JPH066980A - インバータ制御方式 - Google Patents
インバータ制御方式Info
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- JPH066980A JPH066980A JP4157195A JP15719592A JPH066980A JP H066980 A JPH066980 A JP H066980A JP 4157195 A JP4157195 A JP 4157195A JP 15719592 A JP15719592 A JP 15719592A JP H066980 A JPH066980 A JP H066980A
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Abstract
(57)【要約】
【構成】二系統のインバータ２９，３０を用いて直流電
圧から単相交流電圧を発生する。制御部では単相交流電
圧出力を誤差増幅部３の頁の入力に接続し、誤差増幅部
３７の出力をＰＷＭ回路部３４の入力に接続し、ＰＷＭ
回路部３４の出力を波形成形回路３１に入力し、波形成
形回路３１の第１の出力をドライバー２９の第１の入力
に接続し、第２の出力をドライバー３０の第１の入力に
接続し、誤差増幅部３７の正の入力とドライバー切換コ
ントロール部３６の入力とゼロクロス信号発生回路２５
の入力に正弦波基準電圧部２６の出力を接続し、ドライ
バー切換コントロール部３６の第１の出力をドライバー
２９の第２の入力に接続し第２の出力をドライバー３０
の第２の入力に接続し、ゼロクロス信号発生回路２５の
第１の出力をドライバー２９の第３の入力に接続し第２
の出力をドライバー３０の第３の入力に接続して構成さ
れる。 【効果】ＰＷＭ回路とフォトカプラが不用な簡易化され
た回路構成で正弦波出力の波形歪を少くすることができ
る。
圧から単相交流電圧を発生する。制御部では単相交流電
圧出力を誤差増幅部３の頁の入力に接続し、誤差増幅部
３７の出力をＰＷＭ回路部３４の入力に接続し、ＰＷＭ
回路部３４の出力を波形成形回路３１に入力し、波形成
形回路３１の第１の出力をドライバー２９の第１の入力
に接続し、第２の出力をドライバー３０の第１の入力に
接続し、誤差増幅部３７の正の入力とドライバー切換コ
ントロール部３６の入力とゼロクロス信号発生回路２５
の入力に正弦波基準電圧部２６の出力を接続し、ドライ
バー切換コントロール部３６の第１の出力をドライバー
２９の第２の入力に接続し第２の出力をドライバー３０
の第２の入力に接続し、ゼロクロス信号発生回路２５の
第１の出力をドライバー２９の第３の入力に接続し第２
の出力をドライバー３０の第３の入力に接続して構成さ
れる。 【効果】ＰＷＭ回路とフォトカプラが不用な簡易化され
た回路構成で正弦波出力の波形歪を少くすることができ
る。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は直流電圧を単相交流電圧
に変換するインバータ装置に関する。
に変換するインバータ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】図７は従来のインバータ装置の一例のブ
ロック図、図８は従来例の動作を説明するための波形図
である。
ロック図、図８は従来例の動作を説明するための波形図
である。
【０００３】従来例において、インバータ２９は正弦波
交流電圧の正の半周期を直流から変換し、インバータ３
０は正弦波交流電圧の負の半周期を直流から変換する。
制御部は、ドライバー３２、ドライバー３３、ＰＷＭ回
路部３４、ＰＷＭ回路部３５、ドライバーコントロール
部３６、誤差増幅部３７、正弦波基準電圧部３８、フォ
トカプラ３９およびフォトカプラ４０により構成され、
インバータ２９，３０の制御を行う。
交流電圧の正の半周期を直流から変換し、インバータ３
０は正弦波交流電圧の負の半周期を直流から変換する。
制御部は、ドライバー３２、ドライバー３３、ＰＷＭ回
路部３４、ＰＷＭ回路部３５、ドライバーコントロール
部３６、誤差増幅部３７、正弦波基準電圧部３８、フォ
トカプラ３９およびフォトカプラ４０により構成され、
インバータ２９，３０の制御を行う。
【０００４】次に従来例の動作について説明する。イン
バータ装置の正弦波出力端子４１に正の正弦波交流電圧
が発生している場合、誤差増幅部３７は正弦波交流電圧
と正弦波基準電圧部３８の基準信号とを比較し、誤差信
号をフォトカプラ３９を介してＰＷＭ回路部３４に伝達
する。ＰＷＭ回路部３４では誤差信号の電圧レベルに比
例したパルス幅の信号を生成しドライバー３２に伝達す
る。ドライバー３２はパルス幅信号を用いてインバータ
２９を駆動し、正の正弦波交流電圧を発生させる。パル
ス幅が小さい場合には出力電圧は低く、パルス幅が大き
い場合には出力電圧は大きくなる。
バータ装置の正弦波出力端子４１に正の正弦波交流電圧
が発生している場合、誤差増幅部３７は正弦波交流電圧
と正弦波基準電圧部３８の基準信号とを比較し、誤差信
号をフォトカプラ３９を介してＰＷＭ回路部３４に伝達
する。ＰＷＭ回路部３４では誤差信号の電圧レベルに比
例したパルス幅の信号を生成しドライバー３２に伝達す
る。ドライバー３２はパルス幅信号を用いてインバータ
２９を駆動し、正の正弦波交流電圧を発生させる。パル
ス幅が小さい場合には出力電圧は低く、パルス幅が大き
い場合には出力電圧は大きくなる。
【０００５】負の正弦波交流電圧についても同様で誤差
増幅部３７で得られた誤差信号はフォトカプラ４０を介
してＰＷＭ回路部３５に伝達され、そこで誤差信号の電
圧レベルに比例したパルス幅の信号を生成しドライバー
３３に伝達する。ドライバー３３はパルス幅信号を用い
てインバータ３０を駆動し負の正弦波交流電圧を発生さ
せる。
増幅部３７で得られた誤差信号はフォトカプラ４０を介
してＰＷＭ回路部３５に伝達され、そこで誤差信号の電
圧レベルに比例したパルス幅の信号を生成しドライバー
３３に伝達する。ドライバー３３はパルス幅信号を用い
てインバータ３０を駆動し負の正弦波交流電圧を発生さ
せる。
【０００６】また、従来例では、誤差信号の伝達に２つ
のフォトカプラを用いているが、これは正の半周期と負
の半周期の誤差信号を分離するためである。
のフォトカプラを用いているが、これは正の半周期と負
の半周期の誤差信号を分離するためである。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】上述した従来のインバ
ータ装置では、ＰＷＭ回路部及び誤差信号伝達用のフォ
トカプラがそれぞれ２組必要となり回路構成が複雑にな
るうえ、二系統のインバータの動作切り換えの際に正弦
波出力電圧がゼロ電位近傍にて波形歪みを生じるという
欠点がある。
ータ装置では、ＰＷＭ回路部及び誤差信号伝達用のフォ
トカプラがそれぞれ２組必要となり回路構成が複雑にな
るうえ、二系統のインバータの動作切り換えの際に正弦
波出力電圧がゼロ電位近傍にて波形歪みを生じるという
欠点がある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明のインバータ装置
は、二系統にインバータを用いて直流電圧から単相交流
電圧を発生するインバータ装置において、前記単相交流
電圧の出力を誤差増幅部の負の入力に接続し、前記誤差
増幅部の出力をＰＷＭ回路部の入力に接続し、前記ＰＷ
Ｍ回路部の出力を波形成形回路部に入力し、前記波形成
形回路部の第１の出力を第１のドライバーの第１の入力
に接続し第２の出力を第２のドライバーの第１の入力に
接続し、前記誤差増幅部の正の入力とドライバー切換コ
ントロール部の入力とゼロクロス信号発生回路部の入力
とに正弦波基準電圧部の出力を接続し、前記ドライバー
切換コントロール部の第１の出力を前記第１のドライバ
ーの第２の入力に接続し第２のの出力を前記第２のドラ
イバーの第２の入力に接続し、前記ゼロクロス信号発生
回路部の第１の出力を前記第１のドライバーの第３の入
力に接続し第２の出力を前記第２のドライバーの第３の
入力に接続する。
は、二系統にインバータを用いて直流電圧から単相交流
電圧を発生するインバータ装置において、前記単相交流
電圧の出力を誤差増幅部の負の入力に接続し、前記誤差
増幅部の出力をＰＷＭ回路部の入力に接続し、前記ＰＷ
Ｍ回路部の出力を波形成形回路部に入力し、前記波形成
形回路部の第１の出力を第１のドライバーの第１の入力
に接続し第２の出力を第２のドライバーの第１の入力に
接続し、前記誤差増幅部の正の入力とドライバー切換コ
ントロール部の入力とゼロクロス信号発生回路部の入力
とに正弦波基準電圧部の出力を接続し、前記ドライバー
切換コントロール部の第１の出力を前記第１のドライバ
ーの第２の入力に接続し第２のの出力を前記第２のドラ
イバーの第２の入力に接続し、前記ゼロクロス信号発生
回路部の第１の出力を前記第１のドライバーの第３の入
力に接続し第２の出力を前記第２のドライバーの第３の
入力に接続する。
【０００９】
【実施例】次に、本発明について図面を参照して説明す
る。図１は本発明の一実施例のブロック図、図２は本実
施例の詳細ブロック図である。
る。図１は本発明の一実施例のブロック図、図２は本実
施例の詳細ブロック図である。
【００１０】本実施例のインバータ装置は、二系統のイ
ンバータ２９，３０を用いて直流電圧から単相交流電圧
を発生する。制御部では単相交流電圧出力を誤差増幅部
３の負の入力に接続し、誤差増幅部３７の出力をＰＷＭ
回路部３４の入力に接続し、ＰＷＭ回路部３４の出力を
波形成形回路３１に入力し、波形成形回路３１の第１の
出力をドライバー２９の第１の出力に接続し、第２の出
力をドライバー３０の第１の入力に接続し、誤差増幅部
３７の正の入力とドライバー切換コントロール部３６の
入力とゼロクロス信号発生回路２５の入力に正弦波基準
電圧部２６の出力を接続し、ドライバー切換コントロー
ル部３６の第１の出力をドライバー２９の第２の入力に
接続し第２の出力をドライバー３０の第２の入力に接続
し、ゼロクロス信号発生回路２５の第１の出力をドライ
バー２９の第３の入力に接続し第２の出力をドライバー
３０の第３の入力に接続して構成される。
ンバータ２９，３０を用いて直流電圧から単相交流電圧
を発生する。制御部では単相交流電圧出力を誤差増幅部
３の負の入力に接続し、誤差増幅部３７の出力をＰＷＭ
回路部３４の入力に接続し、ＰＷＭ回路部３４の出力を
波形成形回路３１に入力し、波形成形回路３１の第１の
出力をドライバー２９の第１の出力に接続し、第２の出
力をドライバー３０の第１の入力に接続し、誤差増幅部
３７の正の入力とドライバー切換コントロール部３６の
入力とゼロクロス信号発生回路２５の入力に正弦波基準
電圧部２６の出力を接続し、ドライバー切換コントロー
ル部３６の第１の出力をドライバー２９の第２の入力に
接続し第２の出力をドライバー３０の第２の入力に接続
し、ゼロクロス信号発生回路２５の第１の出力をドライ
バー２９の第３の入力に接続し第２の出力をドライバー
３０の第３の入力に接続して構成される。
【００１１】図２において制御部は、抵抗１２，抵抗１
３，抵抗１４，ＯＰアンプ１５，コンパレータ１６，コ
ンパレータ１７，インバータ１８，インバータ１９，Ａ
ＮＤゲート２１，ＡＮＤゲート２２，ＯＲゲート２３，
ＯＲゲート２４，ゼロクロス信号発生回路２５，正弦波
基準電圧部２６，三角波発生回路２７，クロック発生回
路２８とを有して構成される。
３，抵抗１４，ＯＰアンプ１５，コンパレータ１６，コ
ンパレータ１７，インバータ１８，インバータ１９，Ａ
ＮＤゲート２１，ＡＮＤゲート２２，ＯＲゲート２３，
ＯＲゲート２４，ゼロクロス信号発生回路２５，正弦波
基準電圧部２６，三角波発生回路２７，クロック発生回
路２８とを有して構成される。
【００１２】次に、図１〜図６を参照して本実施例の動
作について説明する。抵抗１２，抵抗１３，抵抗１４，
ＯＰアンプ１５で構成される誤差増幅部３７はａ点の正
弦波出力電圧と正弦波基準電圧部２６の基準信号電圧と
を比較し誤差信号をｂを出力する。誤差信号ｂは正弦波
出力電圧ａと同位相で変化する。誤差信号ｂは、三角波
発生回路２７，コンパレータ１６により構成されるＰＷ
Ｍ回路部３５で三角波ｃと比較され誤差信号ｂの電圧レ
ベルに応じたパルス幅信号ｆに変換される。このパルス
幅信号ｆには、制御情報が含まれているがこのままでは
利用できない。そのためこのパルス幅信号ｆから制御情
報を抽出し二系統のインバータ２９，３０に分配するた
めインバータ１８，インバータ１９，インバータ２０，
ＡＮＤゲート２１，ＡＮＤゲート２２，ＯＲゲータ２
３，ＯＲゲート２４により構成される波形成形回路部３
１でその処理を行う。
作について説明する。抵抗１２，抵抗１３，抵抗１４，
ＯＰアンプ１５で構成される誤差増幅部３７はａ点の正
弦波出力電圧と正弦波基準電圧部２６の基準信号電圧と
を比較し誤差信号をｂを出力する。誤差信号ｂは正弦波
出力電圧ａと同位相で変化する。誤差信号ｂは、三角波
発生回路２７，コンパレータ１６により構成されるＰＷ
Ｍ回路部３５で三角波ｃと比較され誤差信号ｂの電圧レ
ベルに応じたパルス幅信号ｆに変換される。このパルス
幅信号ｆには、制御情報が含まれているがこのままでは
利用できない。そのためこのパルス幅信号ｆから制御情
報を抽出し二系統のインバータ２９，３０に分配するた
めインバータ１８，インバータ１９，インバータ２０，
ＡＮＤゲート２１，ＡＮＤゲート２２，ＯＲゲータ２
３，ＯＲゲート２４により構成される波形成形回路部３
１でその処理を行う。
【００１３】波形成形回路部３１の処理は図４および図
５に示す。正弦波交流出力電圧ａが正の反周期の場合
（図４）では、誤差信号ｂが上昇するに従いパルス幅を
広くする方向に制御しなければならない。そこで、この
パルス幅信号ｆを反転させ使用することにより誤差信号
ｂが上昇すればパルス幅は広がる方向に制御され、イン
バータ２９で発生する正の出力電圧を増大させる方向に
制御することが可能となる。誤差信号ｂの電圧レベルが
低下すればパルス幅は狭くなる方向に制御され、インバ
ータ２９で発生する正の出力電圧を減少させる方向に制
御することが可能となる。
５に示す。正弦波交流出力電圧ａが正の反周期の場合
（図４）では、誤差信号ｂが上昇するに従いパルス幅を
広くする方向に制御しなければならない。そこで、この
パルス幅信号ｆを反転させ使用することにより誤差信号
ｂが上昇すればパルス幅は広がる方向に制御され、イン
バータ２９で発生する正の出力電圧を増大させる方向に
制御することが可能となる。誤差信号ｂの電圧レベルが
低下すればパルス幅は狭くなる方向に制御され、インバ
ータ２９で発生する正の出力電圧を減少させる方向に制
御することが可能となる。
【００１４】このパルス幅信号ｆによりインバータ２
９，３０の制御が可能であるが、画素信号ｂのレベルが
上昇し過ぎて三角波の電圧レベルから外れた場合にはパ
ルス幅信号は連続してハイレベルとなりスイッチング動
作を行っているインバータ２９を破損する可能性があ
る。従って、三角波と同期動作を行っているデューティ
５０％の反転クロックと論理積を取りパルス幅が連続し
てハイレベルにならないようにしている。その時の状態
を波形ｊで示す。
９，３０の制御が可能であるが、画素信号ｂのレベルが
上昇し過ぎて三角波の電圧レベルから外れた場合にはパ
ルス幅信号は連続してハイレベルとなりスイッチング動
作を行っているインバータ２９を破損する可能性があ
る。従って、三角波と同期動作を行っているデューティ
５０％の反転クロックと論理積を取りパルス幅が連続し
てハイレベルにならないようにしている。その時の状態
を波形ｊで示す。
【００１５】正弦波交流出力電圧ａが負の半周期の場合
であり、誤差信号ｂの電圧レベルが低下するに従いパル
ス幅信号ｆのパルス幅は広がる方向に制御され、インバ
ータ３０で発生する負の出力電圧を増大させる方向に制
御することが可能となる。誤差信号ｂの電圧レベルが上
昇すればパルス幅は狭くなる方向に制御され、インバー
タ３０で発生する負の出力電圧を減少させる方向に制御
することが可能となる。
であり、誤差信号ｂの電圧レベルが低下するに従いパル
ス幅信号ｆのパルス幅は広がる方向に制御され、インバ
ータ３０で発生する負の出力電圧を増大させる方向に制
御することが可能となる。誤差信号ｂの電圧レベルが上
昇すればパルス幅は狭くなる方向に制御され、インバー
タ３０で発生する負の出力電圧を減少させる方向に制御
することが可能となる。
【００１６】この場合もインバータ３０の保護のため
に、デューティ５０％のクロックと論理積を取りパルス
幅が連続してハイレベルにならないようにしている。
に、デューティ５０％のクロックと論理積を取りパルス
幅が連続してハイレベルにならないようにしている。
【００１７】このようにすると、図３に示すように、正
の正弦波交流電圧ａを発生するインバータ３０の制御を
行うためには、得られるパルス幅信号ｆを反転して使用
し、負の正弦波交流電圧ａを発生するインバータ３０の
制御を行うためには、得られるパルス幅信号ｆをそのま
ま使用することにより制御が可能となる。正の正弦波交
流電圧ａを発生するインバータ２０と負の正弦波交流電
圧ａを発生させるインバータ３０の動作切換えは、コン
パレータ１７により正弦波基準電圧部２６の基準信号波
形に同期して行なわれる。
の正弦波交流電圧ａを発生するインバータ３０の制御を
行うためには、得られるパルス幅信号ｆを反転して使用
し、負の正弦波交流電圧ａを発生するインバータ３０の
制御を行うためには、得られるパルス幅信号ｆをそのま
ま使用することにより制御が可能となる。正の正弦波交
流電圧ａを発生するインバータ２０と負の正弦波交流電
圧ａを発生させるインバータ３０の動作切換えは、コン
パレータ１７により正弦波基準電圧部２６の基準信号波
形に同期して行なわれる。
【００１８】また、本実施例では、正弦波交流出力電圧
ａのゼロ電位近傍での波形歪みを改善するため、そのゼ
ロ電位近傍で二系統のインバータ２９，３０の同時動作
制御を図６を参照して説明する。正弦波基準電圧部２６
の基準信号により、セロクロス点に同期した一定時間幅
ｔで一定周期のゼロクロス信号を生成する。このゼロク
ロス信号を生成する。このゼロクロス点に同期した一定
時間幅ｔで一定周期のゼロクロス信号を生成する。この
ゼロクロス信号とコンパレータ１７によるドライバー切
替えコントロール信号の論理和を取ることにより、ドラ
イバー切替えコントロール信号は、一定時間幅ｔで共に
ハイレベルとなる。この時間、二系統のインバータ２
９，３０は共に動作状態となり、一方のインバータから
他方のインバータヘスムーズな切換動作が行われる。こ
の同時動作制御により、二系統のインバータ２９，３０
の切替え時に発生していたゼロ電位近傍の波形歪が改善
できる。
ａのゼロ電位近傍での波形歪みを改善するため、そのゼ
ロ電位近傍で二系統のインバータ２９，３０の同時動作
制御を図６を参照して説明する。正弦波基準電圧部２６
の基準信号により、セロクロス点に同期した一定時間幅
ｔで一定周期のゼロクロス信号を生成する。このゼロク
ロス信号を生成する。このゼロクロス点に同期した一定
時間幅ｔで一定周期のゼロクロス信号を生成する。この
ゼロクロス信号とコンパレータ１７によるドライバー切
替えコントロール信号の論理和を取ることにより、ドラ
イバー切替えコントロール信号は、一定時間幅ｔで共に
ハイレベルとなる。この時間、二系統のインバータ２
９，３０は共に動作状態となり、一方のインバータから
他方のインバータヘスムーズな切換動作が行われる。こ
の同時動作制御により、二系統のインバータ２９，３０
の切替え時に発生していたゼロ電位近傍の波形歪が改善
できる。
【００１９】このようにすると、二系統インバータにそ
れぞれ個別のＰＷＭ回路を設ける必要が無く、また誤差
信号を二系統に分類するフォトカプラも必要なくなり回
路構成が簡単になると共に、正弦波交流電力のゼロ電位
近傍における波形歪みを改善することができる。
れぞれ個別のＰＷＭ回路を設ける必要が無く、また誤差
信号を二系統に分類するフォトカプラも必要なくなり回
路構成が簡単になると共に、正弦波交流電力のゼロ電位
近傍における波形歪みを改善することができる。
【００２０】
【発明の効果】以上説明したように本発明は、誤差増幅
部の出力をＰＷＭ回路部に入力しＰＷＭ回路部の出力を
二系統のインバータに分配する波形成形回路部及びゼロ
クロス信号発生回路を有することにより、簡易化された
回路構成で正弦波出力の波形歪を少くすることができ
る。
部の出力をＰＷＭ回路部に入力しＰＷＭ回路部の出力を
二系統のインバータに分配する波形成形回路部及びゼロ
クロス信号発生回路を有することにより、簡易化された
回路構成で正弦波出力の波形歪を少くすることができ
る。
【図１】本発明の一実施例のブロック図である。
【図２】本実施例の詳細ブロック図である。
【図３】本実施例の動作説明のための各部の波形図であ
る。
る。
【図４】本実施例の動作説明のための波形図である。
【図５】本実施例の動作説明のための波形図である。
【図６】本実施例の動作説明のための波形図である。
【図７】従来のインバータ装置の一例のブロック図であ
る。
る。
【図８】従来例の動作説明のための波形図である。
２５ ゼロクロス信号発生回路 ２６ 正弦波基準電圧部 ２７ 三角波発生回路 ２８ クロック発生回路 ２９，３０ インバータ ３１ 波形成形回路 ３２，３３ ドライバー ３４，３５ ＰＷＭ回路部 ３６ ドライバー切換コントロール部 ３７ 誤差増幅部 ３８ 正弦波基準電圧部
Claims (3)
- 【請求項１】 二系統にインバータを用いて直流電圧か
ら単相交流電圧を発生するインバータ装置において、前
記単相交流電圧の出力を誤差増幅部の負の入力に接続
し、前記誤差増幅部の出力をＰＷＭ回路部の入力に接続
し、前記ＰＷＭ回路部の出力を波形成形回路部に入力
し、前記波形成形回路部の第１の出力を第１のドライバ
ーの第１の入力に接続し第２の出力を第２のドライバー
の第１の入力に接続し、前記誤差増幅部の正の入力とド
ライバー切換コントロール部の入力とゼロクロス信号発
生回路部の入力とに正弦波基準電圧部の出力を接続し、
前記ドライバー切換コントロール部の第１の出力を前記
第１のドライバーの第２の入力に接続し第２のの出力を
前記第２のドライバーの第２の入力に接続し、前記ゼロ
クロス信号発生回路部の第１の出力を前記第１のドライ
バーの第３の入力に接続し第２の出力を前記第２のドラ
イバーの第３の入力に接続することを特徴とするインバ
ータ装置。 - 【請求項２】 前記波形成形回路部は正の正弦波交流電
圧を発生させる前記インバータの制御にはＰＷＭ回路部
の出力信号を反転して用い、負の正弦波交流電圧を発生
させる前記インバータの制御にはＰＷＭ回路部の出力信
号を用いることを特徴とする請求項１記載のインバータ
装置。 - 【請求項３】 前記正弦波交流出力電圧がゼロ電位近傍
において、前記二系統のインバータの同時動作制御を行
うことを特徴とする請求項１または２記載のインバータ
装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4157195A JP2903870B2 (ja) | 1992-06-17 | 1992-06-17 | インバータ制御方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4157195A JP2903870B2 (ja) | 1992-06-17 | 1992-06-17 | インバータ制御方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH066980A true JPH066980A (ja) | 1994-01-14 |
| JP2903870B2 JP2903870B2 (ja) | 1999-06-14 |
Family
ID=15644283
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4157195A Expired - Lifetime JP2903870B2 (ja) | 1992-06-17 | 1992-06-17 | インバータ制御方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2903870B2 (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH08214554A (ja) * | 1995-02-06 | 1996-08-20 | Nec Corp | インバータ回路 |
| JPH08291859A (ja) * | 1996-01-12 | 1996-11-05 | Mazda Motor Corp | 自動変速機のライン圧制御装置 |
| US9201393B2 (en) | 2013-08-30 | 2015-12-01 | Ricoh Company, Ltd. | Toner container, process cartridge, and image forming apparatus |
| CN105471058A (zh) * | 2014-08-22 | 2016-04-06 | 比亚迪股份有限公司 | 充电控制系统及其充电方法 |
-
1992
- 1992-06-17 JP JP4157195A patent/JP2903870B2/ja not_active Expired - Lifetime
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2903870B2 (ja) | 1999-06-14 |
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