JPH0679057B2 - 誘導電動機の２次磁束，励磁インダクタンスおよび２次時定数の演算回路 - Google Patents
誘導電動機の２次磁束，励磁インダクタンスおよび２次時定数の演算回路Info
- Publication number
- JPH0679057B2 JPH0679057B2 JP4209588A JP4209588A JPH0679057B2 JP H0679057 B2 JPH0679057 B2 JP H0679057B2 JP 4209588 A JP4209588 A JP 4209588A JP 4209588 A JP4209588 A JP 4209588A JP H0679057 B2 JPH0679057 B2 JP H0679057B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- magnetic flux
- circuit
- time constant
- output
- exciting inductance
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Landscapes
- Measuring Magnetic Variables (AREA)
- Measurement Of Resistance Or Impedance (AREA)
- Tests Of Circuit Breakers, Generators, And Electric Motors (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、誘導電動機（以下、単に誘導機とも云
う。）の１次電圧,1次電流および速度から２次磁束，励
磁インダクタンスおよび２次時定数を演算するための演
算回路に関する。
う。）の１次電圧,1次電流および速度から２次磁束，励
磁インダクタンスおよび２次時定数を演算するための演
算回路に関する。
従来、２次磁束演算回路としては例えば第４図のよう
に、誘導機の電圧方程式にもとづく１次電圧下降演算回
路11および積分回路12により誘導機の１次電圧１,1次
電流１から２次磁束２′（１，１，２′は３
相成分を直交する２相成分に変換した値を示す。ま
た「′」を付して１次換算値、「→」印を付してベクト
ル値をそれぞれ示す。）を演算する、いわゆる電圧モデ
ル式磁束演算回路（以下、単に電圧モデルともいう）と
呼ばれるものが知られている。
に、誘導機の電圧方程式にもとづく１次電圧下降演算回
路11および積分回路12により誘導機の１次電圧１,1次
電流１から２次磁束２′（１，１，２′は３
相成分を直交する２相成分に変換した値を示す。ま
た「′」を付して１次換算値、「→」印を付してベクト
ル値をそれぞれ示す。）を演算する、いわゆる電圧モデ
ル式磁束演算回路（以下、単に電圧モデルともいう）と
呼ばれるものが知られている。
また、第５図のように、誘導機の電流方程式にもとづく
増幅回路21,積分回路22および帰還回路23により、誘導
機の１次電流１と軸角速度ω２´とから２次磁束
２′を演算する、いわゆる電流モデル式磁束演算回路
（以下、単に電流モデルともいう）と呼ばれるものも知
られている。
増幅回路21,積分回路22および帰還回路23により、誘導
機の１次電流１と軸角速度ω２´とから２次磁束
２′を演算する、いわゆる電流モデル式磁束演算回路
（以下、単に電流モデルともいう）と呼ばれるものも知
られている。
一方、励磁インダクタンスおよび２次時定数演算方式と
しては例えば第６図（イ）のように、誘導機７を駆動す
る交流電源６から供給される励磁電流を制御し、励磁電
流一定時の電圧，電流から励磁インダクタンスを求め、
次に同図（ハ）の如く励磁電流を変化させ、そのときの
応答から同図（ロ）に点線で示す如き２次時定数を求め
るものが知られている。
しては例えば第６図（イ）のように、誘導機７を駆動す
る交流電源６から供給される励磁電流を制御し、励磁電
流一定時の電圧，電流から励磁インダクタンスを求め、
次に同図（ハ）の如く励磁電流を変化させ、そのときの
応答から同図（ロ）に点線で示す如き２次時定数を求め
るものが知られている。
しかしながら、第４図に示すものは誘導機の内部誘起電
圧を積分して２次磁束を求めているため、入力信号
１，１または積分回路のオフセツトの影響が大き
く、特に低速時には正確な演算ができないと云う難点が
ある。
圧を積分して２次磁束を求めているため、入力信号
１，１または積分回路のオフセツトの影響が大き
く、特に低速時には正確な演算ができないと云う難点が
ある。
また、第５図に示すものは高速時ほど安定性が低下し、
さらに誘導機等価回路定数から決定される演算回路パラ
メータの誤差が演算精度に与える影響が大きくなると云
う問題がある。
さらに誘導機等価回路定数から決定される演算回路パラ
メータの誤差が演算精度に与える影響が大きくなると云
う問題がある。
一方、第６図の方式は磁束飽和領域では正確な演算がで
きないと云う問題がある。
きないと云う問題がある。
したがって、この発明は誘導機の２次磁束，励磁インダ
クタンスおよび２次時定数を精度良く求めることが可能
な演算回路を提供することを目的とする。
クタンスおよび２次時定数を精度良く求めることが可能
な演算回路を提供することを目的とする。
誘導電動機の主として固定子電流から電動機の２次磁束
を求める第１の磁束演算手段と、主として電動機端子電
圧を積分することにより電動機の２次磁束を求める第２
の磁束演算手段と、前記第1,第２磁束演算手段の出力偏
差をその各々にそれぞれ帰還する第1,第２の補償手段
と、前記出力偏差が零となるように前記第１磁束演算手
段のパラメータを調節する調節手段とを設け、前記第１
または第２磁束演算手段の出力から２次磁束値を得、前
記調節手段の出力から励磁インダクタンスおよび２次時
定数値を得る。
を求める第１の磁束演算手段と、主として電動機端子電
圧を積分することにより電動機の２次磁束を求める第２
の磁束演算手段と、前記第1,第２磁束演算手段の出力偏
差をその各々にそれぞれ帰還する第1,第２の補償手段
と、前記出力偏差が零となるように前記第１磁束演算手
段のパラメータを調節する調節手段とを設け、前記第１
または第２磁束演算手段の出力から２次磁束値を得、前
記調節手段の出力から励磁インダクタンスおよび２次時
定数値を得る。
電圧モデル式磁束演算回路（電圧モデル）は高速域で演
算精度が高く、電流モデル式磁束演算回路（電流モデ
ル）は低速域での安定性が高いことに着目し、上記補償
手段により両者の出力をそれぞれ補正して、低速から高
速域にわたる広い速度範囲で安定な演算ができるように
し、また励磁インダクタンスおよび２次時定数の誤差は
電流モデルで演算した２次磁束の振幅および位相の偏差
となることに着目し、両モデルの出力差から励磁インダ
クタンスおよび２次時定数を演算して電流モデルのパラ
メータを設定するパラメータ調節手段を設け、２次磁
束，励磁インダクタンスおよび２次時定数の高精度な演
算を可能にする。
算精度が高く、電流モデル式磁束演算回路（電流モデ
ル）は低速域での安定性が高いことに着目し、上記補償
手段により両者の出力をそれぞれ補正して、低速から高
速域にわたる広い速度範囲で安定な演算ができるように
し、また励磁インダクタンスおよび２次時定数の誤差は
電流モデルで演算した２次磁束の振幅および位相の偏差
となることに着目し、両モデルの出力差から励磁インダ
クタンスおよび２次時定数を演算して電流モデルのパラ
メータを設定するパラメータ調節手段を設け、２次磁
束，励磁インダクタンスおよび２次時定数の高精度な演
算を可能にする。
第１図はこの発明の実施例を示す構成図で、１次電圧降
下演算回路11および積分回路12からなる電圧モデル１
と、増幅回路21A,21Bおよび積分回路22ならびに帰還回
路23からなる電流モデル２と、補償回路3A,3Bと、増幅
回路４と、パラメータ調整回路５とから構成される。
下演算回路11および積分回路12からなる電圧モデル１
と、増幅回路21A,21Bおよび積分回路22ならびに帰還回
路23からなる電流モデル２と、補償回路3A,3Bと、増幅
回路４と、パラメータ調整回路５とから構成される。
こゝで、電圧モデルは誘導機の次の基本式から求まる。
である。また、１は固定子軸上の１次電圧ベクトル、
は固定子軸上の１次電流ベクトル、２′は固定子軸
上の２次磁束ベクトル、ｐは微分演算子（d/dt）、L1，
L2′,Mは１次,2次，相互インダクタンス、R1，R2′は１
次,2次抵抗、ω２′は軸角速度である。
は固定子軸上の１次電流ベクトル、２′は固定子軸
上の２次磁束ベクトル、ｐは微分演算子（d/dt）、L1，
L2′,Mは１次,2次，相互インダクタンス、R1，R2′は１
次,2次抵抗、ω２′は軸角速度である。
これを基本波等価回路で示すと第２図のようになる。な
お、図中の等価２次抵抗 のＳはすべりを表わす。したがつて、２次磁束２′は
（１）式の第1,2行から、 の如く表わされる。こゝで、 とおくと、 となる。一方、電流モデルで演算される２次磁束２′
は、（１）式の第3,4行から、 となる。こゝで、 とすると、 となる。なお、M2／L2′を励磁インダクタンス、R2′／
L2′を２次時定数と呼ぶことにする。このように、２つ
のモデルから求まる磁束2V′および2I′は等しくな
らねばならないが、入力信号または各演算回路のオフセ
ツトや、パラメータの設定誤差のため必ずしも一致しな
いので、こゝでは補償回路3A,3Bとパラメータ調整回路
５とを設けて対処する。
お、図中の等価２次抵抗 のＳはすべりを表わす。したがつて、２次磁束２′は
（１）式の第1,2行から、 の如く表わされる。こゝで、 とおくと、 となる。一方、電流モデルで演算される２次磁束２′
は、（１）式の第3,4行から、 となる。こゝで、 とすると、 となる。なお、M2／L2′を励磁インダクタンス、R2′／
L2′を２次時定数と呼ぶことにする。このように、２つ
のモデルから求まる磁束2V′および2I′は等しくな
らねばならないが、入力信号または各演算回路のオフセ
ツトや、パラメータの設定誤差のため必ずしも一致しな
いので、こゝでは補償回路3A,3Bとパラメータ調整回路
５とを設けて対処する。
以下、その動作について説明する。
補償回路3Aは電圧モデル１と電流モデル２の２次磁束演
算結果の差（2V′−2I′）を、電圧モデル１に帰還
する。パラメータ誤差がないとすれば、2V′と2I′
の減算結果には電圧モデルのオフセツト分が現われるこ
とから、補償回路3Aを介して帰還を掛けると、２次磁束
演算結果2V′のオフセツト分を抑制することができ
る。補償回路の例としては比例増幅,PI（比例・積分）
調節器などがあり、特に後者は積分要素を含みオフセツ
トの影響を“0"にすることができる。さらに、速度“0"
付近で１次電圧が略“0"になつて積分回路12での積分が
困難な場合でも、低速時での安定性が高い電流モデル２
との差が“0"になるように動作して、２次磁束を安定に
演算することができる。
算結果の差（2V′−2I′）を、電圧モデル１に帰還
する。パラメータ誤差がないとすれば、2V′と2I′
の減算結果には電圧モデルのオフセツト分が現われるこ
とから、補償回路3Aを介して帰還を掛けると、２次磁束
演算結果2V′のオフセツト分を抑制することができ
る。補償回路の例としては比例増幅,PI（比例・積分）
調節器などがあり、特に後者は積分要素を含みオフセツ
トの影響を“0"にすることができる。さらに、速度“0"
付近で１次電圧が略“0"になつて積分回路12での積分が
困難な場合でも、低速時での安定性が高い電流モデル２
との差が“0"になるように動作して、２次磁束を安定に
演算することができる。
補償回路3Bは電圧モデル１と電流モデル２の出力の差
を、電流モデル２に帰還する。電圧モデル１によりオフ
セツトが抑制されているため、中，高速領域で高精度の
演算が可能であり、補償回路3Bによつて電圧モデルとの
差を帰還すれば、電流モデルの演算誤差を抑制すること
ができる。この補償回路としては、比例増幅器，進み補
償器などが用いられる。
を、電流モデル２に帰還する。電圧モデル１によりオフ
セツトが抑制されているため、中，高速領域で高精度の
演算が可能であり、補償回路3Bによつて電圧モデルとの
差を帰還すれば、電流モデルの演算誤差を抑制すること
ができる。この補償回路としては、比例増幅器，進み補
償器などが用いられる。
次に、パラメータ調整回路の動作について説明する。
電圧モデル１の出力2V′は（３）式から明らかなよう
に、励磁インダクタンスおよび２次時定数の影響を受け
ないが、電流モデル２では（５）式からも明らかなよう
に、これらの影響を受ける。こゝで、 の微小変化分を、それぞれ とすると、１次周波数ω１が一定の場合は、これらの影
響は次のようになる。なお、簡単のため補償回路3A,3B
による帰還を無視する。（３），（５）式において、 とし、１，１，2V′は正弦波とすると、 となる。こゝに、ωｓはωｓ＝ω１−ω２′で示される
すべり角周波数である。この（６）式から、 の誤差は2I′の振幅、また の誤差は位相にそれぞれ影響を与えることがわかる。そ
こで、パラメータ調整回路５は2I′と2V′の減算結
果の振幅および位相偏差が“0"となるように、電流モデ
ル２の増幅回路21A,21Bのゲインおよび帰還回路23のゲ
インを調整する。
に、励磁インダクタンスおよび２次時定数の影響を受け
ないが、電流モデル２では（５）式からも明らかなよう
に、これらの影響を受ける。こゝで、 の微小変化分を、それぞれ とすると、１次周波数ω１が一定の場合は、これらの影
響は次のようになる。なお、簡単のため補償回路3A,3B
による帰還を無視する。（３），（５）式において、 とし、１，１，2V′は正弦波とすると、 となる。こゝに、ωｓはωｓ＝ω１−ω２′で示される
すべり角周波数である。この（６）式から、 の誤差は2I′の振幅、また の誤差は位相にそれぞれ影響を与えることがわかる。そ
こで、パラメータ調整回路５は2I′と2V′の減算結
果の振幅および位相偏差が“0"となるように、電流モデ
ル２の増幅回路21A,21Bのゲインおよび帰還回路23のゲ
インを調整する。
第３図にベクトル分解器51、PI調節器52A,52Bおよび極
性判別回路53からなるパラメータ調整回路の具体例を示
す。
性判別回路53からなるパラメータ調整回路の具体例を示
す。
上記（６）式の振幅誤差 は、ベクトル分解器51の半径方向成分出力より得られる
ので、PI調節器52Aはこれが“0"になるように、励磁イ
ンダクタンスの値を調整する。一方、（６）式の位相誤
差 は、ベクトル分解器51の角度方向成分出力から得られ
る。この位相誤差はωｓの極性によつてその極性が変わ
るため、極性判別回路53で（2V′×１）なるトルク
を演算し、このトルク計算値が負のときにはベクトル分
解器51の出力を反転させてPI調節器52Bに与え、２次時
定数を調整する。振幅，位相の偏差が“0"で、電流モデ
ルの出力2I′と電圧モデルの出力2V′とが一致する
と、パラメータ調整回路５からの励磁インダクタンスお
よび２次時定数は誘導機の実際値に一致し、２次磁束も
正確に得ることができる。
ので、PI調節器52Aはこれが“0"になるように、励磁イ
ンダクタンスの値を調整する。一方、（６）式の位相誤
差 は、ベクトル分解器51の角度方向成分出力から得られ
る。この位相誤差はωｓの極性によつてその極性が変わ
るため、極性判別回路53で（2V′×１）なるトルク
を演算し、このトルク計算値が負のときにはベクトル分
解器51の出力を反転させてPI調節器52Bに与え、２次時
定数を調整する。振幅，位相の偏差が“0"で、電流モデ
ルの出力2I′と電圧モデルの出力2V′とが一致する
と、パラメータ調整回路５からの励磁インダクタンスお
よび２次時定数は誘導機の実際値に一致し、２次磁束も
正確に得ることができる。
なお、以上では２次磁束２′を電圧モデル１より得る
ようにしたが、これを電流モデル２より得ることもでき
る。この場合も、電圧モデル１の出力を増幅回路４にて
L2′/M倍したように、電流モデル２の出力2I′をL2′
/M倍するための増幅回路が同様に必要となる。
ようにしたが、これを電流モデル２より得ることもでき
る。この場合も、電圧モデル１の出力を増幅回路４にて
L2′/M倍したように、電流モデル２の出力2I′をL2′
/M倍するための増幅回路が同様に必要となる。
この発明によれば、低速域で安定性の高い電流モデルお
よび高速域で精度の高い電圧モデルに対し、両モデルの
出力偏差をその各々にそれぞれ帰還する補償回路を付加
することにより、安定性および精度が改善され、その結
果、低速から高速までの広い速度範囲で、高精度に２次
磁束を演算することが可能になる。
よび高速域で精度の高い電圧モデルに対し、両モデルの
出力偏差をその各々にそれぞれ帰還する補償回路を付加
することにより、安定性および精度が改善され、その結
果、低速から高速までの広い速度範囲で、高精度に２次
磁束を演算することが可能になる。
また、パラメータ調整回路によつて誘導機等価回路定数
変化の検出とパラメータの自動調整が可能なので、磁束
飽和時にも２次磁束，励磁インダクタンスおよび２次時
定数を高精度に演算することができる。
変化の検出とパラメータの自動調整が可能なので、磁束
飽和時にも２次磁束，励磁インダクタンスおよび２次時
定数を高精度に演算することができる。
第１図はこの発明の実施例を示す構成図、第２図は誘導
機の基本波等価回路図、第３図はパラメータ調整回路の
具体例を示す回路図、第４図は電圧モデル式磁束演算回
路の一般的な例を示す回路図、第５図は電流モデル式磁
束演算回路の一般的な例を示す回路図、第６図は励磁イ
ンダクタンスおよび２次時定数を演算する演算方式の従
来例を説明するための説明図である。 符号説明 １……電圧モデル式磁束演算回路、２……電流モデル式
磁束演算回路、3A,3B……補償回路、4,21,21A,21B……
増幅回路、５……パラメータ調整回路、６……交流電
源、７……誘導電動機、11……１次電圧降下演算回路、
12,22……積分回路、23……帰還回路、51……ベクトル
分解器、52A,52B……PI調節器、53……極性判別回路。
機の基本波等価回路図、第３図はパラメータ調整回路の
具体例を示す回路図、第４図は電圧モデル式磁束演算回
路の一般的な例を示す回路図、第５図は電流モデル式磁
束演算回路の一般的な例を示す回路図、第６図は励磁イ
ンダクタンスおよび２次時定数を演算する演算方式の従
来例を説明するための説明図である。 符号説明 １……電圧モデル式磁束演算回路、２……電流モデル式
磁束演算回路、3A,3B……補償回路、4,21,21A,21B……
増幅回路、５……パラメータ調整回路、６……交流電
源、７……誘導電動機、11……１次電圧降下演算回路、
12,22……積分回路、23……帰還回路、51……ベクトル
分解器、52A,52B……PI調節器、53……極性判別回路。
Claims (1)
- 【請求項１】誘導電動機の主として固定子電流から電動
機の２次磁束を求める第１の磁束演算手段と、 主として電動機端子電圧を積分することにより電動機の
２次磁束を求める第２の磁束演算手段と、 前記第1,第２磁束演算手段の出力偏差をその各々にそれ
ぞれ帰還する第1,第２の補償手段と、 前記出力偏差が零となるように前記第１磁束演算手段の
パラメータを調節する調節手段と、 を設け、前記第１または第２磁束演算手段の出力から２
次磁束値を得、前記調節手段の出力から励磁インダクタ
ンスおよび２次時定数値を得ることを特徴とする誘導電
動機の２次磁束，励磁インダクタンスおよび２次時定数
の演算回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4209588A JPH0679057B2 (ja) | 1988-02-26 | 1988-02-26 | 誘導電動機の２次磁束，励磁インダクタンスおよび２次時定数の演算回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4209588A JPH0679057B2 (ja) | 1988-02-26 | 1988-02-26 | 誘導電動機の２次磁束，励磁インダクタンスおよび２次時定数の演算回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01217279A JPH01217279A (ja) | 1989-08-30 |
| JPH0679057B2 true JPH0679057B2 (ja) | 1994-10-05 |
Family
ID=12626441
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4209588A Expired - Fee Related JPH0679057B2 (ja) | 1988-02-26 | 1988-02-26 | 誘導電動機の２次磁束，励磁インダクタンスおよび２次時定数の演算回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0679057B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2708646B2 (ja) * | 1991-04-12 | 1998-02-04 | 三菱電機株式会社 | 同期機の横軸ダンパ時定数測定装置 |
| JP2708645B2 (ja) * | 1991-04-12 | 1998-02-04 | 三菱電機株式会社 | 同期機の直軸ダンパ時定数測定装置 |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4420987A (en) * | 1981-03-17 | 1983-12-20 | Rockwell International Corporation | Recirculating ball disc actuator |
| JPS6065465U (ja) * | 1983-10-13 | 1985-05-09 | スズキ株式会社 | Ｖベルト自動変速装置 |
| JPS61294265A (ja) * | 1985-06-13 | 1986-12-25 | Mitsuboshi Belting Ltd | 遠心推力式変速プ−リ |
-
1988
- 1988-02-26 JP JP4209588A patent/JPH0679057B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH01217279A (ja) | 1989-08-30 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US6590358B1 (en) | Servocontrol device | |
| KR920004734B1 (ko) | 유도기의 제어장치 | |
| US4441065A (en) | Method and apparatus for determining the rotor resistance of an asynchronous machine | |
| JPH0472478B2 (ja) | ||
| JPH0919191A (ja) | 回転モータ又はリニアモータの回転子の位置決め方法 | |
| JPS6333389B2 (ja) | ||
| JPH10243699A (ja) | 同期電動機の制御装置 | |
| JPH0880100A (ja) | 誘導電動機の制御装置及びその制御方法 | |
| US5162727A (en) | Method and apparatus of determining the stator flux estimate of an electric machine | |
| JPH01214780A (ja) | 回転磁界機の回転子インピーダンスの決定方法および装置 | |
| JPH0250718B2 (ja) | ||
| JPH0679057B2 (ja) | 誘導電動機の２次磁束，励磁インダクタンスおよび２次時定数の演算回路 | |
| US4322672A (en) | Electric motor control apparatus | |
| US4885519A (en) | Method and apparatus for determining the flux vector of a rotating-field machine | |
| JP2006262598A (ja) | 電動機の可変速制御装置 | |
| JP2579119B2 (ja) | 誘導電動機のベクトル制御装置 | |
| US5150029A (en) | Method and apparatus for controlling the magnetic flux of an induction motor | |
| JPS633556B2 (ja) | ||
| KR0129561B1 (ko) | 유도 모터용 벡터 제어 장치 | |
| JPS63316687A (ja) | 誘導電動機のベクトル制御演算装置 | |
| JP3123235B2 (ja) | 誘導電動機のベクトル制御装置 | |
| JPH07298697A (ja) | 電動機の電気的定数のオートチューニング方法 | |
| JPH0530792A (ja) | 誘導電動機の制御装置 | |
| JPS5921293A (ja) | 誘導電動機のトルク制御装置 | |
| JP2590524B2 (ja) | ベクトル制御装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |