JPH0685541A - 可変周波数発振回路 - Google Patents
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- JPH0685541A JPH0685541A JP5000319A JP31993A JPH0685541A JP H0685541 A JPH0685541 A JP H0685541A JP 5000319 A JP5000319 A JP 5000319A JP 31993 A JP31993 A JP 31993A JP H0685541 A JPH0685541 A JP H0685541A
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- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
- Networks Using Active Elements (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 負性抵抗手段を含む負帰還方式に発振回路を
成立せしめて発振周波数可変範囲が広く、発振の安定性
が大きく、発振波形が歪まないより改善された可変周波
数発振回路を提供する。 【構成】 第１および第２可変相互コンダクタンス増幅
器１０，１１と、第１可変相互コンダクタンス増幅器１
０の出力端子と第２可変相互コンダクタンス増幅器１１
の正入力端子との間に連結された第１コンデンサＣ
1と、負性抵抗回路１２および第２可変相互コンダクタ
ンス増幅器１１の出力端子と第１可変相互コンダクタン
ス増幅器１０の負入力端子との間に連結された第２コン
デンサＣ2とで構成される。
成立せしめて発振周波数可変範囲が広く、発振の安定性
が大きく、発振波形が歪まないより改善された可変周波
数発振回路を提供する。 【構成】 第１および第２可変相互コンダクタンス増幅
器１０，１１と、第１可変相互コンダクタンス増幅器１
０の出力端子と第２可変相互コンダクタンス増幅器１１
の正入力端子との間に連結された第１コンデンサＣ
1と、負性抵抗回路１２および第２可変相互コンダクタ
ンス増幅器１１の出力端子と第１可変相互コンダクタン
ス増幅器１０の負入力端子との間に連結された第２コン
デンサＣ2とで構成される。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は発振回路に係り、特に周
波数可変範囲が広く、高周波特性が優れ、さらに周波数
選択度がより改善された可変周波数発振回路に関する。
波数可変範囲が広く、高周波特性が優れ、さらに周波数
選択度がより改善された可変周波数発振回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】最近、半導体集積回路の技術開発で複雑
な構成のアナログ−デジタル回路を大規模集積回路に代
替して効果的な量産、低価格および大きさの縮小化が行
なわれている。たとえば、オーディオ機器およびＶＣＲ
（Ｖｉｄｅｏ Ｃａｓｓｅｔｔｅ Ｒｅｃｏｒｄｅｒ）
のような商用製品において係る趨勢に応じて集積化され
た単一チップ構成の信号処理器が採用されている。
な構成のアナログ−デジタル回路を大規模集積回路に代
替して効果的な量産、低価格および大きさの縮小化が行
なわれている。たとえば、オーディオ機器およびＶＣＲ
（Ｖｉｄｅｏ Ｃａｓｓｅｔｔｅ Ｒｅｃｏｒｄｅｒ）
のような商用製品において係る趨勢に応じて集積化され
た単一チップ構成の信号処理器が採用されている。
【０００３】これら信号処理器はたとえば、高度の安定
性を提供するＰＬＬ（ＰｈａｓｅＬｏｃｋｅｄ Ｌｏｏ
ｐ）装置であって、集積化によりこれら回路部品が同一
特性をもって形成されて前記した長所とともに高品質お
よび設計の容易性を提供する。
性を提供するＰＬＬ（ＰｈａｓｅＬｏｃｋｅｄ Ｌｏｏ
ｐ）装置であって、集積化によりこれら回路部品が同一
特性をもって形成されて前記した長所とともに高品質お
よび設計の容易性を提供する。
【０００４】係る集積回路装置すなわちＩＣが、ＰＬＬ
システムを構成するためその内部にＶＣＯ（Ｖｏｌｔａ
ｇｅ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）
を含む場合、この回路を構成する多くの方式があるが、
特にバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）と正帰還増幅器とか
らなる回路構成が提供される。
システムを構成するためその内部にＶＣＯ（Ｖｏｌｔａ
ｇｅ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）
を含む場合、この回路を構成する多くの方式があるが、
特にバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）と正帰還増幅器とか
らなる回路構成が提供される。
【０００５】これに関する従来の例がＩＥＥＥ Ｔｒａ
ｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｃｏｎｓｕｍｅｒ Ｅｌｅ
ｃｔｒｏｎｉｃｓ，Ｖｏｌ．３５，Ｎｏ．４ Ｎｏｖｅ
ｍｂｅｒ １９８９ ｐ７４４に記載されている。これ
を図１に示す。
ｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｃｏｎｓｕｍｅｒ Ｅｌｅ
ｃｔｒｏｎｉｃｓ，Ｖｏｌ．３５，Ｎｏ．４ Ｎｏｖｅ
ｍｂｅｒ １９８９ ｐ７４４に記載されている。これ
を図１に示す。
【０００６】バンドパスフィルタ１と正帰還増幅器４と
で構成された前記のＶＣＯ回路は、ＢＰＦの中心周波数
で発振し、この中心周波数はさらに電圧制御を可能にす
る。
で構成された前記のＶＣＯ回路は、ＢＰＦの中心周波数
で発振し、この中心周波数はさらに電圧制御を可能にす
る。
【０００７】ＶＣＯのＢＰＦ１は、可変相互コンダクタ
ンス増幅器２、３と、コンデンサＣ O とで構成され、正
帰還増幅器４は抵抗Ｒと電圧−電流変換器５とで構成さ
れる。
ンス増幅器２、３と、コンデンサＣ O とで構成され、正
帰還増幅器４は抵抗Ｒと電圧−電流変換器５とで構成さ
れる。
【０００８】この回路構成において、電圧−電流変換器
５はこの変換器の入力電圧ＶO に対応する電流ＩO すな
わち、ＶＣＯ回路の出力ＶO は回路分析を通じて次式で
表現される。
５はこの変換器の入力電圧ＶO に対応する電流ＩO すな
わち、ＶＣＯ回路の出力ＶO は回路分析を通じて次式で
表現される。
【０００９】 ＶO ＝｛ωO Ｓ（ＲＩO ）｝／｛Ｓ2 ＋（ωO ／ＱO ）Ｓ＋（ωO 2 ）｝ ここで、ωO はｇｍ／ＣO でＱO は１／（ｇｍＲ）で、
Ｓは複素周波数変数である。ｇｍは相互コンダクタンス
である。
Ｓは複素周波数変数である。ｇｍは相互コンダクタンス
である。
【００１０】上記式から分かるように、抵抗ＲはＢＰＦ
１に対する減衰器として作用し、抵抗Ｒの値はＢＰＦ１
の選択度ＱO を支配する。すなわち、ＢＰＦ１の高い選
択度およびＶＣＯの発振動作時に安定な周波数を得るた
めには、負荷抵抗Ｒの値を小さくしなければならない。
１に対する減衰器として作用し、抵抗Ｒの値はＢＰＦ１
の選択度ＱO を支配する。すなわち、ＢＰＦ１の高い選
択度およびＶＣＯの発振動作時に安定な周波数を得るた
めには、負荷抵抗Ｒの値を小さくしなければならない。
【００１１】上記式ではωO は２πｆO であるからＶＣ
Ｏの発振周波数ｆO が分かるが、可変相互コンダクタン
ス増幅器２、３の相互コンダクタンス（ｇｍ）値は基準
電圧と可変電流との比であるため、発振周波数ｆO は可
変相互コンダクタンス増幅器の入力電圧と可変電流とに
より可変できる。
Ｏの発振周波数ｆO が分かるが、可変相互コンダクタン
ス増幅器２、３の相互コンダクタンス（ｇｍ）値は基準
電圧と可変電流との比であるため、発振周波数ｆO は可
変相互コンダクタンス増幅器の入力電圧と可変電流とに
より可変できる。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、係る構
成のＶＣＯ回路は、発振回路の条件を満たすよう正帰還
方式を採用しているが、これによって、可変相互コンダ
クタンス増幅器のアクティブ素子が非線形領域において
動作することになり、可変相互コンダクタンス増幅器の
動作特性に影響を与えて相互コンダクタンス値が不安定
になる。相互コンダクタンス値は、特に、ＶＣＯ回路の
周波数に関係しているため、相互コンダクタンス値の不
安定さはＶＣＯの発振周波数の可変範囲の幅広い設定お
よび高周波安定性に悪影響を与える。
成のＶＣＯ回路は、発振回路の条件を満たすよう正帰還
方式を採用しているが、これによって、可変相互コンダ
クタンス増幅器のアクティブ素子が非線形領域において
動作することになり、可変相互コンダクタンス増幅器の
動作特性に影響を与えて相互コンダクタンス値が不安定
になる。相互コンダクタンス値は、特に、ＶＣＯ回路の
周波数に関係しているため、相互コンダクタンス値の不
安定さはＶＣＯの発振周波数の可変範囲の幅広い設定お
よび高周波安定性に悪影響を与える。
【００１３】したがって、設計された値と実際の正帰還
に従う相互コンダクタンス値の変動による実際の発振周
波数とは多くの誤差が生じるようになり、歪んだ発振波
形の高周波成分は、この回路に連結されたさらに他の機
能の回路にノイズとして作用するという問題点がある。
に従う相互コンダクタンス値の変動による実際の発振周
波数とは多くの誤差が生じるようになり、歪んだ発振波
形の高周波成分は、この回路に連結されたさらに他の機
能の回路にノイズとして作用するという問題点がある。
【００１４】本発明の目的は前記課題を解決するため構
成された可変周波数発信回路を提供することであり、特
に、負性抵抗手段を含んだ負帰還方式により発振回路を
構成して発振周波数の可変範囲が広く、発振の安定性が
大きく、発振波形が歪まないように改善された可変周波
数発振回路を提供することである。
成された可変周波数発信回路を提供することであり、特
に、負性抵抗手段を含んだ負帰還方式により発振回路を
構成して発振周波数の可変範囲が広く、発振の安定性が
大きく、発振波形が歪まないように改善された可変周波
数発振回路を提供することである。
【００１５】
【課題を解決するための手段】本発明の可変周波数発振
回路は、第１および第２可変相互コンダクタンス増幅器
と、第１可変相互コンダクタンス増幅器の出力端子と第
２可変相互コンダクタンス増幅器の正入力端子とを接続
する第１導体と、第１導体と接地端子との間に連結され
た第１コンデンサならびに負性抵抗回路と、第２可変相
互コンダクタンス増幅器の出力端子と第１可変相互コン
ダクタンス増幅器の負入力端子とを接続する第２導体
と、第２導体と接地端子との間に連結された第２コンデ
ンサとを含み、第１および第２可変相互コンダクタンス
増幅器のそれぞれの正および負入力端子は接地されてお
り、連結された第１および第２可変相互コンダクタンス
増幅器は直流制御入力電圧に応じて相互コンダクタンス
値を変化させて対応可変周波数信号を第２可変相互コン
ダクタンス増幅器が出力するようにしたことを特徴とす
る。
回路は、第１および第２可変相互コンダクタンス増幅器
と、第１可変相互コンダクタンス増幅器の出力端子と第
２可変相互コンダクタンス増幅器の正入力端子とを接続
する第１導体と、第１導体と接地端子との間に連結され
た第１コンデンサならびに負性抵抗回路と、第２可変相
互コンダクタンス増幅器の出力端子と第１可変相互コン
ダクタンス増幅器の負入力端子とを接続する第２導体
と、第２導体と接地端子との間に連結された第２コンデ
ンサとを含み、第１および第２可変相互コンダクタンス
増幅器のそれぞれの正および負入力端子は接地されてお
り、連結された第１および第２可変相互コンダクタンス
増幅器は直流制御入力電圧に応じて相互コンダクタンス
値を変化させて対応可変周波数信号を第２可変相互コン
ダクタンス増幅器が出力するようにしたことを特徴とす
る。
【００１６】
【実施例】以下、添付図面、図２ないし図５に基づいて
本発明の実施例を詳細に説明する。なお、これら回路に
用いるトランジスタは原則として同一特性とする。
本発明の実施例を詳細に説明する。なお、これら回路に
用いるトランジスタは原則として同一特性とする。
【００１７】図２は本発明の回路構成図であり、第１可
変相互コンダクタンス増幅器１０と第２可変相互コンダ
クタンス増幅器１１とは同一構成の回路であって、同一
チップ上に形成し、動作特性も同一である。
変相互コンダクタンス増幅器１０と第２可変相互コンダ
クタンス増幅器１１とは同一構成の回路であって、同一
チップ上に形成し、動作特性も同一である。
【００１８】そして、第１可変相互コンダクタンス増幅
器１０と第２可変相互コンダクタンス増幅器１１との間
に介した負性抵抗回路１２は本発明に従う回路であっ
て、負帰還増幅器に発振条件の付与、選択度の調節およ
び周波数の安定のため設けたものである。これに対する
具体的な構成および動作は後に詳細に説明する。
器１０と第２可変相互コンダクタンス増幅器１１との間
に介した負性抵抗回路１２は本発明に従う回路であっ
て、負帰還増幅器に発振条件の付与、選択度の調節およ
び周波数の安定のため設けたものである。これに対する
具体的な構成および動作は後に詳細に説明する。
【００１９】相互コンダクタンス増幅器とはこれに入力
された電圧制御信号ＶCTL により相互コンダクタンス値
を調節して発振周波数を変化する増幅器であり、前記電
圧制御信号ＶCTL は発振周波数の設定のための条件信号
で、これは、図１の場合と同一であるが、ＶCTL の与え
られた条件下において回路は安定に動作しなければなら
ない。
された電圧制御信号ＶCTL により相互コンダクタンス値
を調節して発振周波数を変化する増幅器であり、前記電
圧制御信号ＶCTL は発振周波数の設定のための条件信号
で、これは、図１の場合と同一であるが、ＶCTL の与え
られた条件下において回路は安定に動作しなければなら
ない。
【００２０】第１および第２可変相互コンダクタンス増
幅器１０、１１は同一構成であり、その例を図４および
図５に示す。
幅器１０、１１は同一構成であり、その例を図４および
図５に示す。
【００２１】しかし、発明の回路構成によれば、電圧制
御信号ＶCTL の供給およびバイアス電圧供給がなければ
ならないので、このため、本発明の回路の前段には前置
回路を設けるが、これを図３に示す。この回路から供給
される信号は、この回路に連結された本発明の回路に印
加される。
御信号ＶCTL の供給およびバイアス電圧供給がなければ
ならないので、このため、本発明の回路の前段には前置
回路を設けるが、これを図３に示す。この回路から供給
される信号は、この回路に連結された本発明の回路に印
加される。
【００２２】図３の回路は、一定な直流ＤＣ電圧ＶDCと
電圧制御信号ＶCTL とを受けてバイアス信号ＶBSと相互
コンダクタンス調整信号Ｖgmとを出力する。
電圧制御信号ＶCTL とを受けてバイアス信号ＶBSと相互
コンダクタンス調整信号Ｖgmとを出力する。
【００２３】そして、図において、符号Ｅは図４および
図５の可変相互コンダクタンス増幅器の接続される接地
の連結関係を示すものである。
図５の可変相互コンダクタンス増幅器の接続される接地
の連結関係を示すものである。
【００２４】一定電流電圧ＶDCは、電流ミラー回路を構
成しているトランジスタＱ4 、Ｑ5に常に一定の電流が
流れるようにする。この２つのトランジスタのベースに
連結される相互コンダクタンス増幅器（図４および図５
参照）を含んでいる多数のトランジスタは、一定なバイ
アス電流が流れるようにする。この連結状態は、図４お
よび図５から分かる。
成しているトランジスタＱ4 、Ｑ5に常に一定の電流が
流れるようにする。この２つのトランジスタのベースに
連結される相互コンダクタンス増幅器（図４および図５
参照）を含んでいる多数のトランジスタは、一定なバイ
アス電流が流れるようにする。この連結状態は、図４お
よび図５から分かる。
【００２５】電圧制御信号ＶCTL は直流電圧であって、
可変信号である。すなわち、変化した電圧に応じてこれ
に対応する周波数を出力する回路がＶＣＯであるが、こ
の変化可能な電圧制御信号ＶCTL はこの信号をトランジ
スタＱ1 を介して受けるトランジスタＱ2 、Ｑ3 が電流
ミラー回路構成であるので、この２つのトランジスタの
ベースに連結される第１および第２可変相互コンダクタ
ンス増幅器に対してトランジスタの電流が順次変化して
前記増幅器の相互コンダクタンス値が変化する。
可変信号である。すなわち、変化した電圧に応じてこれ
に対応する周波数を出力する回路がＶＣＯであるが、こ
の変化可能な電圧制御信号ＶCTL はこの信号をトランジ
スタＱ1 を介して受けるトランジスタＱ2 、Ｑ3 が電流
ミラー回路構成であるので、この２つのトランジスタの
ベースに連結される第１および第２可変相互コンダクタ
ンス増幅器に対してトランジスタの電流が順次変化して
前記増幅器の相互コンダクタンス値が変化する。
【００２６】したがって、相互コンダクタンス値が変わ
ることにより、発振周波数が変化する。この連結状態は
図４および図５から分かる。
ることにより、発振周波数が変化する。この連結状態は
図４および図５から分かる。
【００２７】図４は、第１可変相互コンダクタンス増幅
器を示すものであり、図３の前置増幅回路の出力とお互
いに連結されており、その出力は、コンデンサでＣ1 と
本発明の負性抵抗回路１２により減衰した電圧Ｖ01とし
て出力される。第１可変相互コンダクタンス増幅器の正
入力端子Ｅには第３のＥと第２可変相互コンダクタンス
増幅器である図５のＥとが連結される。
器を示すものであり、図３の前置増幅回路の出力とお互
いに連結されており、その出力は、コンデンサでＣ1 と
本発明の負性抵抗回路１２により減衰した電圧Ｖ01とし
て出力される。第１可変相互コンダクタンス増幅器の正
入力端子Ｅには第３のＥと第２可変相互コンダクタンス
増幅器である図５のＥとが連結される。
【００２８】図２のブロック図において、ＶＣＯ出力電
圧ＶO は帰還されて第１可変相互コンダクタンス増幅器
１０の負入力端子に連結されるが、図４にその連結状態
を示す。帰還信号ＶO は接地されたコンデンサでＣ2 を
経て第１可変相互コンダクタンス増幅器１０の負入力端
子すなわちトランジスタＱ12のベース端子に連結され
る。
圧ＶO は帰還されて第１可変相互コンダクタンス増幅器
１０の負入力端子に連結されるが、図４にその連結状態
を示す。帰還信号ＶO は接地されたコンデンサでＣ2 を
経て第１可変相互コンダクタンス増幅器１０の負入力端
子すなわちトランジスタＱ12のベース端子に連結され
る。
【００２９】そして、図３のＶgmおよびＶBSは図４およ
び図５において、それぞれトランジスタＱ17、Ｑ57およ
びトランジスタＱ18、Ｑ58のベース端子に印加される。
び図５において、それぞれトランジスタＱ17、Ｑ57およ
びトランジスタＱ18、Ｑ58のベース端子に印加される。
【００３０】前記可変相互コンダクタンス増幅器１０、
１１のそれぞれのトランジスタＱ17およびＱ57のミラー
電流が変化して相互コンダクタンス値が変化するとき、
図３のトランジスタＱ8 、図４および図５のトランジス
タＱ17および図５のトランジスタＱ57のコレクタに流れ
る電流は同一値になる。
１１のそれぞれのトランジスタＱ17およびＱ57のミラー
電流が変化して相互コンダクタンス値が変化するとき、
図３のトランジスタＱ8 、図４および図５のトランジス
タＱ17および図５のトランジスタＱ57のコレクタに流れ
る電流は同一値になる。
【００３１】一方、相互コンダクタンス値の変動に応じ
た図３のトランジスタＱ10のコレクタ電流が前記トラン
ジスタのコレクタ電流と同一であるが、このトランジス
タＱ 10は、これに連結された図４および図５のトランジ
スタＱ19およびＱ59とともに電流ミラーを構成するの
で、可変相互コンダクタンス増幅器は安定な動作をする
ようになる。
た図３のトランジスタＱ10のコレクタ電流が前記トラン
ジスタのコレクタ電流と同一であるが、このトランジス
タＱ 10は、これに連結された図４および図５のトランジ
スタＱ19およびＱ59とともに電流ミラーを構成するの
で、可変相互コンダクタンス増幅器は安定な動作をする
ようになる。
【００３２】相互コンダクタンスｇｍは、入力電圧に対
する出力電流の変化率で示すが、電圧制御信号ＶCTL の
変化によって電流ＩX （図３参照）が説明したように、
変化可能に動作し、後述するこの相互コンダクタンス値
は発振周波数ｆO に対する線形係属変数として作用する
ので可変相互コンダクタンスによるＶＣＯが成立する。
する出力電流の変化率で示すが、電圧制御信号ＶCTL の
変化によって電流ＩX （図３参照）が説明したように、
変化可能に動作し、後述するこの相互コンダクタンス値
は発振周波数ｆO に対する線形係属変数として作用する
ので可変相互コンダクタンスによるＶＣＯが成立する。
【００３３】電圧により相互コンダクタンス値が変動す
るが、それ自体が発振を起こすものではない。
るが、それ自体が発振を起こすものではない。
【００３４】第２可変相互コンダクタンス増幅器の正入
力端子には第１可変相互コンダクタンス増幅器の出力が
負性抵抗回路１２を経て出力された電圧Ｖ01が入力され
る。以下、これについて詳細に説明する。
力端子には第１可変相互コンダクタンス増幅器の出力が
負性抵抗回路１２を経て出力された電圧Ｖ01が入力され
る。以下、これについて詳細に説明する。
【００３５】まず、負性抵抗回路１２に係るＶＣＯ回路
の出力ＶO が伝達関数として表現されることを説明す
る。図２の回路構成を見るとき、ＶO 値が次のような式
で表わされる。
の出力ＶO が伝達関数として表現されることを説明す
る。図２の回路構成を見るとき、ＶO 値が次のような式
で表わされる。
【００３６】 ＶO ＝｛（ｇｍ／Ｃ）Ｓ｝／｛Ｓ2 ＋（Ｇ／Ｃ1 ）Ｓ＋（ｇｍ1 ｇｍ2 ）／（ Ｃ1 Ｃ2 ）｝ ここで、ｇｍ1 およびｇｍ2 の各添字は、第１および第
２可変相互コンダクタンス増幅器の相互コンダクタンス
を示すが、ｇｍ1 とｇｍ2 とが同一である場合、相互コ
ンダクタンスｇｍで表示する。そして、コンデンサでＣ
1 とＣ2 とが同一である場合Ｃで表示し、ωO はｇｍ／
Ｃで、ＱO はＺｉｎ・（ｇｍ／Ｃ）に比例する。そし
て、Ｇは等価コンダクタンスで、Ｚｉｎは図６のノード
点Ｎ1 、Ｎ 2 において回路を見たインピーダンスであ
る。
２可変相互コンダクタンス増幅器の相互コンダクタンス
を示すが、ｇｍ1 とｇｍ2 とが同一である場合、相互コ
ンダクタンスｇｍで表示する。そして、コンデンサでＣ
1 とＣ2 とが同一である場合Ｃで表示し、ωO はｇｍ／
Ｃで、ＱO はＺｉｎ・（ｇｍ／Ｃ）に比例する。そし
て、Ｇは等価コンダクタンスで、Ｚｉｎは図６のノード
点Ｎ1 、Ｎ 2 において回路を見たインピーダンスであ
る。
【００３７】係る伝達関数から発振周波数ｆO は、ＩX
／２πＣＶS であるので、ｇｍおよびＣの値からただち
に決定されることが分かる。ＩX は、前述したように、
電流ミラーを構成するトランジスタＱ2 、Ｑ17、Ｑ57の
コレクタ電流であり、これらは同一である。ＶS は、相
互コンダクタンス回路のバイアス電圧である。したがっ
て、ＩX を変化させると周波数を変化させるようにな
る。
／２πＣＶS であるので、ｇｍおよびＣの値からただち
に決定されることが分かる。ＩX は、前述したように、
電流ミラーを構成するトランジスタＱ2 、Ｑ17、Ｑ57の
コレクタ電流であり、これらは同一である。ＶS は、相
互コンダクタンス回路のバイアス電圧である。したがっ
て、ＩX を変化させると周波数を変化させるようにな
る。
【００３８】選択度は負性抵抗回路の抵抗値Ｚｉｎから
容易に調節可能である。そして、負性抵抗回路は発振条
件を満たして電圧に対応する発振周波数を生成する。
容易に調節可能である。そして、負性抵抗回路は発振条
件を満たして電圧に対応する発振周波数を生成する。
【００３９】図６において、符号Ｅ、Ｖ01、ＶBSなど
は、その意味において、前述した符号と一致する。本発
明に従う負性抵抗回路は、基準電流供給部５１の第１基
準電流Ｉ1 を受けるトランジスタＱ32、Ｑ33と、第２基
準電流Ｉ2 を受けるトランジスタＱ31、Ｑ34においては
トランジスタＱ33とＱ34とのエミッタに連結されたそれ
ぞれの抵抗Ｒ3 とＲ4 とがお互いに連結される接点にバ
イアス用トランジスタＱ 35が連結され、前記トランジス
タＱ31とＱ32とのそれぞれのエミッタに連結されたそれ
ぞれの抵抗Ｒ1 およびＲ2 がお互いに連結される接点に
バイアス用トランジスタＱ36が連結され、トランジスタ
Ｑ33のベースはトランジスタＱ31のコレクタ（ノードＮ
2 ）に、そしてトランジスタＱ34のベースはトランジス
タＱ32のコレクタ（ノードＮ1 ）に連結されて、ノード
Ｎ2 の電圧ＶZin および電流は負抵抗特性を有するよう
構成される。
は、その意味において、前述した符号と一致する。本発
明に従う負性抵抗回路は、基準電流供給部５１の第１基
準電流Ｉ1 を受けるトランジスタＱ32、Ｑ33と、第２基
準電流Ｉ2 を受けるトランジスタＱ31、Ｑ34においては
トランジスタＱ33とＱ34とのエミッタに連結されたそれ
ぞれの抵抗Ｒ3 とＲ4 とがお互いに連結される接点にバ
イアス用トランジスタＱ 35が連結され、前記トランジス
タＱ31とＱ32とのそれぞれのエミッタに連結されたそれ
ぞれの抵抗Ｒ1 およびＲ2 がお互いに連結される接点に
バイアス用トランジスタＱ36が連結され、トランジスタ
Ｑ33のベースはトランジスタＱ31のコレクタ（ノードＮ
2 ）に、そしてトランジスタＱ34のベースはトランジス
タＱ32のコレクタ（ノードＮ1 ）に連結されて、ノード
Ｎ2 の電圧ＶZin および電流は負抵抗特性を有するよう
構成される。
【００４０】また、基準電流供給部５１にはトランジス
タＱ37、Ｑ38がそれぞれ接続され、このトランジスタＱ
37、Ｑ38のコレクタと電源間には抵抗Ｒ7 とＲ8 とが連
結されており、これらのそれぞれの電流Ｉ2 、Ｉ1 は基
準電流供給部５１のトランジスタＱ37〜Ｑ41を通じて流
れる基準電流Ｉref1と一定な比例関係がある。それは、
トランジスタＱ37、Ｑ38と基準電流が流れているトラン
ジスタＱ40とがお互いに電流ミラー関係にあるためであ
る。同一な大きさの電流Ｉ1 、Ｉ2 は図６の基準電流供
給部５１から供給される。
タＱ37、Ｑ38がそれぞれ接続され、このトランジスタＱ
37、Ｑ38のコレクタと電源間には抵抗Ｒ7 とＲ8 とが連
結されており、これらのそれぞれの電流Ｉ2 、Ｉ1 は基
準電流供給部５１のトランジスタＱ37〜Ｑ41を通じて流
れる基準電流Ｉref1と一定な比例関係がある。それは、
トランジスタＱ37、Ｑ38と基準電流が流れているトラン
ジスタＱ40とがお互いに電流ミラー関係にあるためであ
る。同一な大きさの電流Ｉ1 、Ｉ2 は図６の基準電流供
給部５１から供給される。
【００４１】ノードＮ1 およびＮ2 における電圧ＶR 、
ＶZin が同一なバイアス状態にあるとき、トランジスタ
Ｑ31とＱ32、そして、トランジスタＱ33とＱ34とのコレ
クタ電流はお互いに同一である。この状態において、Ｖ
R 電圧よりＶZin 電位が高い場合にはトランジスタＱ31
のコレクタ電流はトランジスタＱ32のコレクタ電流より
多く流れるので、トランジスタＱ33のコレクタ電流がト
ランジスタＱ34のコレクタ電流より多く流れるようにな
る。
ＶZin が同一なバイアス状態にあるとき、トランジスタ
Ｑ31とＱ32、そして、トランジスタＱ33とＱ34とのコレ
クタ電流はお互いに同一である。この状態において、Ｖ
R 電圧よりＶZin 電位が高い場合にはトランジスタＱ31
のコレクタ電流はトランジスタＱ32のコレクタ電流より
多く流れるので、トランジスタＱ33のコレクタ電流がト
ランジスタＱ34のコレクタ電流より多く流れるようにな
る。
【００４２】このとき、同一バイアス条件の代わりに抵
抗値の条件として、Ｒ1 ＝Ｒ2 ＞Ｒ 3 ＝Ｒ4 およびＲ6
＞Ｒ5 と設定するとき、同一の電位変化幅に対しトラン
ジスタＱ31のコレクタ電流よりトランジスタＱ33のコレ
クタ電流の変化幅が大きくなる。
抗値の条件として、Ｒ1 ＝Ｒ2 ＞Ｒ 3 ＝Ｒ4 およびＲ6
＞Ｒ5 と設定するとき、同一の電位変化幅に対しトラン
ジスタＱ31のコレクタ電流よりトランジスタＱ33のコレ
クタ電流の変化幅が大きくなる。
【００４３】一方、トランジスタＱ33のコレクタ電流は
基準電流を供給しているトランジスタＱ38の第１基準電
流Ｉ1 より充当され、トランジスタＱ34のコレクタ電流
は同一な第２基準電流Ｉ2 を供給しているトランジスタ
Ｑ37より充当される。
基準電流を供給しているトランジスタＱ38の第１基準電
流Ｉ1 より充当され、トランジスタＱ34のコレクタ電流
は同一な第２基準電流Ｉ2 を供給しているトランジスタ
Ｑ37より充当される。
【００４４】したがって、ノードＮ2 の電位ＶZin がノ
ードＮ1 の電位ＶR より高い場合にはトランジスタＱ38
のコレクタ電流がトランジスタＱ33のコレクタ電流を増
加せしめ、トランジスタＱ32のコレクタ電流は減少せし
める。これとともに、トランジスタＱ37のコレクタ電流
はトランジスタＱ31のコレクタ電流を増加せしめ、トラ
ンジスタＱ34のコレクタ電流を増加せしめるように流れ
る。しかし、トランジスタＱ31のコレクタ電流が増加さ
れる比率よりトランジスタＱ34のコレクタ電流が減少さ
れる比率が少ないため、第２基準電流Ｉ2 の一部がノー
ドＮ2 のほうに抜出すようになる（＋ＩZin 方向）。
ードＮ1 の電位ＶR より高い場合にはトランジスタＱ38
のコレクタ電流がトランジスタＱ33のコレクタ電流を増
加せしめ、トランジスタＱ32のコレクタ電流は減少せし
める。これとともに、トランジスタＱ37のコレクタ電流
はトランジスタＱ31のコレクタ電流を増加せしめ、トラ
ンジスタＱ34のコレクタ電流を増加せしめるように流れ
る。しかし、トランジスタＱ31のコレクタ電流が増加さ
れる比率よりトランジスタＱ34のコレクタ電流が減少さ
れる比率が少ないため、第２基準電流Ｉ2 の一部がノー
ドＮ2 のほうに抜出すようになる（＋ＩZin 方向）。
【００４５】前記とは逆に、ＶZin ＜ＶR である場合、
トランジスタＱ34のコレクタ電流の増加に対する電流が
ノードＮ2 の電位から供給される（−ＩZin 方向）。
トランジスタＱ34のコレクタ電流の増加に対する電流が
ノードＮ2 の電位から供給される（−ＩZin 方向）。
【００４６】したがって、ノードＮ2 の電位ＶZin が増
加するとＩZin が＋になり、逆に、ノードＮ2 の電位Ｖ
Zin が減少するとＩZin が−になり、電圧の増減に対す
る電流の増減が逆比例関係にあるため、ノードＮ2 にお
いて、この回路を見たインピーダンスは負インピーダン
スになる。
加するとＩZin が＋になり、逆に、ノードＮ2 の電位Ｖ
Zin が減少するとＩZin が−になり、電圧の増減に対す
る電流の増減が逆比例関係にあるため、ノードＮ2 にお
いて、この回路を見たインピーダンスは負インピーダン
スになる。
【００４７】ノードＮ1 は全回路構成において、Ｅに連
結される接地状態であり、コンデンサでＣ1 を経てノー
ドＮ2 において負の負性抵抗回路のコンダクタンスＺｉ
ｎを経て第１可変相互コンダクタンス増幅器の出力電圧
Ｖ01は第２可変相互コンダクタンス増幅器に供給され
る。
結される接地状態であり、コンデンサでＣ1 を経てノー
ドＮ2 において負の負性抵抗回路のコンダクタンスＺｉ
ｎを経て第１可変相互コンダクタンス増幅器の出力電圧
Ｖ01は第２可変相互コンダクタンス増幅器に供給され
る。
【００４８】負性抵抗回路１２は負インピーダンス値に
第２可変相互コンダクタンス増幅器の正入力端子に連結
されていて、負帰還および負抵抗により発振条件を構成
する。
第２可変相互コンダクタンス増幅器の正入力端子に連結
されていて、負帰還および負抵抗により発振条件を構成
する。
【００４９】正帰還方式とは異なり、第２可変相互コン
ダクタンス増幅器内のトランジスタの負性抵抗回路によ
ってアクティブ領域において動作されるため、発振周波
数の安定および可変範囲を拡大させて線形性を保障す
る。アクティブ領域においてトランジスタの動作状態が
高周波歪み問題を改善するため本発明の目的に従う解決
策がここから得られる。
ダクタンス増幅器内のトランジスタの負性抵抗回路によ
ってアクティブ領域において動作されるため、発振周波
数の安定および可変範囲を拡大させて線形性を保障す
る。アクティブ領域においてトランジスタの動作状態が
高周波歪み問題を改善するため本発明の目的に従う解決
策がここから得られる。
【００５０】ＶＣＯの出力電圧ＶO は、ＶＣＲのような
装置において用いられるＰＬＬシステム内において、た
とえば、５．０４ＭＨｚ周波数を有する出力信号は他の
回路に入力されるとともに第１可変相互コンダクタンス
増幅器の負入力端子に発振信号として入力される。第１
可変相互コンダクタンス増幅器においても、トランジス
タがアクティブ領域で動作しながら発振し、その出力Ｖ
01が第２可変相互コンダクタンス増幅器に入力されるが
相互コンダクタンスｇｍの変化があるとき、Ｖ 01値が変
わっても負性抵抗回路１２はなお第２可変相互コンダク
タンス増幅器に負インピーダンス値として作用し、その
値は変更された値により再度設定される。
装置において用いられるＰＬＬシステム内において、た
とえば、５．０４ＭＨｚ周波数を有する出力信号は他の
回路に入力されるとともに第１可変相互コンダクタンス
増幅器の負入力端子に発振信号として入力される。第１
可変相互コンダクタンス増幅器においても、トランジス
タがアクティブ領域で動作しながら発振し、その出力Ｖ
01が第２可変相互コンダクタンス増幅器に入力されるが
相互コンダクタンスｇｍの変化があるとき、Ｖ 01値が変
わっても負性抵抗回路１２はなお第２可変相互コンダク
タンス増幅器に負インピーダンス値として作用し、その
値は変更された値により再度設定される。
【００５１】
【発明の効果】以上のように、本発明の回路は可変相互
コンダクタンス増幅器によるＶＣＯ回路において負帰還
方式の採択と負性抵抗回路による発振条件充足およびこ
れによる周波数の安定、発振周波数の可変範囲の拡大、
歪みのない発振波形の提供を実現し、信頼性のあるＶＣ
Ｏが得られる。
コンダクタンス増幅器によるＶＣＯ回路において負帰還
方式の採択と負性抵抗回路による発振条件充足およびこ
れによる周波数の安定、発振周波数の可変範囲の拡大、
歪みのない発振波形の提供を実現し、信頼性のあるＶＣ
Ｏが得られる。
【図１】従来のＶＣＯの回路構成図である。
【図２】本発明の回路構成図である。
【図３】本発明の回路の前段に設けられる前置回路の詳
細構成図である。
細構成図である。
【図４】本発明の第１可変相互コンダクタンス増幅器の
詳細構成図である。
詳細構成図である。
【図５】本発明の第２可変相互コンダクタンス増幅器の
詳細構成図である。
詳細構成図である。
【図６】本発明に従う負性抵抗回路の詳細構成図であ
る。
る。
１０ 第１可変相互コンダクタンス増幅器 １１ 第２可変相互コンダクタンス増幅器 １２ 負性抵抗回路 Ｉ1 第１基準電流 Ｉ2 第２基準電流 Ｑ31〜Ｑ40 トランジスタ Ｒ1 〜Ｒ8 抵抗
Claims (5)
- 【請求項１】 第１および第２可変相互コンダクタンス
増幅器と、 前記第１可変相互コンダクタンス増幅器の出力端子と前
記第２可変相互コンダクタンス増幅器の正入力端子とを
接続する第１導体と、 前記第１導体と接地端子との間に連結された第１コンデ
ンサならびに負性抵抗回路と、 前記第２可変相互コンダクタンス増幅器の出力端子と前
記第１可変相互コンダクタンス増幅器の負入力端子とを
接続する第２導体と、 前記第２導体と接地端子との間に連結された第２コンデ
ンサとを含み、 前記第１および第２可変相互コンダクタンス増幅器のそ
れぞれの正および負入力端子は接地されており、前記連
結された第１および第２可変相互コンダクタンス増幅器
は直流制御入力電圧に応じて相互コンダクタンス値を変
化させて対応可変周波数信号を前記第２可変相互コンダ
クタンス増幅器が出力するようにしたことを特徴とする
可変周波数発振回路。 - 【請求項２】 前記負性抵抗回路は、 前記回路が有する基準電流供給部の第１基準電流を受け
る第１および第２トランジスタと、 第２基準電流を受ける第３および第４トランジスタと、 前記第２および第４トランジスタのエミッタに連結され
た第１および第２抵抗がお互いに連結される接点に連結
された第１バイアス用トランジスタと第３抵抗と、 前記第１および第３トランジスタのそれぞれのエミッタ
に連結された第４および第５抵抗がお互いに連結される
接点に連結される第２バイアス用トランジスタと第６抵
抗とを含み、 前記第２トランジスタのベースは第３トランジスタのコ
レクタ（第１ノード）に、そして、第４トランジスタの
ベースは第１トランジスタのコレクタ（第２ノード）に
連結され、前記第１ノードの電圧および電流は負抵抗特
性を有するよう構成されたことを特徴とする請求項１記
載の可変周波数発振回路。 - 【請求項３】 第１および第２基準電流を供給する基準
電流供給部の第７および第８抵抗が供給電源に連結さ
れ、前記第７および第８抵抗のそれぞれに連結された第
５および第６トランジスタは第３基準電流が流れる第７
トランジスタとともに電流ミラーを構成し、前記第１お
よび第２基準電流は同一の大きさで出力されることを特
徴とする請求項２記載の可変周波数発振回路。 - 【請求項４】 前記第１抵抗の抵抗値をＲ1 、前記第２
抵抗の抵抗値をＲ2、前記第３抵抗の抵抗値をＲ3 、前
記第４抵抗の抵抗値をＲ4 、前記第５抵抗の抵抗値をＲ
5 、前記第６抵抗の抵抗値をＲ6 、前記第８抵抗の抵抗
値をＲ8 としたとき、Ｒ4 ＝Ｒ5 ＞Ｒ1 ＝Ｒ2 およびＲ
3 ＞Ｒ8 、Ｒ3 ＞Ｒ6 であることを特徴とする請求項２
記載の可変周波数発振回路。 - 【請求項５】 前記第１抵抗の抵抗値をＲ1 、前記第２
抵抗の抵抗値をＲ2、前記第３抵抗の抵抗値をＲ3 、前
記第４抵抗の抵抗値をＲ4 、前記第５抵抗の抵抗値をＲ
5 、前記第６抵抗の抵抗値をＲ6 、前記第８抵抗の抵抗
値をＲ8 としたとき、Ｒ4 ＝Ｒ5 ＞Ｒ1 ＝Ｒ2 およびＲ
3 ＞Ｒ8 、Ｒ3 ＞Ｒ6 であることを特徴とする請求項３
記載の可変周波数発振回路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| KR161 | 1992-01-08 | ||
| KR1019920000161A KR940007972B1 (ko) | 1992-01-08 | 1992-01-08 | 가변 주파수 발진 회로 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0685541A true JPH0685541A (ja) | 1994-03-25 |
| JP2588823B2 JP2588823B2 (ja) | 1997-03-12 |
Family
ID=19327659
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5000319A Expired - Fee Related JP2588823B2 (ja) | 1992-01-08 | 1993-01-05 | 可変周波数発振回路 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5343170A (ja) |
| JP (1) | JP2588823B2 (ja) |
| KR (1) | KR940007972B1 (ja) |
| DE (1) | DE4300258B4 (ja) |
| GB (1) | GB2263207B (ja) |
Families Citing this family (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6107893A (en) * | 1998-12-02 | 2000-08-22 | Micron Technology, Inc. | Voltage tunable active inductorless oscillator |
| US6327465B1 (en) * | 1998-12-02 | 2001-12-04 | Micron Technology, Inc. | Voltage tunable active inductorless filter |
| US6208215B1 (en) * | 1999-01-14 | 2001-03-27 | National Semiconductor Corp. | VCO and filter controlled by common integrated thermal frequency reference |
| GB2404795B (en) * | 2003-08-04 | 2006-05-17 | Seiko Epson Corp | Power converter circuit and method for power conversion |
| US7760040B2 (en) * | 2006-01-20 | 2010-07-20 | Sirf Technology, Inc. | Method of eliminating temperature induced band switching in ultra wideband voltage controlled oscillator |
| US8937511B2 (en) * | 2011-11-22 | 2015-01-20 | Marvell World Trade Ltd. | Frequency scaling of variable speed systems for fast response and power reduction |
| US9013903B2 (en) * | 2012-02-07 | 2015-04-21 | Fairchild Semiconductor Corporation | High side driver circuitry |
| US8917146B1 (en) * | 2014-02-18 | 2014-12-23 | King Fahd University Of Petroleum And Minerals | Current-controlled operational transconductance amplifier based sinusoidal oscillator circuit |
Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5797207A (en) * | 1980-12-09 | 1982-06-16 | Fujitsu Ltd | Microwave oscillator |
| JPS6096902A (ja) * | 1983-10-07 | 1985-05-30 | エヌ・ベー・フイリツプス・フルーイランペンフアブリケン | 周波数逓倍回路 |
| JPS63191403A (ja) * | 1987-02-04 | 1988-08-08 | Toshiba Corp | 発振回路 |
| JPS6482702A (en) * | 1987-09-24 | 1989-03-28 | Murata Manufacturing Co | Microwave oscillating circuit |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4760353A (en) * | 1988-01-04 | 1988-07-26 | Motorola, Inc. | Integrated gyrator oscillator |
-
1992
- 1992-01-08 KR KR1019920000161A patent/KR940007972B1/ko not_active IP Right Cessation
-
1993
- 1993-01-05 JP JP5000319A patent/JP2588823B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 1993-01-05 GB GB9300108A patent/GB2263207B/en not_active Expired - Fee Related
- 1993-01-07 DE DE4300258A patent/DE4300258B4/de not_active Expired - Fee Related
- 1993-01-08 US US08/002,266 patent/US5343170A/en not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5797207A (en) * | 1980-12-09 | 1982-06-16 | Fujitsu Ltd | Microwave oscillator |
| JPS6096902A (ja) * | 1983-10-07 | 1985-05-30 | エヌ・ベー・フイリツプス・フルーイランペンフアブリケン | 周波数逓倍回路 |
| JPS63191403A (ja) * | 1987-02-04 | 1988-08-08 | Toshiba Corp | 発振回路 |
| JPS6482702A (en) * | 1987-09-24 | 1989-03-28 | Murata Manufacturing Co | Microwave oscillating circuit |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| KR930017289A (ko) | 1993-08-30 |
| DE4300258A1 (ja) | 1993-07-15 |
| DE4300258B4 (de) | 2006-02-09 |
| KR940007972B1 (ko) | 1994-08-31 |
| JP2588823B2 (ja) | 1997-03-12 |
| GB2263207B (en) | 1996-02-21 |
| US5343170A (en) | 1994-08-30 |
| GB9300108D0 (en) | 1993-03-03 |
| GB2263207A (en) | 1993-07-14 |
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| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
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|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
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| R250 | Receipt of annual fees |
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|
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|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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