する電流i₃，i₆の間には、各結節点
P₁，P₂に於いて、 ｛i₁＋i₂＋i₃＝０ i₄＋i₅＋i₆＝０｝ の関係があるから、 i₃＝−i₆＝−（i₁＋i₂） … が得られる。

即ち、演算増幅器A₇の入力電圧e₁₁がο〔υ〕の
ときは、式が成立し、従つて、この場合は、負
荷がフローテイング状態で、どこでも接地されて
いない場合か、あるいは、各々出力端の負荷抵抗
R₄₅，R₄₆が相等しく、かつ、抵抗器R₄₅とR₄₆の
接続点が接地されている第３図に図示した場合と
なる。

次に、抵抗器R₄₅をο〔Ω〕とし、出力e₉側を接
地した場合には、式より、 e₁₀＝−２R₃₉／R₃₇e₇ … が成立し、一方、抵抗器R₄₆をο〔Ω〕として、
出力e₁₀を接地した場合には、式より、 e₉＝２R₃₉／R₃₇e₇ … が成立する。

以上、詳述した様に、本実施例では、負荷がフ
ローテイング状態か、あるいは、各々の出力端子
が等しい値の抵抗器で接地されている平衡負荷の
場合には、式から明らかな様に、各出力e₉，
e₁₀は互いに振幅が等しく、位相が反対の出力信
号となり、また、いずれか一方の出力端が接地さ
れた不平衡負荷の場合には、，，式から明
らかな様に、接地されない側の出力信号の振幅
は、平衡負荷の場合の出力信号の振幅の２倍とな
り、結局、２つの出力端子の間の電圧としては負
荷状態によらず常に一定となる。これは第１図の
変成器を用いた場合の従来の平衡型増幅器の動作
と同じである。

次に、本考案の実施例の平衡バランスの安定性
につき検討する。

抵抗器R₃₄，R₃₅の抵抗値のバラツキにより、
演算増幅器A₅，A₆の出力電圧e₇，e₈の大きさが
違つてしまつたり、あるいは、抵抗器R₃₇，R₃₈
の抵抗値のバラツキがあつた場合には、演算増幅
器A₇，A₈の各々への非反転入力電流が不均等に
なる。仮りに、演算増幅器A₇への入力電流の方
が大きいとすると、演算増幅器A₇の出力電圧e₁₄
が正方向に大きくなろうとする。しかし、演算増
幅器A₇の出力電圧e₁₄が正方向に大きくなろうと
すると、演算増幅器A₇と演算増幅器A₈の反転入
力の接続点の電圧e₁₃も正方向に大きくなり、従
つて演算増幅器A₇の出力電圧e₁₄の正方向に大き
くなる方は抑制される。一方で、演算増幅器A₈
は反転入力端子の入力電圧e₁₃が正方向に大きく
なるので、出力電圧e₁₅は負方向へ大きくなろう
とし、e₁₃を元へ戻すとともに、R₃₉を通してR₃₇
からの流入電流の増加を吸収しようとする。結
局、全体としては、回路素子の値のバラツキによ
る両演算増幅器への入力電圧のバラツキは緩和さ
れ、回路は安定化されている。

抵抗器R₃₉と抵抗器R₄₀の抵抗値にバラツキが
生じた場合にも、同様に一対の演算増幅器の出力
の相互の増大または減少により、回路は安定化さ
れる。

抵抗器R₄₃と抵抗器R₄₄の抵抗値にバラツキが
生じた場合にも同様である。

抵抗器R₄₁が論理値より小さい場合には、演算
増幅器A₇と演算増幅器A₈の反転入力端子の接続
点の電圧e₁₃は、演算増幅器A₇の出力電圧e₁₄に近
づく為、演算増幅器A₇に対しては負帰還量が増
え、演算増幅器A₈に対しては負帰還量が減るこ
ととなる。その結果、演算増幅器A₇の出力電圧
e₁₄は小さくなり、演算増幅器A₈の出力電圧e₁₅は
大きくなる。結局、抵抗器R₄₁が通常の個々の誤
差範囲である２乃至30％の誤差に収まつていれ
ば、実用的に回路全体のバランスや安定性が損な
われることなく、演算増幅器A₇と演算増幅器A₈
の反転入力端子の接続点の電圧e₁₃は、演算増幅
器A₈の出力電圧e₁₅の方へ戻り（この事は，
式からも明らかであろう）、抵抗器R₄₁の抵抗値
のバラツキによる影響は抑制されることとなる。

以上説明した様に、本考案では極めて簡単な構
成により、従来の平衡型出力増幅器の平衡バラン
スの不安定さを解消し、周波数特性、位相特性歪
率等の伝達特性の良さは言うに及ばず、極めて安
定度の高い平衡型出力増幅器を供給し得たもので
ある。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の変成器を用いた平衡型出力増幅
器であり、第２図は能動素子を用いた従来の平衡
型出力増幅器であり、第３図は本考案による出力
増幅器である。 A₁，A₂，……，A₈……演算増幅器、R₁，R₂，
……，R₄₆……抵抗器、c₁₁，c₁₂……コンデンサ。

Claims (1)

【実用新案登録請求の範囲】
1. 入力信号を電圧増幅率１で増幅し位相反転する
   第１の増幅器と、前記入力信号を直接増幅する第
   ２の増幅器と、前記第１の増幅器の出力信号を増
   幅する第３の増幅器とから成り、入力端子と前記
   第２の増幅器の非反転入力端子とを抵抗器を介し
   て接続し、該抵抗器と同じ値の抵抗値をもつ抵抗
   器を介して前記第１の増幅器の出力端子と前記第
   ３の増幅器の非反転入力端子とを接続し、前記第
   ２の増幅器と第３の増幅器の反転入力端子どおし
   を接続し、該反転入力端子どおしの接続点をそれ
   ぞれ同じ大きさの抵抗値を持つ抵抗器を介して該
   第２、第３の増幅器の出力端子にそれぞれ接続
   し、該第２、第３の増幅器の出力端子にそれぞれ
   同じ大きさの抵抗値を持つ保護用抵抗を接続する
   と共に、各保護用抵抗の出力側をそれぞれ等しい
   値の抵抗器を介して第２の増幅器の出力端子と第
   ３の増幅器の非反転入力端子及び第３の増幅器の
   出力端子と第２の増幅器の非反転入力端子とをそ
   れぞれ接続し、前記第２，第３の増幅器の出力端
   子にそれぞれ接続された保護用抵抗の出力端子か
   ら平衡出力を取り出すことを特徴とする増幅回
   路。