JPH0685854A - Ｍｓｋ変調回路 - Google Patents
Ｍｓｋ変調回路Info
- Publication number
- JPH0685854A JPH0685854A JP23174192A JP23174192A JPH0685854A JP H0685854 A JPH0685854 A JP H0685854A JP 23174192 A JP23174192 A JP 23174192A JP 23174192 A JP23174192 A JP 23174192A JP H0685854 A JPH0685854 A JP H0685854A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- output
- multiplier
- phase error
- component
- msk modulation
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Abstract
(57)【要約】
【目的】 本発明の目的は、直交変調部の直交すべき搬
送波の位相差９０°に対して位相誤差が発生しても、Ｍ
ＳＫ変調信号の直交性を常に維持し、復調時のビット誤
り率の劣化を防止することである。 【構成】 ＭＳＫ変調信号の包絡線は検波器１３により
ピーク検波され比較器１４で基準値と比較される。比較
器出力は制御回路１５で位相誤差δに応じた制御信号と
なり基底信号Ｑｄの一部の出力の利得制御を行う係数器
１６の利得係数を制御する。この係数器１６の出力は第
２加算器１７で基底信号Ｉｄに加算され、第３乗算器８
で搬送波の正弦成分と乗算される。また、前記Ｑｄは第
４乗算器１０で搬送波の余弦成分と乗算された後、第１
加算器１１で前記第３乗算器出力と加算されることによ
り直交性の維持されたＭＳＫ変調信号となって出力され
る。
送波の位相差９０°に対して位相誤差が発生しても、Ｍ
ＳＫ変調信号の直交性を常に維持し、復調時のビット誤
り率の劣化を防止することである。 【構成】 ＭＳＫ変調信号の包絡線は検波器１３により
ピーク検波され比較器１４で基準値と比較される。比較
器出力は制御回路１５で位相誤差δに応じた制御信号と
なり基底信号Ｑｄの一部の出力の利得制御を行う係数器
１６の利得係数を制御する。この係数器１６の出力は第
２加算器１７で基底信号Ｉｄに加算され、第３乗算器８
で搬送波の正弦成分と乗算される。また、前記Ｑｄは第
４乗算器１０で搬送波の余弦成分と乗算された後、第１
加算器１１で前記第３乗算器出力と加算されることによ
り直交性の維持されたＭＳＫ変調信号となって出力され
る。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、衛星通信や移動通信に
用いられるＭＳＫ変調回路に関する。
用いられるＭＳＫ変調回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、衛星通信や移動通信に利用されて
いるデジタル変調方式として定包絡線のまま狭帯域通信
が可能であるＭＳＫ(Minimum Shift Keying)変調があ
る。このＭＳＫ変調は例えば、科学技術出版社発行の
「スペクトラム拡散通信システム」の１５６頁〜１６１
頁に記載されている。
いるデジタル変調方式として定包絡線のまま狭帯域通信
が可能であるＭＳＫ(Minimum Shift Keying)変調があ
る。このＭＳＫ変調は例えば、科学技術出版社発行の
「スペクトラム拡散通信システム」の１５６頁〜１６１
頁に記載されている。
【０００３】図２は従来のＭＳＫ変調回路を示す。入力
端子１には伝送速度が１／Ｔの２値（±１）の入力デー
タが入力される。この入力データはシリアル／パラレル
変換器２により伝送速度１／２Ｔの２系統のデータ列に
分けられる。一方のデータ列はＩ軸入力データＵｉ
（ｔ）、他方のデータ列は遅延回路ＴによりＴだけ遅延
されＱ軸入力データＵｑ（ｔ）となる。そして、第１発
振器３より発生するｆｓ＝１／４Ｔなる重み付け正弦波
の同相成分（正弦成分）とＵｉ（ｔ）とが第１乗算器４
で乗算され重み付けされる。また、第１発振器３出力は
第１移相器５で９０°移相され直交成分（余弦成分）と
なり、この出力と前記Ｕｑ（ｔ）とが第２乗算器６で乗
算されて重み付けされる。この重み付けされた信号はそ
れぞれデジタル基底信号Ｉｄ、Ｑｄとなる。
端子１には伝送速度が１／Ｔの２値（±１）の入力デー
タが入力される。この入力データはシリアル／パラレル
変換器２により伝送速度１／２Ｔの２系統のデータ列に
分けられる。一方のデータ列はＩ軸入力データＵｉ
（ｔ）、他方のデータ列は遅延回路ＴによりＴだけ遅延
されＱ軸入力データＵｑ（ｔ）となる。そして、第１発
振器３より発生するｆｓ＝１／４Ｔなる重み付け正弦波
の同相成分（正弦成分）とＵｉ（ｔ）とが第１乗算器４
で乗算され重み付けされる。また、第１発振器３出力は
第１移相器５で９０°移相され直交成分（余弦成分）と
なり、この出力と前記Ｕｑ（ｔ）とが第２乗算器６で乗
算されて重み付けされる。この重み付けされた信号はそ
れぞれデジタル基底信号Ｉｄ、Ｑｄとなる。
【０００４】即ち、 Ｉｄ＝Ｕｉ（ｔ）ｃｏｓ（πｔ／２Ｔ） Ｑｄ＝Ｕｑ（ｔ）ｓｉｎ（πｔ／２Ｔ） となる。
【０００５】そして、Ｉｄは第２発振器７より発生する
周波数ｆｃの搬送波の同相成分と乗算され、Ｉ軸成分Ｉ
となる。
周波数ｆｃの搬送波の同相成分と乗算され、Ｉ軸成分Ｉ
となる。
【０００６】即ち、 Ｉ＝Ｉｄ×ｃｏｓ（２πｆｃｔ） ＝Ｕｉ（ｔ）ｃｏｓ（πｔ／２Ｔ）ｃｏｓ（２πｆｃｔ） となる。
【０００７】また、Ｑｄは第２移相器９で９０°移相さ
れた搬送波の直交成分と第４乗算器１０で乗算され、Ｑ
軸成分Ｑとなる。
れた搬送波の直交成分と第４乗算器１０で乗算され、Ｑ
軸成分Ｑとなる。
【０００８】即ち、 Ｑ＝Ｑｄ×ｓｉｎ（２πｆｃｔ） ＝Ｕｑ（ｔ）ｓｉｎ（πｔ／２Ｔ）ｓｉｎ（２πｆｃｔ） となる。そして、このＩとＱは第１加算器１１で加算さ
れ、出力端子１２よりＭＳＫ変調された変調信号Ｓとし
て出力される。
れ、出力端子１２よりＭＳＫ変調された変調信号Ｓとし
て出力される。
【０００９】即ち、 Ｓ＝Ｉ＋Ｑ ＝ｃｏｓ｛２π（ｆｃ＋ｄ（ｔ）／４Ｔ）ｔ＋θｋ｝ が得られる。
【００１０】但し、ｄ（ｔ）＝−Ｕｉ（ｔ）Ｕｑ
（ｔ）、θｋ＝０｛Ｕｉ（ｔ）＝１｝またはπ｛Ｕｉ
（ｔ）＝−１｝
（ｔ）、θｋ＝０｛Ｕｉ（ｔ）＝１｝またはπ｛Ｕｉ
（ｔ）＝−１｝
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】前記ＭＳＫ変調信号Ｓ
は理論的には振幅は一定であり、包絡線は直線となる。
は理論的には振幅は一定であり、包絡線は直線となる。
【００１２】ところが、第３乗算器８に入力される搬送
波の同相成分と第４乗算器１０に入力される直交成分と
の位相誤差δが生じた場合、第４乗算器１０の出力は、 Ｑ’＝Ｑｄ×ｓｉｎ（２πｆｃｔ＋δ） ＝Ｑｄ・ｃｏｓδｓｉｎ（２πｆｃｔ） ＋Ｑｄ・ｓｉｎδｓｉｎ（２πｆｃｔ） となる。δ＜＜１ならば、ｃｏｓδ≒１、ｓｉｎδ≒δ
と近似できるので、 Ｑ’＝Ｑｄ・ｓｉｎ（２πｆｃｔ）＋Ｑｄ・δｃｏｓ（２πｆｃｔ） ＝Ｕｑ（ｔ）・ｓｉｎ（πｔ／２Ｔ）ｓｉｎ（２πｆｃｔ） ＋Ｕｑ（ｔ）δ・ｓｉｎ（πｔ／２Ｔ）ｃｏｓ（２πｆｃｔ） となる。従って、第１加算器１１の合成出力Ｓは、 Ｓ＝Ｉ＋Ｑ’ ＝ｃｏｓ｛２π（ｆｃ＋ｄ（ｔ）／４Ｔ）ｔ＋θｋ｝ ＋１／２Ｕｑ（ｔ）δ・ｓｉｎ｛２π（ｆｃ＋ｄ（ｔ）／４Ｔ）ｔ｝ −１／２Ｕｑ（ｔ）δ・ｓｉｎ｛２π（ｆｃ−ｄ（ｔ）／４Ｔ）ｔ｝ となる。
波の同相成分と第４乗算器１０に入力される直交成分と
の位相誤差δが生じた場合、第４乗算器１０の出力は、 Ｑ’＝Ｑｄ×ｓｉｎ（２πｆｃｔ＋δ） ＝Ｑｄ・ｃｏｓδｓｉｎ（２πｆｃｔ） ＋Ｑｄ・ｓｉｎδｓｉｎ（２πｆｃｔ） となる。δ＜＜１ならば、ｃｏｓδ≒１、ｓｉｎδ≒δ
と近似できるので、 Ｑ’＝Ｑｄ・ｓｉｎ（２πｆｃｔ）＋Ｑｄ・δｃｏｓ（２πｆｃｔ） ＝Ｕｑ（ｔ）・ｓｉｎ（πｔ／２Ｔ）ｓｉｎ（２πｆｃｔ） ＋Ｕｑ（ｔ）δ・ｓｉｎ（πｔ／２Ｔ）ｃｏｓ（２πｆｃｔ） となる。従って、第１加算器１１の合成出力Ｓは、 Ｓ＝Ｉ＋Ｑ’ ＝ｃｏｓ｛２π（ｆｃ＋ｄ（ｔ）／４Ｔ）ｔ＋θｋ｝ ＋１／２Ｕｑ（ｔ）δ・ｓｉｎ｛２π（ｆｃ＋ｄ（ｔ）／４Ｔ）ｔ｝ −１／２Ｕｑ（ｔ）δ・ｓｉｎ｛２π（ｆｃ−ｄ（ｔ）／４Ｔ）ｔ｝ となる。
【００１３】従って、前式の第２項及び第３項が存在す
るためＭＳＫ変調出力の直交性が失われ、出力の振幅が
一定とならず、包絡線が曲線となる。
るためＭＳＫ変調出力の直交性が失われ、出力の振幅が
一定とならず、包絡線が曲線となる。
【００１４】このように、直交すべき搬送波に位相誤差
が生じると、本来抑圧されるべき直交成分が発生し、変
調精度が劣化する。これがクロストークとなり復調時の
ビット誤り率の劣化の原因となっていた。
が生じると、本来抑圧されるべき直交成分が発生し、変
調精度が劣化する。これがクロストークとなり復調時の
ビット誤り率の劣化の原因となっていた。
【００１５】本発明は上記欠点を無くすもので、直交す
べき搬送波に位相誤差が生じても、変調信号の直交性が
保たれ、クロストークの発生しないＭＳＫ変調回路を提
供するものである。
べき搬送波に位相誤差が生じても、変調信号の直交性が
保たれ、クロストークの発生しないＭＳＫ変調回路を提
供するものである。
【００１６】
【課題を解決するための手段】本発明は、第１の２値入
力データと重み付け正弦波の正弦成分と搬送波の正弦成
分とを乗算して得た出力と、第２の２値入力データと前
記重み付け正弦波の余弦成分と前記搬送波の余弦成分と
を乗算して得た出力とを加算してＭＳＫ変調信号を得る
ＭＳＫ変調回路において、前記ＭＳＫ変調信号から前記
搬送波の余弦成分と正弦成分との位相誤差を検出する位
相誤差検出手段と、この位相誤差検出手段出力により制
御され前記位相誤差を補正する位相誤差補正手段とを備
えるＭＳＫ変調回路。
力データと重み付け正弦波の正弦成分と搬送波の正弦成
分とを乗算して得た出力と、第２の２値入力データと前
記重み付け正弦波の余弦成分と前記搬送波の余弦成分と
を乗算して得た出力とを加算してＭＳＫ変調信号を得る
ＭＳＫ変調回路において、前記ＭＳＫ変調信号から前記
搬送波の余弦成分と正弦成分との位相誤差を検出する位
相誤差検出手段と、この位相誤差検出手段出力により制
御され前記位相誤差を補正する位相誤差補正手段とを備
えるＭＳＫ変調回路。
【００１７】また、本発明は、第１の２値入力データと
重み付け正弦波の正弦成分とを乗算する第１乗算器と、
第２の２値入力データと前記重み付け正弦波の余弦成分
とを乗算する第２乗算器と、前記第１乗算器出力に搬送
波の正弦成分を乗算する第３乗算器と、前記第２乗算器
出力と前記搬送波の余弦成分とを乗算する第４乗算器
と、前記第３乗算器出力と前記第４乗算器出力とを加算
してＭＳＫ変調信号を得る第１加算手段とを備えるＭＳ
Ｋ変調回路において、前記ＭＳＫ変調信号から前記搬送
波の余弦成分と正弦成分との位相誤差を検出する位相誤
差検出手段と、この位相誤差検出手段出力により制御さ
れ、前記第２乗算器出力の一部の出力の利得を可変制御
する可変利得手段と、前記第１乗算器と第３乗算器との
間に配置され、前記可変利得手段出力を前記第１乗算器
出力に加算する第２加算手段とを設けてなるＭＳＫ変調
回路である。
重み付け正弦波の正弦成分とを乗算する第１乗算器と、
第２の２値入力データと前記重み付け正弦波の余弦成分
とを乗算する第２乗算器と、前記第１乗算器出力に搬送
波の正弦成分を乗算する第３乗算器と、前記第２乗算器
出力と前記搬送波の余弦成分とを乗算する第４乗算器
と、前記第３乗算器出力と前記第４乗算器出力とを加算
してＭＳＫ変調信号を得る第１加算手段とを備えるＭＳ
Ｋ変調回路において、前記ＭＳＫ変調信号から前記搬送
波の余弦成分と正弦成分との位相誤差を検出する位相誤
差検出手段と、この位相誤差検出手段出力により制御さ
れ、前記第２乗算器出力の一部の出力の利得を可変制御
する可変利得手段と、前記第１乗算器と第３乗算器との
間に配置され、前記可変利得手段出力を前記第１乗算器
出力に加算する第２加算手段とを設けてなるＭＳＫ変調
回路である。
【００１８】
【作用】本発明は、直交すべき搬送波に位相誤差が生じ
ても位相誤差検出手段がＭＳＫ変調信号からこの位相誤
差を検出し、この検出出力に基づき位相誤差補正手段を
制御することによりＭＳＫ変調信号の直交性を維持する
よう作用する。
ても位相誤差検出手段がＭＳＫ変調信号からこの位相誤
差を検出し、この検出出力に基づき位相誤差補正手段を
制御することによりＭＳＫ変調信号の直交性を維持する
よう作用する。
【００１９】
【実施例】以下、図面に従って本発明の一実施例を説明
する。図１は本実施例における直交変調回路を示し、図
２と同一部分には同一符号を付し説明を省略する。
する。図１は本実施例における直交変調回路を示し、図
２と同一部分には同一符号を付し説明を省略する。
【００２０】第１加算器１１出力であるＭＳＫ変調信号
Ｓ’の一部は検波回路１３で包絡線検波されピーク値が
検出される。この検波出力は比較器１４であらかじめ設
定された基準値と比較され誤差信号として制御回路１５
に出力される。この制御回路１５は第２乗算器６出力Ｑ
ｄの一部の出力利得を可変する係数器１６を制御する。
そして、この係数器１６出力は第２加算器１７で第１乗
算器４出力Ｉｄに補正信号として加算される。
Ｓ’の一部は検波回路１３で包絡線検波されピーク値が
検出される。この検波出力は比較器１４であらかじめ設
定された基準値と比較され誤差信号として制御回路１５
に出力される。この制御回路１５は第２乗算器６出力Ｑ
ｄの一部の出力利得を可変する係数器１６を制御する。
そして、この係数器１６出力は第２加算器１７で第１乗
算器４出力Ｉｄに補正信号として加算される。
【００２１】次に本実施例回路の動作を説明する。
【００２２】今、第２発振器７出力と第２位相器９出力
との位相差が正確に９０°である場合、加算器１１から
の変調信号の包絡線は一定で且つピーク値は最小とな
る。そして、前記位相差９０°に対する位相誤差δが生
ずると前記包絡線のピーク値が大きくなる。このピーク
値は前記δの大きさに比例して大きくなる。従って、比
較器１４の基準値を位相誤差がないときのピーク検波値
に等しくなるように設定しておけば、位相誤差δが生じ
たときそれに比例した誤差出力が発生する。制御回路１
５は係数器１６の利得係数を位相誤差δと同じ大きさで
符号が反転した利得係数−δとなるように制御する。
との位相差が正確に９０°である場合、加算器１１から
の変調信号の包絡線は一定で且つピーク値は最小とな
る。そして、前記位相差９０°に対する位相誤差δが生
ずると前記包絡線のピーク値が大きくなる。このピーク
値は前記δの大きさに比例して大きくなる。従って、比
較器１４の基準値を位相誤差がないときのピーク検波値
に等しくなるように設定しておけば、位相誤差δが生じ
たときそれに比例した誤差出力が発生する。制御回路１
５は係数器１６の利得係数を位相誤差δと同じ大きさで
符号が反転した利得係数−δとなるように制御する。
【００２３】従って、係数器１６出力Ｘは、 Ｘ＝−δ・Ｕｑ（ｔ）ｓｉｎ（πｔ／２Ｔ） となる。これを第２加算器１７でＩ軸基底信号Ｉｄに加
算すると、 Ｉｄ’＝Ｕｉ（ｔ）ｃｏｓ（πｔ／２Ｔ） −δ・Ｕｑ（ｔ）ｓｉｎ（πｔ／２Ｔ） となる。
算すると、 Ｉｄ’＝Ｕｉ（ｔ）ｃｏｓ（πｔ／２Ｔ） −δ・Ｕｑ（ｔ）ｓｉｎ（πｔ／２Ｔ） となる。
【００２４】従って、第３、第４乗算器出力Ｉ’、Ｑ’
はそれぞれ Ｉ’＝Ｉｄ’×ｃｏｓ（２πｆｃｔ） ＝Ｕｉ（ｔ）ｃｏｓ（πｔ／２Ｔ）ｃｏｓ（２πｆｃｔ） −Ｕｉ（ｔ）δ・ｓｉｎ（πｔ／２Ｔ）ｃｏｓ（２πｆｃｔ） Ｑ’＝Ｑｄ・ｓｉｎ（２πｆｃｔ＋δ） ＝Ｕｑ（ｔ）ｓｉｎ（πｔ／２Ｔ）ｓｉｎ（２πｆｃｔ） ＋Ｕｑ（ｔ）δ・ｓｉｎ（πｔ／２Ｔ）ｃｏｓ（２πｆｃｔ） となり、第１加算器１１出力Ｓ’は Ｓ’＝Ｉ’＋Ｑ’ ＝ｃｏｓ｛２π（ｆｃ＋ｄ（ｔ）／４Ｔ）ｔ＋θｋ｝ となる。
はそれぞれ Ｉ’＝Ｉｄ’×ｃｏｓ（２πｆｃｔ） ＝Ｕｉ（ｔ）ｃｏｓ（πｔ／２Ｔ）ｃｏｓ（２πｆｃｔ） −Ｕｉ（ｔ）δ・ｓｉｎ（πｔ／２Ｔ）ｃｏｓ（２πｆｃｔ） Ｑ’＝Ｑｄ・ｓｉｎ（２πｆｃｔ＋δ） ＝Ｕｑ（ｔ）ｓｉｎ（πｔ／２Ｔ）ｓｉｎ（２πｆｃｔ） ＋Ｕｑ（ｔ）δ・ｓｉｎ（πｔ／２Ｔ）ｃｏｓ（２πｆｃｔ） となり、第１加算器１１出力Ｓ’は Ｓ’＝Ｉ’＋Ｑ’ ＝ｃｏｓ｛２π（ｆｃ＋ｄ（ｔ）／４Ｔ）ｔ＋θｋ｝ となる。
【００２５】即ち、Ｑ’に存在する位相誤差δによる第
２項の成分は、Ｉ’の第２項の成分と相殺されるため変
調出力の位相誤差δが発生しても常に直交性が維持され
る。
２項の成分は、Ｉ’の第２項の成分と相殺されるため変
調出力の位相誤差δが発生しても常に直交性が維持され
る。
【００２６】
【発明の効果】上述の如く本発明によれば、直交変調部
の直交すべき搬送波の位相差９０°に対して位相誤差が
発生しても、ＭＳＫ変調信号の包絡線から位相誤差に相
当する量を検出し被変調信号に位相誤差を相殺する成分
を発生させることにより、変調信号の直交性が常に維持
されるため、復調時のビット誤り率の劣化を防止でき
る。
の直交すべき搬送波の位相差９０°に対して位相誤差が
発生しても、ＭＳＫ変調信号の包絡線から位相誤差に相
当する量を検出し被変調信号に位相誤差を相殺する成分
を発生させることにより、変調信号の直交性が常に維持
されるため、復調時のビット誤り率の劣化を防止でき
る。
【図１】本発明の一実施例におけるＭＳＫ変調回路のブ
ロック図である。
ロック図である。
【図２】従来例におけるＭＳＫ変調回路のブロック図で
ある。
ある。
３ 第１発振器 ４ 第１乗算器 ５ 第１移相器 ６ 第２乗算器 ７ 第２発振器 ８ 第３乗算器 ９ 第２移相器 １０ 第４乗算器 １１ 第１加算器 １３ 検波器 １４ 比較器 １５ 制御回路 １６ 係数器 １７ 第２加算器
Claims (3)
- 【請求項１】 第１の２値入力データと重み付け正弦波
の正弦成分と搬送波の正弦成分とを乗算して得た出力
と、第２の２値入力データと前記重み付け正弦波の余弦
成分と前記搬送波の余弦成分とを乗算して得た出力とを
加算してＭＳＫ変調信号を得るＭＳＫ変調回路におい
て、 前記ＭＳＫ変調信号から前記搬送波の余弦成分と正弦成
分との位相誤差を検出する位相誤差検出手段と、この位
相誤差検出手段出力により制御され前記位相誤差を補正
する位相誤差補正手段とを備えるＭＳＫ変調回路。 - 【請求項２】 第１の２値入力データと重み付け正弦波
の正弦成分とを乗算する第１乗算器と、第２の２値入力
データと前記重み付け正弦波の余弦成分とを乗算する第
２乗算器と、前記第１乗算器出力に搬送波の正弦成分を
乗算する第３乗算器と、前記第２乗算器出力と前記搬送
波の余弦成分とを乗算する第４乗算器と、前記第３乗算
器出力と前記第４乗算器出力とを加算してＭＳＫ変調信
号を得る第１加算手段とを備えるＭＳＫ変調回路におい
て、 前記ＭＳＫ変調信号から前記搬送波の余弦成分と正弦成
分との位相誤差を検出する位相誤差検出手段と、この位
相誤差検出手段出力により制御され、前記第２乗算器出
力の一部の出力の利得を可変制御する可変利得手段と、
前記第１乗算器と第３乗算器との間に配置され、前記可
変利得手段出力を前記第１乗算器出力に加算する第２加
算手段とを設けてなるＭＳＫ変調回路。 - 【請求項３】 前記位相誤差検出手段は前記ＭＳＫ変調
信号を包絡線検波し、ピーク値を検出する検波器と、こ
の検波器出力と所定の基準値とを比較し誤差信号を出力
する比較器と、この比較器出力を制御信号に変換して前
記可変利得手段の利得を制御する制御回路とで構成され
る請求項１または２記載のＭＳＫ変調回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23174192A JPH0685854A (ja) | 1992-08-31 | 1992-08-31 | Ｍｓｋ変調回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23174192A JPH0685854A (ja) | 1992-08-31 | 1992-08-31 | Ｍｓｋ変調回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0685854A true JPH0685854A (ja) | 1994-03-25 |
Family
ID=16928317
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP23174192A Pending JPH0685854A (ja) | 1992-08-31 | 1992-08-31 | Ｍｓｋ変調回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0685854A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1989008005A1 (en) * | 1988-03-03 | 1989-09-08 | Kitamura Machinery Co., Ltd. | Method for detecting thrust force of main spindle of machine tool |
-
1992
- 1992-08-31 JP JP23174192A patent/JPH0685854A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1989008005A1 (en) * | 1988-03-03 | 1989-09-08 | Kitamura Machinery Co., Ltd. | Method for detecting thrust force of main spindle of machine tool |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| CN1035586C (zh) | 扩频通信接收机 | |
| JP3017041B2 (ja) | 自動周波数制御方法及びその装置 | |
| FI80175B (fi) | Digitalt radiokommunikationssystem. | |
| US6442383B1 (en) | Demodulator and digital wireless communication receiver | |
| JPH11331300A (ja) | 復調装置 | |
| US20050078776A1 (en) | Apparatus and method for compensating I/Q imbalance based on gain-controlled reference channel in orthogonal frequency division multiplex | |
| JP2001211220A (ja) | 自動直交制御機能を備えた復調器 | |
| JP2003018230A (ja) | 復調装置、放送システム及び半導体デバイス | |
| JP3570843B2 (ja) | 位相変調器 | |
| US6483883B1 (en) | Automatic gain control type demodulation apparatus having single automatic gain control circuit | |
| JPH0685854A (ja) | Ｍｓｋ変調回路 | |
| JP2931454B2 (ja) | ディジタル位相変調信号復調回路 | |
| EP0762700B1 (en) | Method and device for correcting a phase and an amplitude error of a carrier signal | |
| JPH0678006A (ja) | 直交変調回路 | |
| JP2885052B2 (ja) | 自動周波数制御装置 | |
| JP2009188757A (ja) | ポーラ変調送信装置及び変調方法 | |
| JP2004241886A (ja) | 周波数制御回路、及びそれを用いた無線送受信装置とその周波数制御方法 | |
| JPH06237277A (ja) | Ｐｓｋ搬送波信号再生装置 | |
| US7164327B2 (en) | Compensation of the IQ phase asymmetry in quadrature modulation and demodulation methods | |
| JP3558811B2 (ja) | 変調器及び変調方法、復調器及び復調方法 | |
| JP3206581B2 (ja) | 復調器 | |
| JPS6330049A (ja) | Ｍｓｋ復調回路 | |
| JP2853728B2 (ja) | ディジタル復調回路 | |
| JP4324595B2 (ja) | デジタル変調信号復調装置 | |
| JPH08265381A (ja) | 直交変調装置 |